CN115021714A

CN115021714A - 一种均衡器和电子设备

Info

Publication number: CN115021714A
Application number: CN202210651347.7A
Authority: CN
Inventors: 刘朝阳; 郑旭强; 刘果果; 张秋月; 徐华; 刘敏; 李伟杰
Original assignee: Institute of Microelectronics of CAS
Current assignee: Institute of Microelectronics of CAS
Priority date: 2022-06-10
Filing date: 2022-06-10
Publication date: 2022-09-06

Abstract

本发明提供一种均衡器和电子设备，所述均衡器包括：连续时间线性均衡器、单端转差分电路、可调增益放大器以及解串器模块，在本方案中，所述连续时间线性均衡器或单端转差分电路中的至少部分无源器件采用反相器构成，从而通过使用有源器件代替部分无源器件，可以降低芯片面积和功耗。

Description

一种均衡器和电子设备

技术领域

本发明涉及电子设备技术领域，具体涉及一种基于反相器的伪差分转差分的连续时间线性均衡器和应用该均衡器的电子设备。

背景技术

随着电子通信系统的进一步发展和数据的大量产生，人们对数据传输速率的要求也越来越高。由于并行传输不能满足日益增长的数据传输速率的要求，SerDes技术逐渐成为人们的首要选择。然而，有线传输信道存在介质损耗、趋肤效应等非理想因素，这些非理性因素会导致信号的失真，严重降低了接受端的信号质量。为了恢复接收端的信号质量，均衡技术便成了高速SerDes系统中必不可少的一部分。如何提供一种功耗低、面积小的均衡器，成为本领域技术人员亟待解决的技术问题之一。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供一种均衡器和电子设备，以提供一种功耗低、面积小的均衡器。

为实现上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：

一种均衡器，包括：

连续时间线性均衡器、单端转差分电路、可调增益放大器以及解串器模块；

所述连续时间线性均衡器用于获取发射机发射来的单端信号，并对获取到的所述单端信号进行增益；

所述单端转差分电路用于获取经所述连续时间线性均衡器增以后的单端信号，基于获取到的单端信号生成互补差分信号；

所述可调增益放大器用于对所述互补差分信号进行增益处理，并将增益结果发送给所述解串器模块；

所述解串器模块用于将信号转化为多路并行信号并输出；

所述连续时间线性均衡器或单端转差分电路中的至少部分无源器件采用反相器构成。

一种电子设备，应用有上述任意一项实施例所述的均衡器。

基于上述技术方案，本发明实施例提供的上述方案，可以通过将反相器模拟并代替所述连续时间线性均衡器或单端转差分电路中的至少部分无源器件的方式，来降低反相器的功耗以及芯片面积。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为本申请实施例公开的均衡器的结构示意图；

图2a、图2b、图2c分别为采用反相器作为跨导器使用时的电路图、小信号电路图和等效电路图；

图3a、图3b、图3c分别为采用反相器作为负载阻抗使用时的电路图、小信号电路图和等效电路图；

图4a、图4b、图4c分别为采用反相器作为有源电感使用时的电路图、小信号电路图和等效电路图；

图5为本申请实施例公开的连续时间线性均衡器的结构示意图；

图6为本申请实施例公开的高频滤波电容的结构示意图；

图7为本申请实施例公开的低频滤波电容的结构示意图；

图8为基于反相器的单元增益级大信号分析示意图；

图9a和图9b为本申请提供的两种单端转差分电路结构的示意图；

图10为本申请一具体实施例提供的两种单端转差分电路结构的示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

申请人经过研究发现，在先进工艺带来的PMOS和NMOS的载流子迁移率差异变小的基础上，对反相器进行不同配置，使其作为不同的模拟器件在电路中应用，使用有源器件代替部分无源器件，可以降低核心面积。以此原理为基础，本申请公开了一种功耗低且面积较小的均衡器。

参见图1，本申请实施例公开的均衡器，可以包括：连续时间线性均衡器CTLE、单端转差分电路S2D、可调增益放大器PGA以及解串器模块A；

所述连续时间线性均衡器(Continuous Time Linear Equalizer，简称CTLE)用于获取发射机发射来的单端信号，并对获取到的所述单端信号进行增益；所述CTLE是收发机系统中必不可少的组成单元，起到降低系统在高频下，由于信道非理想效应影响而引起的损耗，还原信号失真。在本方案中，所述CTLE中的部分器件可以由反相器构成，例如，所述CTLE中的跨导器可以由反相器构成，通过反相器构成并替代所述CTLE中的部分器件，可以有效降低所述CTLE的功耗和面积，从而可以有效降低整体系统的功耗和面积；

所述单端转差分电路S2D用于获取经所述连续时间线性均衡器增以后的单端信号，基于获取到的单端信号生成互补差分信号，所述单端转差分电路S2D中的部分元件同样可以由反相器构成，从而可进一步降低整体系统的功耗和面积；

所述可调增益放大器PGA用于对所述互补差分信号进行增益处理，并将增益结果发送给所述解串器模块；

所述解串器模块A用于将信号转化为多路并行信号并输出。

在本申请实施例公开的技术方案中，可以采用反相器模拟并替代所述连续时间线性均衡器和所述单端转差分电路S2D中的部分元件，从而可以降低整体系统(均衡器)的功耗和面积。

例如，在本申请所述反相器可以作为跨导器使用，可以作为负载阻抗使用，也可以作为有源电感使用。

具体的，反相器正常连接作为跨导器，选取合适的偏置电压，在先进工艺下PMOS和NMOS的跨导值相等为g_m，故反相器作为等效跨导器的跨导值为2g_m。所述反相器作为跨导器来使用时，其电路图可以为图2a，小信号电路图为2b，等效电路图为2c；参见图2a所示，当采用反相器作为跨导器时，所述反相器的输入端作为所述跨导器的输入端，所述反相器的输出端作为所述跨导器的输出端。

当采用反相器作为负载阻抗使用时，所述反相器的电路图可以为图3a，小信号电路图为3b，等效电路图为3c；参见图3a所示，当所述反相器作为负载阻抗使用时，所述反相器的输入端和输出端互联，互联后的公共节点作为所述阻抗负载的第一端，所述反相器的接地端作为所述阻抗负载的第二端。

当反相器作为有源电感使用时，其电路图如图4a，小信号电路图为4b，等效电路图为4c，参见图4a，通过在反相器的输出端和器件(指的是与输出端相邻的两个mos管)各自的栅极之间各加一个电阻来实现有源电感，由于先进工艺下反相器的对称性，即PMOS和NMOS的载流子迁移率相差不大，可以采用等值的电阻。该技术利用反相器的栅极电容进行高频升压，从而扩展带宽，从而消除了笨重的电感需求。

在本申请实施例公开的技术方案中，所述均衡器中的各个模块内的跨导器、负载阻抗和有源电感均可以采用反相器模拟构成。

例如，以连续时间线性均衡器而言，所述连续时间线性均衡器可以包括：

高频通路、全通通路、低频通路和有源电感；

所述高频通路、全通通路和低频通路并联在第一节点和第二节点之间，所述第一节点作为所述连续时间线性均衡器的输入端；

所述有源电感的输入端与所述第二节点相连，所述有源电感的输出端作为所述连续时间线性均衡器的输出端。

上述连续时间线性均衡器中的高频通路、全通通路、低频通路中的跨导器、滤波电容以及上述有源电感，均可以由反相器来实现，因此，参见图5，本实施例公开的技术方案中，所述连续时间线性均衡器的高频通路KEYI包括：第一跨导器g_mp2、第二跨导器g_mp3和第三跨导器g_mHF，以及高频滤波电容C_HF，其中，第一跨导器g_mp2、第二跨导器g_mp3和第三跨导器g_mHF均可以由反相器构成。

所述第一跨导器g_mp2、第二跨导器g_mp3和第三跨导器g_mHF依次串联，所述第一跨导器g_mp2的输入端与所述第一节点相连，所述第三跨导器g_mHF的输出端与所述第二节点相连，所述第二跨导器g _mp3的输入端和输出端之间短接，即所述第二跨导器g _mp3可以为短接的反相器(此时，可以忽略所述图5中第二跨导器g _mp3的输入端和输出端之间的短接线)，所述第三跨导器为可调跨导器；

高频滤波电容，所述高频滤波电容的第一端与所述第二跨导器和所述第三跨导器的公共端相连，所述高频滤波电容的第二端接地。

参见图5，所述低频通路包括：

第四跨导器g_mp1、第五跨导器g_mp0、第六跨导器g_mLF以及低频滤波电容CLF，所述第四跨导器g_mp1、第五跨导器g_mp0、第六跨导器g_mLF均可以由反相器构成；

所述第四跨导器g_mp1、第五跨导器g_mp0、第六跨导器g_mLF依次串联，所述第四跨导器g_mp1的输入端与所述第一节点相连，所述第六跨导器g_mLF的输出端与所述第二节点相连，所述第五跨导器g_mp0的输入端和输出端之间短接，所述第六跨导器g_mLF为可调跨导器；

所述低频滤波电容C_LF的第一端与所述第五跨导器和所述第六跨导器的公共端相连，所述低频滤波电容的第二端接地，所述。

参见图5，所述全通路包括：

第七跨导器g_mAP，所述第七跨导器g_mAP为可调跨导器，且所述第七跨导器的跨导系数X为：X＝1+α+β，其中，α为第三跨导器的跨导系数，所述β为所述第六跨导器的跨导系数。

参见图5所示，所述有源电感为基于反相器构建的有源电感。具体的，所述有源电感包括：

第一电阻R1、第二电阻R2、第一MOS管M1和第二MOS管M2；

所述第一电阻和所述第二电阻的第一端与所述第二节点、所述第一MOS管的输出端以及所述第二MOS管的输入端相连；

所述第一电阻的第二端与所述第一MOS管的控制端相连；

所述第二电阻的第二端与所述第二MOS管的控制端相连；

所述第一MOS管的输入端与输入电源相连，所述第二MOS管的输出端接地；

所述第一电阻和所述第二电阻的第一端作为所述有源电感的输出端。

图5所示的电路可以称为减法CTLE，是因为通路降低了低频时的增益，而在高频时由于电路中引入的高频极点对减法的阻碍作用而产生了峰值实现高频增益。

整个电路分为三个支路(高频通路、全通通路、低频通路)，在节点处三个支路的电流相加，其传输函数为

公式中，对应上图电路图中的，g_mp1，g_mLF，g_mAP，g_mp2，g_mHF分别为各个跨导器的跨到系数，所述g_mp为第二跨导器和第五跨导器的跨导系数，所述g_mL为第一MOS管和第二MOS管的跨导系数。C_HF和C_LF分别为对应的滤波电容的容值；s为信号频率，R为所述第一电阻和第二电阻的阻值。

本申请图5所示的CTLE，具有以下特点：

更少的的极点，同时达到更大的增益带宽积。CTLE的输出阻抗在整个频率范围内保持相对恒定，并由有源负载(gml)设置。添加到负载反相器栅极的第一电阻和第二电阻可以提供电感峰值以提高带宽。反馈回路中的低频和高频极点由gmp以及他们各自的可编辑MOS电容阵列决定。电路的均衡强度可以通过改变电流相加跨导器的值来调节。

在图5所示的CTLE中，CTLE的零点位置由电容C_HF和C_LF决定，所述电容C_HF和C_LF都可以由高密度MOS电容构成，且电容值大小可以通过控制开关来调节。

如图6所示，所述高频滤波电容C_HF可以由一系列可编辑MOS电容器组成，即参见图6，所述高频滤波电容C_HF由至少一组串联的可编辑MOS电容器构成，通过控制该MOS电容器串联电路中的开关的通断，可以调节所述高频电容C_HF的电容值。

所述C_LF由至少两个高频滤波电容并联而成，如图7所示，所述C_LF由5个高频滤波电容并联而成。

关于反相器的偏置电压，本申请可以通过合理的设置上述各个反相器的偏置电压来保证器件的可靠性，具体的，由于当反相器中的开关管处于饱和时，先进工艺下DIBL(Drain Induced Barrier Low)效应即短沟道效应导致输出电导非线性可忽略不计。故而需要在大信号摆幅条件下保证器件处于饱和态(同时留有一些裕度)，以最大化前端信噪比。

以图8所示的反相器进行信号增益分析，假定反相器的偏压为1/2电源电压，且增益为单元增益，构成反相器的开关管的Vgs和Vds是反相的，即在输入信号发生变化时，Vgs和Vds的变化趋势是相反的，即Vdsat＝2/Vd+vi-Vt,而Vds＝Vdd-Vi，可以得知在开关管饱和的前提下最大化信号幅度需要保证Vi<Vt/2。最终可以得出一个显而易见的结论，开关管的阈值电压在确定电压线性范围中扮演着重要角色。

在28nmCMOS工艺下，标准阈值电压器件的Vt＝0.4V，这意味着由开关管构成的伪差分电路的峰峰最大摆幅为0.8V。但是考虑到器件从饱和区到三极管区的转换是渐进的，所以在设计中需要对电压限制留出一些裕度，所以在实际设计中，伪差分电路的输出摆幅为±300mv。

确定了器件阈值电压之后，反相器的工作电压也同时被确定了以来，比如，假定阈值电压为0.4V，所需的过驱动电压Vgs-Vth＝0.1V，则得到反相器的电源电压为1V。如果系统对线性度和摆幅的需求不是非常严格的系统中，还可以采用Vt＝0.15V的超低阈值电压器件，这样所述反相器的电源电压只需要0.7V。

模拟前端的输出必须由单端信号被转换为差分信号，因为需要差分信号来驱动后续的采样模块及DE-MUX电路，而单端转差分电路的位置直接放在CTLE电路后面比较合适，因为放在这里可以最小化非线性的影响。

申请人经过研究提出了一种非常规的产生差分参考信号的方法，即基于反相器的单端转差分电路结构，原则上反相器可以产生差分互补信号，如下图9a所示，但是经过仿真发现，图9a结构的频率相位响应显示其极点频率很低，仅有几个GHz，同时有非常大的群延迟，这就意味着采用图9a结构会引入比较大的真实信号和差分信号的相位偏移，而这并不适用于我们的应用。因此引入了图9b结构，参见图9b，所述单端转差分电路可以由两个串联的反相器构成，这两份反相器中的一个反相器为短路反相器，此种结构中极点会被推到非常高的频率，接近器件的单元增益频率f_T，同时其频率相位响应相对平坦很多，群延迟相对而言也大大下降，模拟仿真发现真实信号和差分互补信号的延迟差异小于1ps。如图10所示图9b中两个串联的反相器的输入端作为所述单端转差分电路的输入端和第一输出端Vp，所述两个串联的反相器的输出端作为所述单端转差分电路的第二输出端Vn。并且为了解决晶体管的有限输出电阻，短路反相器的尺寸比与其串联的另一个反相器(可以称之为驱动反相器)略小，该级的电压增益将接近于单位增益，输出Vp和Vn具有几乎相等的幅度，并且它们之间的延迟非常小。需要注意到的是第一输出端Vp和第二输出端Vn输出信号的幅度不匹配以及或相位不匹配并不会导致信号失真，但相位失配会导致信号眼图在水平方向上闭合，因此后续阶段需要纠正这些不匹配，具体如何纠正不在本申请的考虑范围之内。

对应于上述均衡器，应用该均衡器的电子设备也在本申请的保护范围之内，该电子设备可以是手机、电脑等任意应用有均衡器的终端。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims

1.一种均衡器，其特征在于，包括：

所述解串器模块用于将信号转化为多路并行信号并输出；

2.根据权利要求1所述的均衡器，其特征在于，所述连续时间线性均衡器包括：

高频通路、全通通路、低频通路和有源电感；

3.根据权利要求2所述的均衡器，其特征在于，所述有源电感为基于反相器构建的有源电感。

4.根据权利要求3所述的均衡器，其特征在于，所述有源电感包括：

第一电阻、第二电阻、第一MOS管和第二MOS管；

所述第一电阻的第二端与所述第一MOS管的控制端相连；

所述第二电阻的第二端与所述第二MOS管的控制端相连；

5.根据权利要求2所述的均衡器，其特征在于，所述高频通路包括：

依次串联的第一跨导器、第二跨导器和第三跨导器，所述第一跨导器的输入端与所述第一节点相连，所述第三跨导器的输出端与所述第二节点相连，所述第二跨导器的输入端和输出端之间短接，所述第三跨导器为可调跨导器；

6.根据权利要求5所述的均衡器，其特征在于，所述低频通路包括：

依次串联的第四跨导器、第五跨导器和第六跨导器，所述第四跨导器的输入端与所述第一节点相连，所述第六跨导器的输出端与所述第二节点相连，所述第五跨导器的输入端和输出端之间短接，所述第六跨导器为可调跨导器；

低频滤波电容，所述低频滤波电容的第一端与所述第五跨导器和所述第六跨导器的公共端相连，所述低频滤波电容的第二端接地。

7.根据权利要求6所述的均衡器，其特征在于，所述全通路包括：

第七跨导器，所述第七跨导器为可调跨导器，且所述第七跨导器的跨导系数X为：X＝1+α+β，其中，α为第三跨导器的跨导系数，所述β为所述第六跨导器的跨导系数。

8.根据权利要求5所述的均衡器，其特征在于，所述高频滤波电容由至少一组串联的可编辑MOS电容器构成。

9.根据权利要求6所述的均衡器，其特征在于，所述低频滤波电容由至少两个高频滤波电容并联而成。

10.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求1-9任意一项所述的均衡器。