CN114944777B - 基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 51
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 268
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims abstract description 27
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 31
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 31
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 28
- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims description 22
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 3
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 abstract description 11
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 8
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 8
- 238000013461 design Methods 0.000 description 7
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 6
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 5
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 3
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 2
- 229910052799 carbon Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N Carbon Chemical compound [C] OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
- H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
- H02J2300/22—The renewable source being solar energy
- H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明属于并网逆变器控制技术领域，具体涉及一种基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法。首先根据中点电位偏差构建新的虚拟中矢量和虚拟小矢量，并增加用于判断参考电压矢量的空间位置的辅助扇区，输入到有限控制集模型预测控制中，选择对应的大扇区的空间矢量进行寻优遍历，减少了寻优遍历次数，把获得的最优空间矢量输入到虚拟空间矢量调制中，引入中点电位偏差信号，按照伏秒平衡原则、虚拟矢量重构规则及中点电位控制原理，把最优空间矢量进行分解，从而得到对应的基本电压矢量作用时间。由于最优空间矢量是从含中点电位控制的重构虚拟矢量中选择的，则模型预测中不需要加入中点电位控制环节，简化了模型预测中目标函数。
Description
技术领域
本发明属于并网逆变器控制技术领域，具体涉及一种基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法。
背景技术
随着人们对电能需求的持续提升与化石能源的日渐枯竭以及低碳经济发展的内在要求，以风能、太阳能等为代表的清洁可再生能源发展迅速。分布式发电技术作为新能源发电的主要技术之一，具有输电损耗少、安全、高效等特点。光伏发电通过将太阳能直接转化为电能，相较于传统燃煤发电，对环境影响小、绿色低碳，具有总量大、分布广的特点，其应用领域发展迅速。
并网逆变器作为光伏发电的关键环节，起着电能转换的关键作用，其工作性能直接决定着入网电能的质量。在小功率光伏发电场合，两电平逆变器因其结构简单、成本低、易于控制与实现被广泛应用。由于单个半导体器件的耐压与过流限制，在中高功率光伏发电场合经常采用多级逆变器串、并联组合的形式。但是，这种系统结构复杂，设计及维护成本高，控制难度较大。为了解决以上问题，大功率多电平逆变器应运而生。相比两电平逆变器，三电平逆变器具有输出功率大、耐压值高的优点，更适用于中高容量光伏并网。且三电平逆变器包括NPC型三电平逆变器。
模型预测控制(model predictive control，MPC)是一种基于被控对象预测模型的一种优化控制方法，它的控制概念直观、易于建模、无需复杂控制参数设计。在大部分电力电子控制应用领域，通过遍历法，根据变换器的离散数学模型，可以计算出所有开关状态下的变换器输出状态，通过设置适当的目标函数，选择出最优开关状态对变流器进行控制，以达到期望控制效果。
对于NPC型三相三电平逆变电路结构而言，为了解决NPC型并网逆变器的中点电位均衡问题，需要在目标函数中加入中点电位控制约束项，并网电流跟随的误差权重和中点电位偏差的权重选择往往依赖实际经验，设计不恰当便影响并网逆变器的控制精度和效果，这无疑使得目标函数的设计难度较大，而且，传统有限控制集模型预测控制需要遍历27个开关状态，这种方式的计算量较大，计算效率低，导致整个控制响应时间较长，控制器动态性能不佳。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，用以解决现有技术的模型预测控制直接应用于并网逆变器时计算量大导致控制响应时间长的问题。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，所述并网逆变器的直流端用于连接直流电源，并网逆变器的交流端用于通过LCL型滤波器连接电网，称LCL型滤波器中的电容为滤波电容，该方法包括如下步骤：
1)依据获取的k时刻的逆变器输出电流实际值iL(k)、k时刻的滤波电容电压实际值uC(k)和k时刻的滤波电容电流实际值iC(k)，以及k+1时刻的网侧电流给定值iREFG(k+1)，确定k+1时刻的参考电压矢量VREFL(k+1)；
2)确定参考电压矢量VREFL(k+1)在空间电压矢量图中所处的大扇区及辅助扇区，其中，空间电压矢量图中的每一个大扇区被划分成两个大小相等的辅助扇区；从确定的辅助扇区所在的大扇区和与确定的辅助扇区相邻的大扇区中选择空间矢量进行遍历，确定所选择的空间矢量所对应的逆变器输出电压实际值uO(k)；其中，所述空间矢量包括零矢量、虚拟小矢量、虚拟中矢量和大矢量；
3)依据获取的k时刻的逆变器输出电流实际值iL(k)、k时刻的滤波电容电压实际值uC(k)、k时刻的网侧电流实际值iG(k)和k时刻的网侧电压实际值uG(k)，以及各个空间矢量所对应的逆变器输出电压实际值uO(k)，结合LCL并网逆变器模型，从而预测得到与各个空间矢量相对应的k+1时刻的逆变器输出电流预测值iPL(k+1)和k+1时刻的网侧电流预测值iPG(k+1)；
4)将得到的与各个空间矢量相对应的k+1时刻的逆变器输出电流预测值iPL(k+1)和k+1时刻的网侧电流预测值iPG(k+1)输入至建立的目标函数中进行遍历，从中找到使目标函数最小的空间矢量，并称为最优空间矢量；所述目标函数为：
g(i)＝|iPL(k+1)-iREFL(k+1)|+λ|iPG(k+1)-iREFG(k+1)|
式中，g(i)为目标函数，iREFL(k+1)为k+1时刻的逆变器输出电流给定值，λ为为并网电流误差权重因子；
5)使用基本合成矢量来合成所述最优空间矢量，并输出开关状态来对并网逆变器进行控制；其中，若空间矢量为虚拟小矢量，则按照下式来合成虚拟小矢量：
式中，VZS为虚拟小矢量，V1和V2为合成虚拟小矢量VZS的基本合成矢量，V1为正小矢量，V2为负小矢量，Ts为虚拟矢量的作用时间，σ为均压因子；
若空间矢量为虚拟中矢量，则按照下式来合成虚拟中矢量：
式中，VZM为虚拟中矢量，V3、V4和V5为合成虚拟中矢量VZM的基本合成矢量，τ和υ为重构因子。
其有益效果为：本发明在使用模型预测控制对并网逆变器进行控制过程中，首先在目标函数中不再加入中点电位平衡项，从而简化了目标函数的设计，其次，中点电位平衡控制在虚拟空间调制中实现，将大扇区进一步划分为多个辅助扇区，确定参考电压矢量在辅助扇区中的位置，从确定的辅助扇区所在的大扇区和与确定的辅助扇区相邻的大扇区中选择空间矢量进行遍历，以缩小遍历寻优范围，减少遍历次数，提高计算效率，从而将虚拟空间矢量调制技术和有限控制集模型预测控制相结合，能够更容易找到最优开关状态。而且，整体控制结构明了，实现简单，控制器的动态性能和稳态跟踪性能均得到提升。
进一步地，当并网逆变器的中点电位等于时，均压因子σ＝0；当并网逆变器的中点电位小于/>且正小矢量对应的电流为正方向时，均压因子/>当并网逆变器的中点电位小于/>且正小矢量对应的电流为负方向时，均压因子/>当并网逆变器的中点电位大于/>且正小矢量对应的电流为正方向时，均压因子/>当并网逆变器的中点电位大于/>且正小矢量对应的电流为负方向时，均压因子/>其中，Udc为并网逆变器直流端电压实际值；正小矢量对应电流如下；VONN对应逆变器输出A相电流iLa，VPPO对应逆变器输出C相电流iLc，VNON对应逆变器输出B相电流iLb，VOPP对应逆变器输出A相电流iLa，VNNO对应逆变器输出C相电流iLc，VPOP对应逆变器输出B相电流iLb。
其有益效果为：根据并网逆变器的中点电位与中点电位电流流向情况来调节虚拟小矢量中的均压因子，以实现中点电位平衡。
进一步地，当并网逆变器的中点电位等于时，重构因子τ＝0，重构因子υ＝0；当并网逆变器的中点电位大于/>时，且基本电压矢量对应的电流为正方向时，重构因子τ＝-1，υ＝-1；当并网逆变器的中点电位大于/>时，且基本电压矢量对应的电流为负方向时，重构因子τ＝1，υ＝1；当并网逆变器的中点电位小于/>时，且基本电压矢量对应的电流为正方向时，重构因子τ＝1，υ＝1；当并网逆变器的中点电位小于/>时，且基本电压矢量对应的电流为负方向时，重构因子τ＝-1，υ＝-1；其中，Udc为并网逆变器直流端电压实际值；基本电压矢量对应电流如下：VONN对应逆变器输出A相电流iLa，VPPO对应逆变器输出C相电流iLc，VNON对应逆变器输出B相电流iLb，VOPP对应逆变器输出A相电流iLa，VNNO对应逆变器输出C相电流iLc，VPOP对应逆变器输出B相电流iLb。
其有益效果为：根据并网逆变器的中点电位与中点电位电流流向情况来调节虚拟中矢量中的重构因子，以实现中点电位平衡。
进一步地，步骤2)中，遍历的空间矢量的总个数为9个，大扇区的个数为6个，相应辅助扇区的个数为12个，所述空间电压矢量图中按照逆时针的顺序排列，大扇区分别为大扇区I、大扇区Ⅱ、大扇区Ⅲ、大扇区Ⅳ、大扇区Ⅴ和大扇区Ⅵ，相应的辅助扇区分别为辅助扇区1、辅助扇区2、……、辅助扇区12；若参考电压矢量处于辅助扇区1和辅助扇区12，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM1、VZM6、VZS1、VZS6、VZS2、VZL1、VZL2和VZL6；若参考电压矢量处于辅助扇区2和辅助扇区3，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM1、VZM2、VZS1、VZS2、VZS3、VZL1、VZL2和VZL3；若参考电压矢量处于辅助扇区4和辅助扇区5，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM2、VZM3、VZS2、VZS3、VZS4、VZL2、VZL3和VZL4；若参考电压矢量处于辅助扇区6和辅助扇区7，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM3、VZM4、VZS3、VZS4、VZS5、VZL3、VZL4和VZL5；若参考电压矢量处于辅助扇区8和辅助扇区9，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM4、VZM5、VZS4、VZS5、VZS6、VZL4、VZL5和VZL6；若参考电压矢量处于辅助扇区10和辅助扇区11，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM5、VZM6、VZS5、VZS6、VZS1、VZL5、VZL6和VZL1；其中，VZ0为零矢量，VZMk为虚拟中矢量，VZSk为虚拟小矢量，VZLk为大矢量，k＝1,2,…,6。
进一步地，步骤1)中，k+1时刻的参考电压矢量VREFL(k+1)为：
其中，逆变器输出电流给定值iREFL(k+1)为：
iREFL(k+1)＝iREFG(k+1)+iC(k)。
进一步地，步骤3)中，k+1时刻的逆变器输出电流预测值iPL(k+1)为：
式中，L1为LCL型滤波器中逆变器侧滤波电感的电感值。
进一步地，k+1时刻的网侧电流预测值iPG(k+1)为：
式中，C3为LCL型滤波器中滤波电容的电容值，L4为LCL型滤波器中网侧滤波电感的电感值。
进一步地，虚拟小矢量包括6个，分别为VZS1、VZS2、VZS3、VZS4、VZS5、VZS6，则与虚拟小矢量VZS1对应的基本合成矢量为VONN和VPOO，与虚拟小矢量VZS2对应的基本合成矢量为VPPO和VONN，与虚拟小矢量VZS3对应的基本合成矢量为VNON和VOPO，与虚拟小矢量VZS4对应的基本合成矢量为VOPP和VNOO，与虚拟小矢量VZS5对应的基本合成矢量为VNNO和VOOP，与虚拟小矢量VZS6对应的基本合成矢量为VPOP和VONO。
进一步地，虚拟中矢量包括6个，分别为VZM1、VZM2、VZM3、VZM4、VZM5、VZM6，则与虚拟中矢量VZM1对应的基本合成矢量为VPON、VONN和VPPO，与虚拟中矢量VZM2对应的基本合成矢量为VOPN、VNON和VPPO，与虚拟中矢量VZM3对应的基本合成矢量为VNPO、VNON和VOPP，与虚拟中矢量VZM4对应的基本合成矢量为VNOP、VNNO和VOPP，与虚拟中矢量VZM5对应的基本合成矢量为VONP、VNNO和VPOP，与虚拟中矢量VZM6对应的基本合成矢量为VPNO、VONN和VPOP。
进一步地，k时刻的逆变器输出电流实际值iL(k)、k时刻的滤波电容电压实际值uC(k)、k时刻的滤波电容电流实际值iC(k)、k+1时刻的网侧电流给定值iREFG(k+1)、k+1时刻的参考电压矢量VREFL(k+1)、k时刻的网侧电流实际值iG(k)、k时刻的网侧电压实际值uG(k)、各个空间矢量所对应的k时刻的逆变器输出电压实际值uO(k)、与各个空间矢量相对应的k+1时刻的逆变器输出电流预测值iPL(k+1)、与各个空间矢量相对应的k+1时刻的网侧电流预测值iPG(k+1)、以及k+1时刻的逆变器输出电流给定值iREFL(k+1)均相应包括α轴的分量和β轴的分量。
附图说明
图1是本发明的并网系统的结构图；
图2是本发明的模型预测控制的大致控制思路的控制框图；
图3是本发明的模型预测控制的具体控制框图；
图4是本发明的基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法的流程图；
图5是本发明的空间电压矢量图；
图6是本发明的大扇区1的虚拟空间矢量图；
图7(a)是THD分析结果图；
图7(b)是并网电流波形图；
图7(c)是中点电位仿真结果图。
具体实施方式
本发明采用一种改进的模型预测控制方法对并网逆变器进行控制，在模型预测控制的目标函数中不再加入中点电位平衡项，而是在矢量空间调制时实现中点电位平衡。具体为：通过虚拟空间矢量调制算法，把27个基本电压矢量根据中点电位控制机理，重构为19个虚拟电压矢量，在空间矢量调制过程中，在原有大扇区划分的基础上，将大扇区进一步划分为辅助扇区，根据参考电压矢量在辅助扇区的位置来进行比遍历寻优，每次计算的寻优遍历次数从27次减小到9次，一定程度上减少了寻优遍历的次数，即一定程度上减少了计算量，把获得的最优空间矢量输入到虚拟空间矢量调制中，并引入中点电位偏差信号，按照伏秒平衡原则结合中点电位控制原理，把最优空间矢量进行分解，分解所得的基本电压矢量具备中点电位平衡能力，相应的模型预测的目标函数中不需要加入中点电位控制环节，简化了模型预测中目标函数。
下面结合附图和实施例，对本发明的一种基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法进行详细说明。
基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法实施例：
本发明的并网系统的结构图如图1所示，设置于光伏电站和公共电网之间。
该并网系统包括二极管箝位型三相三电平逆变电路(即本申请的并网逆变器)和LCL型滤波器。光伏电站通过直流变换器稳压变换后，接入到二极管箝位型三相三电平逆变电路的直流端，二极管箝位型三相三电平逆变电路的交流端经过LCL型滤波器连接公共电网。除此以外，该并网系统还包括有控制器、传感器和驱动电路。
二极管箝位型三相三电平逆变电路包括逆变桥臂和两个均压电容。均压电容包括第一均压电容C1和第二均压电容C2；第一均压电容C1的正极性端连接二极管箝位型三相三电平逆变电路的直流端的正输出端，负极性端连接中线；第二均压电容C2的正极性端连接中线，负极性端连接二极管箝位型三相三电平逆变电路的直流端的负输出端。逆变桥臂包括6个钳位二极管和12个全控型开器件，6个钳位二极管分别为钳位二极管D1、钳位二极管D2、箝位二极管D3、箝位二极管D4、箝位二极管D5、箝位二极管D6，12个全控型开器件分别为全控型开关器件S1、全控型开关器件S2、全控型开关器件S3、全控型开关器件S4、全控型开关器件S5、全控型开关器件S6、全控型开关器件S7、全控型开关器件S8、全控型开关器件S9、全控型开关器件S10、全控型开关器件S11、全控型开关器件S12。箝位二极管D1、D3、D5的阴极端分别连接全控型开关器件S1、S5、S9的发射极，箝位二极管D1、D3、D5的阳极端连接中线，箝位二极管D2、D4、D6的阴极端连接中线，箝位二极管D2、D4、D6的阳极端分别连接全控型开关器件S3、S7、S11的发射极。
LCL型滤波器包括滤波电感L1、滤波电感L2、滤波电感L3、滤波电感L4、滤波电感L5、以及滤波电感L6。滤波电感L1、L2、L3为逆变器侧滤波电感，其输入端连接二极管箝位型三相三电平逆变电路的交流端，滤波电感L1、L2、L3的输出端与滤波电容C3、C4、C5的上端相连，同时连接滤波电感L4、L5、L6的输入端，滤波电感L4、L5、L6为网侧滤波电感，滤波电感L4、L5、L6的输出端连接公共电网。
锁相环的输入端连接公共电网，锁相环的输出端连接控制器的输入端。
传感器模块包括多个电压传感器和电流传感器，用于检测网侧电压、网侧电流、滤波电容电压和逆变器输出电流，而且还检测中点电位和逆变器直流端电压。传感器模块的输出端连接控制器的输入端，以将采集的数据发送给控制器，供控制器依据采集的数据进行逻辑判断与处理。
控制器的输出端连接驱动电路的输入端，以对二极管箝位型三相三电平逆变电路中的各箝位二极管和全控型开关器件进行控制。
基于上述介绍的并网系统，可实现本发明的一种基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其大致思路控制框图和具体框图分别如图2和图3所示，整个方法的控制流程如图4所示，模型预测控制主要体现：在保证并网电能质量的前提下，减少模型预测控制的寻优遍历次数，保证中点电位平衡，降低目标函数的设计难度，减少模型预测控制的计算量。
下面先对建立LCL型并网模型预测控制模型进行介绍。
1、由电路原理图与基尔霍夫电压定律列写出三相LCL滤波器的电压电流方程：
式中，iL为逆变器输出电流，iC为滤波电容电流，iG为网侧电流，uC为滤波电容电压，uO为逆变器侧输出相电压，uG为网侧电压，下标abc分别表示三相LCL的A、B、C三相。
2、把公式(1)通过三二变换，从ABC坐标系下，转化至αβ坐标系下，如公式(2)：
由于三相对称，逆变器侧电感的电感值可以认为L1＝L2＝L3，网侧电感的电感值可以认为L4＝L5＝L6，滤波电容的电容值可以认为C3＝C4＝C5，所以上述公式中的逆变器侧电感取值均为L1，网侧电感取值均为L4，滤波电容的电容值均为C3。
3、通过前向欧拉逼近法对公式(2)离散化，并整理可得逆变器输出电流预测值：
式中，iPLα(k+1)为k+1时刻的逆变器输出电流预测值α轴的分量，iPLβ(k+1)为k+1时刻的逆变器输出电流预测值β轴的分量，iLα(k)为k时刻的逆变器输出电流实际值α轴的分量，iLβ(k)为k时刻的逆变器输出电流实际值β轴的分量，Ts为虚拟矢量的作用时间，uOα(k)为k时刻的逆变器输出电压实际值α轴的分量，uOβ(k)为k时刻的逆变器输出电压实际值β轴的分量，uCα(k)为k时刻的滤波电容电压实际值α轴的分量，uCβ(k)为k时刻的滤波电容电压实际值β轴的分量。
4、把公式(2)整理可得公式(4)：
使用后向差分法把公式(4)离散化，可得公式(5)：
式中，iGα/β(k+1)为k+1时刻的网侧电流实际值α/β轴的分量，uGα/β(k+1)为k+1时刻的网侧电压实际值α/β轴的分量。
5、由于传统模型预测控制以逆变器侧电流为控制对象，间接对网侧并网电流进行控制，这样造成网侧并网电流控制性能下降。所以结合公式(3)(4)(5)可得，网侧电流预测值为：
式中，iPGα(k+1)为k+1时刻的网侧电流预测值α轴的分量，iPGβ(k+1)为k+1时刻的网侧电流预测值β轴的分量，uPGα(k+1)为k+1时刻的网侧电压预测值α轴的分量，uPGβ(k+1)uPGα(k+1)为k+1时刻的网侧电压预测值β轴的分量。
6、由于公共电网为刚性系统，其电压变化大致遵循正弦变化规律，所以k+1时刻的网侧电压预测值可由公式(7)得到：
式中，ω表示电网电压角频率。
7、建立目标函数，表达式如式(8)所示：
g(i)＝|iPLα/β(k+1)-iREFLα/β(k+1)|+λ|iPGα/β(k+1)-iREFGα/β(k+1)| (8)
式中，iREFGα/β(k+1)为k+1时刻的网侧电流给定值α/β轴的分量，该值可通过采集实际电网情况获得；iREFLα/β(k+1)为k+1时刻的逆变器输出电流给定值α/β轴的分量；λ为并网电流误差的权重因子，其取值范围为[1,10]。
由于采样时间Ts足够小，iREFGα/β(k+1)和iREFLα/β(k+1)之间关系可以用公式(9)表示：
iREFLα/β(k+1)≈iREFGα/β(k+1)+iCα/β(k) (9)
从该目标函数中可以看出未对中点电位进行控制。
基于上述介绍的LCL型并网模型预测控制模型，下面对本发明方法的实施过程进行介绍。
步骤一，构建空间电压矢量图，如图5所示。
虚拟空间矢量图含有6个大扇区，分别为大扇区I、大扇区Ⅱ、大扇区Ⅲ、大扇区Ⅳ、大扇区Ⅴ和大扇区Ⅵ。进一步将每个大扇区再划分为两个大小相等的辅助扇区，分别为辅助扇区1、辅助扇区2、…、辅助扇区12。图6为大扇区1的虚拟空间矢量图。其中，虚拟矢量及其基本合成矢量的关系如表1和表2所示：
表1
表2
如图6所示，以虚拟小矢量VZS1为例，其合成基本矢量VONN和合成基本矢量VPOO是一对冗余矢量，它们的幅值和方向相同，但是对中点电位的作用相反，考虑中点电位控制，同时根据伏秒平衡原则，两个合成基本矢量的作用时间之和应该和虚拟矢量作用时间相等，则伏秒平衡方程式为：
式中，σ表示均压因子，本实施例中σ选为其选择规则为：假设此时电流从中点电位流出，并设置该方向为正参考方向，同时结合公式(11)可知当VONN作用时，此时流出的电流为A相并网电流iLa，方向为正，使得上电容的电压变大，下电容的电压变小，中点电位降低，而VPOO作用时，由于假设电流从中点电流流出，则此时流出的电流为A相的并网电流，方向为负，使得上电容电压变小，下电容电压变大，中点电位抬高，所以，当中点电位小于(Udc为并网逆变器直流端电压实际值)时，令σ为/>让VPOO分配的时间更多，以抬高中点电位，对中点电位进行均衡控制，反之同理，且中点电位等于/>时，σ＝0。
对于其他的虚拟小矢量，情况同理(称表1中第2列的基本合成矢量1为正小矢量，第3列的基本合成矢量2为负小矢量)，总结为：当并网逆变器的中点电位小于且正小矢量对应的电流为正方向时，均压因子/>当并网逆变器的中点电位小于/>且正小矢量对应的电流为负方向时，均压因子/>当并网逆变器的中点电位大于/>且正小矢量对应的电流为正方向时，均压因子/>当并网逆变器的中点电位大于/>且正小矢量对应的电流为负方向时，均压因子/>除VONN外，其余正小矢量对应电流如下；VPPO对应逆变器输出C相电流iLc，VNON对应逆变器输出B相电流iLb，VOPP对应逆变器输出A相电流iLa，VNNO对应逆变器输出C相电流iLc，VPOP对应逆变器输出B相电流iLb。
虚拟中矢量中的三个基本合成矢量不是冗余矢量，它们的方向和大小各不相同，所以不适合使用在时间分配阶段加入均压因子的控制方式，所以本发明采用在构建虚拟中矢量时，就使得其具备均压控制功能，实施方案如下，如图6所示，以扇区I虚拟中矢量的构建方案如公式(12)：
式中，τ、υ为重构因子，其数值可为0、±1，选取规则为：情况①，若此时中点电位均衡，则令重构因子为0，基础电压合成矢量VONN、VPPO、VPON作用时间各占合成虚拟中矢量作用时间的流出中点电流分别是iLa、iLc、iLb，由于并网时，三相对称，iLa+iLb+iLc＝0，且一个PWM控制周期的时间很短，可以认为虚拟中矢量基本作用时流入或者流出中点的电流为零，在中点平衡时，使用虚拟中矢量不会造成中点电位偏移；情况②，若此时中点电位不等于根据逆变器侧三相电流流向，选择重构因子，细则为：若此时中点电位大于/>且A相电流为正，VONN作用时，使得中点电位提升，使用VONN加重了中点电位偏移情况，所以应该减少VONN的合成所占比重，所以τ取-1，若此时A相电流为负，VONN作用时，使得中点电位降低，使用VONN使得中点电位趋于平衡，应当增加VONN的合成所占比重，所以τ取1；若此时中点电位大于/>且C相电流为正，VPPO作用时，使得中点电位提升，使用VPPO加重了中点电位偏移情况，所以应该减少VPPO的合成所占比重，所以υ取-1，若此时C相电流为负，VPPO作用时，使得中点电位降低，使用VPPO使得中点电位趋于平衡，应当增加VPPO的合成所占比重，所以υ取1。
对于其他虚拟中矢量，情况同理，总结为：当并网逆变器的中点电位等于时，重构因子τ＝0，重构因子υ＝0；当并网逆变器的中点电位大于/>时，且基本电压矢量对应的电流为正方向时，重构因子τ＝-1，υ＝-1；当并网逆变器的中点电位大于/>时，且基本电压矢量对应的电流为负方向时，重构因子τ＝1，υ＝1；当并网逆变器的中点电位小于时，且基本电压矢量对应的电流为正方向时，重构因子τ＝1，υ＝1；当并网逆变器的中点电位小于/>时，且基本电压矢量对应的电流为负方向时，重构因子τ＝-1，υ＝-1。其中，各基本电压矢量对应电流如下：VONN对应逆变器输出A相电流iLa，VPPO对应逆变器输出C相电流iLc，VNON对应逆变器输出B相电流iLb，VOPP对应逆变器输出A相电流iLa，VNNO对应逆变器输出C相电流iLc，VPOP对应逆变器输出B相电流iLb。/>
另外，需说明的是，公式(12)为虚拟中矢量重构公式，更多的体现虚拟中矢量结构上的合成关系，所以未体现采样时间TS。但含有采样时间TS和不含有采样时间TS的公式本质一样。如公式(10)化简后也不含有采样时间TS，但公式(10)更多体现均压因子在时间分配上的作用，所以含有采样时间TS。
步骤二，确定k+1时刻的参考电压矢量VREFLα/β(k+1)。
本发明的优化型模型预测控制，可以通过把参考并网电流值代入模型中计算，得到k+1时刻的参考电压矢量VREFLα/β(k+1)，公式如式(13)：
步骤三，确定k+1时刻的参考电压矢量VREFLα/β(k+1)，确定其处于空间电压矢量图中哪一个辅助扇区，并从确定的辅助扇区所在的大扇区和与该确定的辅助扇区相邻的大扇区中选择空间矢量进行遍历，从而得到各个空间矢量所对应的k时刻的逆变器输出电压实际值uOα/β(k)。
根据公共电网的电压，确定扇区和辅助扇区的取值，其原理为：传统的SVPWM是根据控制器输出的参考电压矢量所在的扇区，选择空间电压矢量进行合成，而模型预测控制对全部开关状态进行遍历寻优，其寻优过程较为冗余复杂，对于明显错误的开关状态也要进行寻优遍历，所以结合矢量控制，确定寻优的扇区，剔除掉明显错误的开关状态，以减小每次控制所需要的寻优遍历次数，由图4可以看出，采用虚拟空间矢量，进一步把矢量数目减小，总空间矢量数目从27变为19，再结合参考电压矢量所在的扇区及辅助扇区，把寻优遍历次数从27次减小到9次，且可以利用虚拟矢量脉宽调制进行中点电位的平衡控制。
考虑模型的准确性，尤其在扇区分界处，如果模型建立的准确性较低，使用一个扇区，可能会使得最优的合成矢量不在由VREFLα/β(k)判断的扇区内，因而加入辅助扇区，即从确定的辅助扇区所在的大扇区和与该确定的辅助扇区相邻的大扇区中选择空间矢量进行遍历。例如，如图5所示，若参考电压矢量VREFLα/β(k+1)位于辅助扇区2中，相应的从大扇区I和大扇区Ⅱ中选择空间矢量进行遍历，若参考电压矢量VREFLα/β(k+1)位于辅助扇区9中，相应的从大扇区Ⅳ和大扇区Ⅴ中选择空间矢量进行遍历。按照该规则，寻优遍历的选择规则如表3所示。
表3
该种方式使得遍历以及相应的判断次数从27次减少为9次。
步骤四，如图3所示，获取k时刻的逆变器输出电流实际值iLα/β(k)、k时刻的滤波电容电压实际值uCα/β(k)、k时刻的网侧电流实际值iGα/β(k)和k时刻的网侧电压实际值uGα/β(k)；将iLα/β(k)、uCα/β(k)和步骤三得到的各个uOα/β(k)代入至公式(3)中便可得到与各个空间矢量相对应的k+1时刻的逆变器输出电流预测值iPLα/β(k+1)；根据获取的uGα/β(k)，利用公式(7)，得到uGα/β(k+1)，进而将iPLα/β(k+1)、uCα/β(k)、iGα/β(k)、uGα/β(k+1)代入至(6)便可得到与各个空间矢量相对应的k+1时刻的网侧电流预测值iPGα/β(k+1)。
步骤五，利用公式(9)得到k+1时刻的逆变器输出电流给定值iREFLα/β(k+1)；并将得到的与各个空间矢量相对应的k+1时刻的逆变器输出电流预测值iPLα/β(k+1)和k+1时刻的网侧电流预测值iPGα/β(k+1)输入至建立的目标函数g(i)公式(8)中进行遍历，找到使目标函数g(i)最小的空间矢量，并称为最优空间矢量。
步骤六，将得到的最优空间矢量，按照公式(10)或公式(12)进行伏秒特性分解，最后输出开关状态，以对并网逆变器进行控制。
综上，该方法在目标函数中不再加入中点电位均压控制环节，简化了目标函数的设计难度，均压控制(即中点电位平衡控制)由虚拟矢量进行控制，通过检测参考电压的位置，选择扇区内的虚拟电压矢量进行寻优遍历，缩小了遍历寻优范围，减少了模型预测控制的遍历次数，有效提高了计算效率，将虚拟空间矢量调制算法与模型预测控制相结合，能够更容易找到最优开关状态。而且，控制结构明了，实现简单，控制器动态特性和稳态跟踪性能均可达到要求。
下面进行仿真试验以说明该方法的有效性。图2、3为是优化型模型预测控制算法仿真框图，仿真参数如表4所示，图7(a)～图7(c)是并网电流仿真结果图。
表4
由图7(a)、7(b)可知并网电流波形呈现较为良好的正弦波形状，总谐波含量为0.09％，符合并网要求，且动态特性良好，由图7(c)可知，中点电位波形控制在0.5V以内，中点电位控制性能良好。
本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做出修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。
Claims (10)
1.一种基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其特征在于，所述并网逆变器的直流端用于连接直流电源，并网逆变器的交流端用于通过LCL型滤波器连接电网，称LCL型滤波器中的电容为滤波电容，该方法包括如下步骤：
1)依据获取的k时刻的逆变器输出电流实际值iL(k)、k时刻的滤波电容电压实际值uC(k)和k时刻的滤波电容电流实际值iC(k)，以及k+1时刻的网侧电流给定值iREFG(k+1)，确定k+1时刻的参考电压矢量VREFL(k+1)；
2)确定参考电压矢量VREFL(k+1)在空间电压矢量图中所处的大扇区及辅助扇区，其中，空间电压矢量图中的每一个大扇区被划分成两个大小相等的辅助扇区；从确定的辅助扇区所在的大扇区和与确定的辅助扇区相邻的大扇区中选择空间矢量进行遍历，确定所选择的空间矢量所对应的逆变器输出电压实际值uO(k)；其中，所述空间矢量包括零矢量、虚拟小矢量、虚拟中矢量和大矢量；
3)依据获取的k时刻的逆变器输出电流实际值iL(k)、k时刻的滤波电容电压实际值uC(k)、k时刻的网侧电流实际值iG(k)和k时刻的网侧电压实际值uG(k)，以及各个空间矢量所对应的逆变器输出电压实际值uO(k)，结合LCL并网逆变器模型，从而预测得到与各个空间矢量相对应的k+1时刻的逆变器输出电流预测值iPL(k+1)和k+1时刻的网侧电流预测值iPG(k+1)；
4)将得到的与各个空间矢量相对应的k+1时刻的逆变器输出电流预测值iPL(k+1)和k+1时刻的网侧电流预测值iPG(k+1)输入至建立的目标函数中进行遍历，从中找到使目标函数最小的空间矢量，并称为最优空间矢量；所述目标函数为：
g(i)＝|iPL(k+1)-iREFL(k+1)|+λ|iPG(k+1)-iREFG(k+1)|
式中，g(i)为目标函数，iREFL(k+1)为k+1时刻的逆变器输出电流给定值，λ为并网电流误差权重因子；
5)使用基本合成矢量来合成所述最优空间矢量，并输出开关状态来对并网逆变器进行控制；其中，若空间矢量为虚拟小矢量，则按照下式来合成虚拟小矢量：
式中，VZS为虚拟小矢量，V1和V2为合成虚拟小矢量VZS的基本合成矢量，V1为正小矢量，V2为负小矢量，Ts为虚拟矢量的作用时间，σ为均压因子；
若空间矢量为虚拟中矢量，则按照下式来合成虚拟中矢量：
式中，VZM为虚拟中矢量，V3、V4和V5为合成虚拟中矢量VZM的基本合成矢量，τ和υ为重构因子。
2.根据权利要求1所述的基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其特征在于，当并网逆变器的中点电位等于时，均压因子σ＝0；当并网逆变器的中点电位小于且正小矢量对应的电流为正方向时，均压因子/>当并网逆变器的中点电位小于且正小矢量对应的电流为负方向时，均压因子/>当并网逆变器的中点电位大于/>且正小矢量对应的电流为正方向时，均压因子/>当并网逆变器的中点电位大于/>且正小矢量对应的电流为负方向时，均压因子/>
其中，Udc为并网逆变器直流端电压实际值；正小矢量对应电流如下：VONN对应逆变器输出A相电流iLa，VPPO对应逆变器输出C相电流iLc，VNON对应逆变器输出B相电流iLb，VOPP对应逆变器输出A相电流iLa，VNNO对应逆变器输出C相电流iLc，VPOP对应逆变器输出B相电流iLb。
3.根据权利要求1所述的基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其特征在于，当并网逆变器的中点电位等于时，重构因子τ＝0，重构因子υ＝0；当并网逆变器的中点电位大于/>时，且基本电压矢量对应的电流为正方向时，重构因子τ＝-1，υ＝-1；当并网逆变器的中点电位大于/>时，且基本电压矢量对应的电流为负方向时，重构因子τ＝1，υ＝1；当并网逆变器的中点电位小于/>时，且基本电压矢量对应的电流为正方向时，重构因子τ＝1，υ＝1；当并网逆变器的中点电位小于/>时，且基本电压矢量对应的电流为负方向时，重构因子τ＝-1，υ＝-1；
其中，Udc为并网逆变器直流端电压实际值；基本电压矢量对应电流如下：VONN对应逆变器输出A相电流iLa，VPPO对应逆变器输出C相电流iLc，VNON对应逆变器输出B相电流iLb，VOPP对应逆变器输出A相电流iLa，VNNO对应逆变器输出C相电流iLc，VPOP对应逆变器输出B相电流iLb。
4.根据权利要求1所述的基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其特征在于，步骤2)中，遍历的空间矢量的总个数为9个，大扇区的个数为6个，相应辅助扇区的个数为12个，所述空间电压矢量图中按照逆时针的顺序排列，大扇区分别为大扇区I、大扇区Ⅱ、大扇区Ⅲ、大扇区Ⅳ、大扇区Ⅴ和大扇区Ⅵ，相应的辅助扇区分别为辅助扇区1、辅助扇区2、……、辅助扇区12；
若参考电压矢量处于辅助扇区1和辅助扇区12，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM1、VZM6、VZS1、VZS6、VZS2、VZL1、VZL2和VZL6；若参考电压矢量处于辅助扇区2和辅助扇区3，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM1、VZM2、VZS1、VZS2、VZS3、VZL1、VZL2和VZL3；若参考电压矢量处于辅助扇区4和辅助扇区5，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM2、VZM3、VZS2、VZS3、VZS4、VZL2、VZL3和VZL4；若参考电压矢量处于辅助扇区6和辅助扇区7，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM3、VZM4、VZS3、VZS4、VZS5、VZL3、VZL4和VZL5；若参考电压矢量处于辅助扇区8和辅助扇区9，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM4、VZM5、VZS4、VZS5、VZS6、VZL4、VZL5和VZL6；若参考电压矢量处于辅助扇区10和辅助扇区11，则需遍历的空间矢量包括：VZ0、VZM5、VZM6、VZS5、VZS6、VZS1、VZL5、VZL6和VZL1；其中，VZ0为零矢量，VZMk为虚拟中矢量，VZSk为虚拟小矢量，VZLk为大矢量，k＝1,2,…,6。
5.根据权利要求1所述的基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其特征在于，步骤1)中，k+1时刻的参考电压矢量VREFL(k+1)为：
其中，逆变器输出电流给定值iREFL(k+1)为：
iREFL(k+1)＝iREFG(k+1)+iC(k)。
6.根据权利要求1所述的基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其特征在于，步骤3)中，k+1时刻的逆变器输出电流预测值iPL(k+1)为：
式中，L1为LCL型滤波器中逆变器侧滤波电感的电感值。
7.根据权利要求6所述的基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其特征在于，k+1时刻的网侧电流预测值iPG(k+1)为：
式中，C3为LCL型滤波器中滤波电容的电容值，L4为LCL型滤波器中网侧滤波电感的电感值。
8.根据权利要求1～7任一项所述的基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其特征在于，虚拟小矢量包括6个，分别为VZS1、VZS2、VZS3、VZS4、VZS5、VZS6，则与虚拟小矢量VZS1对应的基本合成矢量为VONN和VPOO，与虚拟小矢量VZS2对应的基本合成矢量为VPPO和VONN，与虚拟小矢量VZS3对应的基本合成矢量为VNON和VOPO，与虚拟小矢量VZS4对应的基本合成矢量为VOPP和VNOO，与虚拟小矢量VZS5对应的基本合成矢量为VNNO和VOOP，与虚拟小矢量VZS6对应的基本合成矢量为VPOP和VONO。
9.根据权利要求1～7任一项所述的基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其特征在于，虚拟中矢量包括6个，分别为VZM1、VZM2、VZM3、VZM4、VZM5、VZM6，则与虚拟中矢量VZM1对应的基本合成矢量为VPON、VONN和VPPO，与虚拟中矢量VZM2对应的基本合成矢量为VOPN、VNON和VPPO，与虚拟中矢量VZM3对应的基本合成矢量为VNPO、VNON和VOPP，与虚拟中矢量VZM4对应的基本合成矢量为VNOP、VNNO和VOPP，与虚拟中矢量VZM5对应的基本合成矢量为VONP、VNNO和VPOP，与虚拟中矢量VZM6对应的基本合成矢量为VPNO、VONN和VPOP。
10.根据权利要求1～7任一项所述的基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法，其特征在于，k时刻的逆变器输出电流实际值iL(k)、k时刻的滤波电容电压实际值uC(k)、k时刻的滤波电容电流实际值iC(k)、k+1时刻的网侧电流给定值iREFG(k+1)、k+1时刻的参考电压矢量VREFL(k+1)、k时刻的网侧电流实际值iG(k)、k时刻的网侧电压实际值uG(k)、各个空间矢量所对应的k时刻的逆变器输出电压实际值uO(k)、与各个空间矢量相对应的k+1时刻的逆变器输出电流预测值iPL(k+1)、与各个空间矢量相对应的k+1时刻的网侧电流预测值iPG(k+1)、以及k+1时刻的逆变器输出电流给定值iREFL(k+1)均相应包括α轴的分量和β轴的分量。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202210635028.7A Active CN114944777B (zh) | 2022-06-06 | 2022-06-06 | 基于改进模型预测控制的并网逆变器控制方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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