CN114928253B - 一种均流控制方法、谐振变换电路及电源模块 - Google Patents

一种均流控制方法、谐振变换电路及电源模块 Download PDF

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Abstract

本申请涉及电源技术领域，具体涉及一种均流控制方法、谐振变换电路及电源模块。谐振变换电路包括第一谐振模块、第二谐振模块和均流模块，其中，第一谐振模块和第二谐振模块均不包含足以将谐振线路整流输出电流纹波基波分量衰减至50%以下的输出滤波电容，以使两个谐振模块将包含有大量交流分量的馒头波形电流送至均流模块；均流模块针对第一馒头波电流和第二馒头波电流的差异进行相应，为谐振线路均流提供必要的阻抗和电压，经过均流模块之后的电流汇总输出电流至输出滤波电容，经过滤波之后的直流电流提供给负载，达到减小电流纹波的效果，能够实现自均流，减少了控制策略，避免出现震荡和不稳定因素，同时电路结构简单，操作方便且均流效果好。

Description

一种均流控制方法、谐振变换电路及电源模块
技术领域
本申请涉及电源技术领域，具体涉及一种均流控制方法、谐振变换电路及电源模块。
背景技术
随着“新基建”发展，业界对中大功率电源设备的需求与日俱增。为了满足经济且高效的实现产品需求，一般会采取多路基本功率单元并联的方式，构成一个电源模块，例如采用两个单相谐振线路进行错相并联，构成一个电源模块。由于谐振元件的电气参数存在误差，如果各模块使用同样的工作频率，就会导致输出电流不均；而如果各模块使用不同工作频率，则会出现拍频问题，导致线路输出当中存在较大的低频纹波。现有的技术方案在多个模块共享开关频率的基础上，通过调节另外一个控制维度来实现均流，例如为不同单元注入不同的开关占空比。但这种方式会导致电路控制的复杂度很高，且成本高。
发明内容
本申请实施方式主要解决现有的并联谐振电路均流方案中电路控制的复杂度和成本高的技术问题。
为解决上述技术问题，本申请实施方式采用的一个技术方案是：提供一种谐振变换电路，包括第一谐振模块、第二谐振模块和均流模块；
所述第一谐振模块的输入端用于接收输入电压，所述第一谐振模块的第一输出端连接所述均流模块的第一输入端，所述第一谐振模块的第二输出端用于连接输出滤波电容的第二端，所述第二谐振模块的输入端用于接收所述输入电压，所述第二谐振模块的第一输出端连接所述均流模块的第二输入端，所述第二谐振模块的第二输出端用于连接所述输出滤波电容的第二端，所述均流模块的输出端用于连接所述输出滤波电容的第一端；
所述第一谐振模块用于提供第一馒头波电流至所述均流模块；
所述第二谐振模块用于提供第二馒头波电流至所述均流模块；
所述均流模块用于针对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流差异进行响应，提供谐振线路均流所需的阻抗和电压，并输出电流至所述输出滤波电容。
可选的，所述第一谐振模块的驱动相位与所述第二谐振模块的驱动相位相差90°。
可选的，所述均流模块为耦合电感，所述耦合电感包括耦合的第一绕组和第二绕组；
所述第一绕组的输入端连接所述第一谐振模块的第一输出端，所述第一绕组的输出端连接所述输出滤波电容电容的第一端；
所述第二绕组的输入端连接所述第二谐振模块的第一输出端，所述第二绕组的输出端连接所述输出滤波电容的第一端；
所述耦合电感用于对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流进行磁耦合，利用磁耦合产生的耦合电压，影响谐振线路的工作状态，以实现均流变换。
可选的，所述第一谐振模块包括第一逆变单元、第一谐振单元和第一整流单元，所述第二谐振模块包括第二逆变单元、第二谐振单元和第二整流单元；
所述第一逆变单元的输入端用于接收输入电压，所述第一逆变单元的输出端连接所述第一谐振单元的输入端，所述第一谐振单元的输出端连接所述第一整流单元的输入端，所述第一整流单元的第一输出端连接所述第一绕组的输入端，所述第一整流单元的第二输出端连接所述输出滤波电容的第二端；
所述第二逆变单元的输入端用于接收输入电压，所述第二逆变单元的输出端连接所述第二谐振单元的输入端，所述第二谐振单元的输出端连接所述第二整流单元的输入端，所述第二整流单元的第一输出端连接所述第二绕组的输入端，所述第二整流单元的第二输出端连接所述输出滤波电容的第二端。
可选的，所述第一谐振单元或第二谐振单元是工程中LLC线路、LC线路、CLC线路或者CLLC线路中的任一项。
可选的，所述第一谐振模块的第一输出端与第二输出端之间连接有第一滤波电容，所述第一滤波电容用于滤除高次谐波，但保留至少50%以上二倍于谐振频率的纹波电流，以实现均流；
所述第二谐振模块的第一输出端与第二输出端之间连接有第二滤波电容，所述第二滤波电容用于滤除高次谐波，但保留至少50%以上二倍于谐振频率的纹波电流，以实现均流。
可选的，所述均流模块为变压器，所述变压器的第一输入端连接所述第一谐振模块的第一输出端，所述变压器的第二输入端连接所述第二谐振模块的第一输出端，所述变压器的第一输出端连接所述输出滤波电容的第一端，所述变压器的第二输出端连接所述输出滤波电容的第一端。
为解决上述技术问题，本申请实施方式采用的另一个技术方案是：提供一种均流控制方法，应用于上述所述的谐振变换电路，包括：
控制所述第一谐振模块的驱动相位与所述第二谐振模块的驱动相位相差90°，以使第一馒头波电流的交流基波分量与第二馒头波电流的交流基波分量存在180°相位差；
在所述第一谐振模块和所述第二谐振模块的直流侧对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流进行磁耦合，以实现输出电流的均流。
可选的，当所述第一馒头波电流的交流基波分量与所述第二馒头波电流的交流基波分量大小相同且方向相反时：
通过所述均流模块，控制所述第一馒头波电流基波分量和所述第二馒头波电流基波分量进行磁耦合平衡去磁，以达到均流模块等效断路的效果。
可选的，当所述第一馒头波电流的交流基波分量与所述第二馒头波电流的交流基波分量的变化速率的绝对值不同时：
通过所述均流模块提供耦合电压至所述第一谐振模块和/或所述第二谐振模块，通过所述耦合电压调节所述变化速率，以达到均流效果。
为解决上述技术问题，本申请实施方式采用的又一个技术方案是：提供一种电源模块，所述电源模块包括上述所述的谐振变换电路，以及与所述谐振变换电路连接的输入端电容，所述输入端电容用于提供输入电压至所述谐振变换电路。
区别于相关技术的情况，本申请实施例提供一种均流控制方法、谐振变换电路及电源模块。谐振变换电路包括第一谐振模块、第二谐振模块和均流模块，第一谐振模块和第二谐振模块均不包含足以将谐振线路整流输出电流纹波分量衰减至50%以下的输出滤波电容，以使两个谐振模块将包含有大量交流分量的馒头波形电流送至均流模块；所述均流模块可以针对第一馒头波电流和第二馒头波电流的差异进行响应，为谐振线路均流提供必要的阻抗和电压，经过均流模块之后的电流汇总输出电流至输出滤波电容，经过滤波之后的直流电流提供给负载，其中，所述第一谐振模块的驱动相位与所述第二谐振模块的驱动相位相差90°。本申请实施例提供的谐振变换电路通过单相谐振模块达到较好的电压增益范围，同时通过两个单相谐振模块进行交错并联连接，达到消除电流纹波的效果，且不同于现有技术在交流的谐振单元内进行磁耦合的方式，本申请提供的谐振变换电路在两支路的整流单元之后的直流侧进行磁耦合，能够实现自均流，不需要人为主动进行均流控制，减少了控制策略，避免出现震荡和不稳定因素，同时电路结构简单，操作方便且均流效果好。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1是本申请实施例提供的一种电源模块的结构示意图；
图2是本申请实施例提供的一种谐振变换电路的结构示意图；
图3是本申请实施例提供的谐振变换电路工作的相关波形图；
图4是本申请实施例提供的另一种谐振变换电路的结构示意图；
图5a是本申请实施例提供的谐振变换电路中均流过程的一种简化线路示意图；
图5b是本申请实施例提供的谐振变换电路中均流过程的另一种简化线路示意图；
图6是本申请实施例提供的谐振变换电路示例的仿真相关参数示意图表；
图7a是本申请实施例提供的谐振变换电路示例下的仿真电流波形图；
图7b是本申请实施例提供的常规两路交错并联的LLC电路示例下的仿真电流波形图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
需要说明的是，如果不冲突，本申请实施例中的各个特征可以相互组合，均在本申请的保护范围之内。另外，虽然在装置示意图中进行了功能模块的划分，在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于装置示意图中的模块划分，或流程图中的顺序执行所示出或描述的步骤。
除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施方式的目的，不是用于限制本申请。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
本申请提供的一种电源模块，请参阅图1，该电源模块包括谐振变换电路10，以及与所述谐振变换电路10电连接的输入端电容20，该电源模块通过所述输入端电容提供输入电压至所述谐振变换电路10的输入端，经所述谐振变换电路10的变换后，输出变换后的电压至输出滤波电容30，需要说明的是，图中用输出滤波电容30来示例通过所述输出滤波电容30为负载提供直流电流，该电源模块的输出端可以通过所述输出滤波电容30连接一切合适的用电设备/装置。
如图1所示，所述谐振变换电路10包括第一谐振模块11、第二谐振模块12和均流模块13。众所周知，由于谐振元件的电气参数存在误差，如果各模块使用同样的工作频率，就可能导致输出电流不均；如果各模块使用不同工作频率，则会出现拍频问题，导致线路输出当中存在较大的电流纹波，而本申请实施例中的谐振变换电路10能通过控制并联的第一谐振模块11和第二谐振模块12错相输出减小输出电流的纹波，并结合均流模块13实现自均流效果。本申请提供的电源模块通过所述谐振变换电路10使得所述电源模块满足大功率电源的功率要求，同时还能避免因拍频问题导致的输出电流的电流纹波过大。
请参阅图2，本申请实施例提供一种谐振变换电路，所述谐振变换电路包括第一谐振模块11、第二谐振模块12和均流模块13。
具体的，所述第一谐振模块11的输入端通过输入端电容Cin接收输入电压Vin，所述第一谐振模块11的第一输出端连接所述均流模块13的第一输入端，所述第一谐振模块11的第二输出端连接输出滤波电容Co的第二端；所述第二谐振模块12的输入端通过输入端电容Cin接收输入电压，所述第二谐振模块12的第一输出端连接所述均流模块13的第二输入端，所述第二谐振模块12的第二输出端连接输出滤波电容Co的第二端，所述均流模块13的输出端连接输出滤波电容Co的第一端。
需要说明的是，实际上，如图2所示，并联的所述第一谐振模块11和所述第二谐振模块12通过输入端电容Cin接收输入电压Vin，且谐振变换电路部分也有电压的变化，仅为了后续方便解释说明电路原理，本申请实施例中多以电流的角度进行说明。在一些情况下，所述谐振变换电路10可以包括所述输出滤波电容Co。
所述第一谐振模块11可以基于所述输入电压Vin提供第一馒头波电流至所述均流模块13，所述第二谐振模块12可以基于所述输入电压Vin提供第二馒头波电流至所述均流模块13；其中，所述第一谐振模块11的驱动相位与所述第二谐振模块12的驱动相位相差90°，以使得所述第一馒头波电流的交流基波分量和所述第二馒头波电流的交流基波分量的相位差为180°。所述均流模块13基于180°的相位差对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流进行均流变换，并提供变换后的输出电流至所述输出滤波电容Co，再将经过输出滤波电容Co滤波之后的直流电流提供给负载。
其中，所述第一谐振模块11包括第一逆变单元、第一谐振单元和第一整流单元，所述第二谐振模块12包括第二逆变单元、第二谐振单元和第二整流单元，所述第一谐振模块11和所述第二谐振模块12可以参考工程中的LLC线路、LC线路、CLC线路或者CLLC线路等。所述第一谐振模块11的线路中由第一逆变单元完成输入电压的逆变，提供逆变后的交流电压至第一谐振单元，经由第一谐振单元实现谐振变换，以实现输入到输出的隔离，且平衡第一谐振单元中高频变压器原边和副边电压差，再通过第一整流单元对副边电压进行整流，并输出第一馒头波电流至均流模块13。所述第二谐振模块12的线路工作原理与上述所述第一谐振模块11的线路工作原理相同，亦可以实现输入到输出的隔离，且平衡第二谐振单元中高频变压器原边和副边电压差，再通过第二整流单元对副边电压进行整流，并输出第二馒头波电流至均流模块13。
具体的，所述第一逆变单元为第一谐振模块11的原边有源开关全桥线路，第一谐振单元为第一谐振模块11的谐振腔，所述第一整流单元为第一谐振模块11的副边整流二极管全桥线路，所述第一整流单元的第一输出端连接所述均流模块13的第一输入端，所述第一整流单元的第二输出端连接所述输出滤波电容Co的第二端。
同理，所述第二逆变单元为第二谐振模块12的原边有源开关全桥线路，第二谐振单元为第二谐振模块12的谐振腔，所述第二整流单元为第二谐振模块12的副边整流二极管全桥线路，所述第二整流单元的第一输出端连接所述均流模块13的第二输入端，所述第二整流单元的第二输出端连接所述输出滤波电容Co的第二端。
具体的，为了实现输出电流纹波的抵消，控制上述并联的所述第一谐振模块11和所述第二谐振模块各自的驱动相位相差90°，根据整流倍频的特性，其分别输出的第一馒头波电流的交流基波分量和第二馒头波电流的交流基波分量的相位相差180°，即整流倍频后两路并联电路输出的电流波形完全相反，可以抵消输出电流纹波。
所述均流模块13可以是变压器，图2即是以变压器T3为例，所述变压器T3的第一输入端连接所述第一谐振模块11的第一输出端，所述变压器T3的第二输入端连接所述第二谐振模块12的第一输出端，所述变压器T3的第一输出端连接所述输出滤波电容Co的第一端，所述变压器T3的第二输出端连接所述输出滤波电容Co的第一端。可以理解的是，在图2中将变压器T3的两个绕组分开画在第一谐振模块和第二谐振模块的输出位置，仅是为了方便理解和说明，在实际电路中，变压器T3的两个绕组为耦合连接。
结合图2和图3，基于上述电路结构，将图2中第一谐振模块a和b处对应的桥臂中点电压记为Vab，将第二谐振模块c和d处对应的桥臂中点电压记为Vcd，控制Vab和Vcd互差90°，如图3所示，分别经过整流之后，利用整流之后纹波倍频的特性，得到的第一馒头波电流Irec1的交流基波分量Irec1_1st和第二馒头波电流Irec2的交流基波分量Irec2_1st互差180°，实现电流纹波抵消。具体为：由于基波频率为开关频率的两倍，开关频率即逆变单元的驱动相位，为90°，经傅里叶分析可得，位于整流桥之后、输出滤波电容Co之前位置的Irec1和Irec2，在基波频率上互为反相关系，即图3中的Irec1_1st和Irec2_1st。因此，变压器T3可以基于整流的倍频特性，对Irec1和Irec2的交流分量的差异产生响应，利用等效的变压器T3电感的变化，实现均流。
在其他一些实施例中，所述谐振变换电路的结构还可以如图4所示，在所述整流桥之后、所述耦合电感T3之前设置有第一滤波电容C3和/或第二滤波电容C4，所述第一滤波电容C3和所述第二滤波电容C4可以过滤掉部分高频纹波。具体的，所述第一滤波电容C3设置于所述第一谐振模块的第一输出端与第二输出端之间；所述第二滤波电容C4设置于所述第二谐振模块的第一输出端与第二输出端之间。需要注意的是，所述第一滤波电容C3和所述第二滤波电容C4的容量不能过大，须保证其不足以将Irec1和Irec2的纹波分量衰减至50%以下，即保留至少50%以上二倍于谐振频率的纹波电流，以使耦合电感T3可以实现Irec1和Irec2的均流。
应用于上述谐振变换电路的电路结构，本申请实施例提供一种均流控制方法，包括：
控制所述第一谐振模块的驱动相位与所述第二谐振模块的驱动相位相差90°，以使第一馒头波电流的交流基波分量与第二馒头波电流的交流基波分量存在180°相位差。在所述的驱动相位差控制条件下，所述第一谐振模块和所述第二谐振模块的输出电流纹波电流可以实现错相抵消的效果，进而减小了输出纹波电流，降低了输出滤波电容的滤波要求。
具体的，在所述第一谐振模块和所述第二谐振模块的直流侧对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流进行磁耦合，以实现输出电流的均流。
其中，当所述第一馒头波电流的交流基波分量与所述第二馒头波电流的交流基波分量大小相同且方向相反时：
通过所述均流模块直接对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流进行磁耦合，以达到均流效果。
当所述第一馒头波电流的交流基波分量与所述第二馒头波电流的交流基波分量的变化速率的绝对值不同时：
通过所述均流模块提供耦合电压至所述第一谐振模块和/或所述第二谐振模块，通过所述耦合电压调节所述变化速率，以达到均流效果。
具体的，结合图5a和图5b，为了方便理解，仅对电路中均流模块位置处电流变化的交流分量进行分析，图5a和图5b是仅分析交流分量变化的简化图示，图5a中将Irec1_1st作为0°，表示为I_0°，那么Irec2_1st则为180°，表示为I_180°，其电流波形如图3中所示。图5b中将变压器T3的自感和互感分开表示，以便理解，其中，M*dI1/dt和M*dI2/dt表示变压器T3两绕组分别在电路中的互感影响，L1*dI1/dt和L2*dI2/dt表示变压器T3两绕组分别在电路中的自感影响，图中的（+）表示自感/互感的影响方向。
如果Irec1_1st和Irec2_1st两路交流基波分量大小相同方向相反，且变压器T3的两个绕组强耦合，当电路中的正常电流流经变压器T3共模电感时，电流在同相位绕制的电感线圈中发生去磁而相互抵消，那么根据图5b可以得知变压器T3不会产生任何阻抗，变压器T3上绕组承受电压为0，与常规的共模电感原理相同。
如果Irec1_1st和Irec2_1st两路交流基波分量变化速率的绝对值不同时，例如两路电流不均或者相位差并不恰好为180°等情况，变压器T3会在线路当中提供耦合电压，来影响第一谐振模块和/或第二谐振模块的工作，以实现电流变化速率的调节，达到均流效果。例如，当Irec2_1st的电流大于Irec1_1st时，同一时刻下dI2/dt斜率的绝对值相较于dI1/dt更大，Irec2_1st爬升更快，在变压器T3的强耦合影响下，M*dI2/dt产生高于L1*dI1/dt的电压，变压器T3绕组上的电压不再平衡，且体现为给Irec1_1st支路提供能量的方向，导致Irec1_1st抬升，进而平衡Irec1和Irec2，以使输出电流均流。
可以理解的是，虽然变压器T3的直接作用是管控Irec1和Irec2的交流分量，但是，由于Irec1和Irec2是经整流单元整流之后的馒头波电流，其对应的直流分量和交流分量的大小具有严密的数学关系，具体的，以正弦波的谐振电流为例，总是有以下关系成立：
若：
Ireso=A*sin(w*t)
则：
Irecdc=A*2 /π
Irecac_pk_1st=A*4/(3*π)
其中Ireso是谐振电流（馒头波电流），Irecdc是整流之后馒头波电流的直流分量，A为幅值，Irecac_pk_1st是整流之后的二倍于谐振频率的AC基波分量幅值。因此，变压器T3管控Irec1和Irec2的交流分量的同时，就相当于管控了幅值A，而幅值A是Irecdc的系数，即相当于对应调整了Irec1和Irec2的直流分量，等效于平衡了Irec1和Irec2，变压器T3使得Irec1的交流分量和Irec2的交流分量均流，也就是使得Irec1和Irec2均流，最终得到稳定的输出电流。
由此可知，在单个并联支路中（第一谐振模块或者第二谐振模块对应结合均流模块的支路），谐振模块的原边输入电压源和谐振电容形成了等效电压源，经由对应支路的谐振电感（L1或L2的电感）、励磁电感（图2中的T1或T2的电感）和变压器T3等效电感的分压，以决定对应支路中谐振单元的变压器副边电压（T1或T2的副边电压），因此可以理解的是，变压器T3的自感电压和互感电压会因为第一馒头波电流的交流基波分量与第二馒头波电流的交流基波分量的变化速率的绝对值不同，进而影响到对应支路谐振单元的电压器副边电压（T1或T2的副边电压），以平衡Irec1和Irec2，实现输出电流的自均流。
可以理解的是，所述均流模块13不一定是强耦合变压器，一些非强耦合的耦合电感，耦合电感也可以实现上述磁耦合的功能，相较于上述强耦合的变压器，非强耦合的耦合电感会对产生部分漏感，对谐振模块产生一些电压上的影响，但不会影响到该电路的均流效果。即在其他一些实施例中，所述均流模块13还可以是耦合电感，所述耦合电感包括耦合的第一绕组和第二绕组，所述耦合电感为非强耦合的耦合电感。所述第一绕组的输入端连接所述第一谐振模块11的第一输出端，所述第一绕组的输出端连接所述输出滤波电容Co的第一端；所述第二绕组的输入端连接所述第二谐振模块的第一输出端，所述第二绕组的输出端连接所述输出滤波电容Co的第一端，所述耦合电感也可以对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流进行磁耦合，利用磁耦合产生的耦合电压，影响谐振线路的工作状态，以实现均流变换。
本申请实施例提供的谐振变换电路通过单相谐振模块能够达到较好的电压增益范围，同时通过两个单相谐振模块进行相位差交错90°并联连接，结合整流倍频的特性使得整流后的电流的相位差为180°，达到消除电流纹波的效果，且不同于现有技术在交流的谐振单元内进行磁耦合，或者在多个模块共享开关频率的基础上，调节另外一个控制维度，例如为不同单元注入不同的开关占空比等方式，本申请提供的谐振变换电路在两支路的整流单元之后的直流侧进行磁耦合，能够实现自均流，不需要人为主动进行均流控制，减少了控制策略，避免出现震荡或其他不稳定因素，同时其电路结构简单，操作方便且均流效果好。
请结合图6，图6是本申请实施例提供的谐振变换电路示例的仿真相关参数示意图表，第一谐振模块、第二谐振模块和变压器T3的参数如图6中所示，结合图2所示的电路结构图进行仿真。在某一开关频率和输入输出电压以及参数误差固定的条件下，波形效果如图7a和7b所示。图7a为图2所示的电路结构对应的仿真波形图，其所示波形可见得到的整流后的输出电流Io基本均衡。将电路进行调整，去除图2中的变压器T3后，其波形如图7b所示，由图可知，电路中有无变压器T3，其分别得到的整流后的输出电流差异很大。
此外，在轻载和重载的区别模拟实验中，得到以下数据：
轻载模拟数据：
本申请提供的谐振变换电路中，Irec1输出的电流平均值为2.8A，Irec2输出的电流平均值为3.4A；常规两路交错并联的LLC电路中，Irec1输出的电流平均值为1.8A，Irec2输出的电流平均值为4.9A。
重载模拟数据：
本申请提供的谐振变换电路中，Irec1的电流平均值为30A，Irec2的电流平均值为33A；常规两路交错并联的LLC电路中，Irec1的电流平均值为20A，Irec2的电流平均值为39A。
由此可知，无论轻载还是重载，本申请提供的谐振变换电路均具备良好的电流均衡作用。此外，本申请提供的谐振变换电路不仅可以实现被动均流，而且保持了交错并联以减小输出电流纹波的好处。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (8)

1.一种谐振变换电路，其特征在于，包括第一谐振模块、第二谐振模块和均流模块；
所述第一谐振模块的输入端用于接收输入电压，所述第一谐振模块的第一输出端连接所述均流模块的第一输入端，所述第一谐振模块的第二输出端用于连接输出滤波电容的第二端，所述第二谐振模块的输入端用于接收所述输入电压，所述第二谐振模块的第一输出端连接所述均流模块的第二输入端，所述第二谐振模块的第二输出端用于连接所述输出滤波电容的第二端，所述均流模块的输出端用于连接所述输出滤波电容的第一端，其中，所述均流模块包括由第一绕组和第二绕组正向耦合而成的耦合电感，所述耦合电感不主动参与所述第一谐振模块和/或所述第二谐振模块的谐振；
所述第一谐振模块用于提供第一馒头波电流至所述均流模块；
所述第二谐振模块用于提供第二馒头波电流至所述均流模块，其中，所述第一谐振模块的驱动相位与所述第二谐振模块的驱动相位相差90°；
所述均流模块用于针对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流差异进行响应，在所述第一谐振模块和所述第二谐振模块的直流侧对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流进行磁耦合，提供谐振线路均流所需的阻抗和电压，并输出电流至所述输出滤波电容；
其中，所述耦合电感用于：
当所述第一馒头波电流的交流基波分量与所述第二馒头波电流的交流基波分量大小相同且方向相反时，直接对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流进行磁耦合，以达到均流模块等效短路的效果；
当所述第一馒头波电流的交流基波分量与所述第二馒头波电流的交流基波分量的变化速率的绝对值不同时，提供耦合电压至所述第一谐振模块和/或所述第二谐振模块，通过所述耦合电压调节所述变化速率，以达到均流效果。
2.根据权利要求1所述的谐振变换电路，其特征在于，
所述第一绕组的输入端连接所述第一谐振模块的第一输出端，所述第一绕组的输出端连接所述输出滤波电容的第一端；
所述第二绕组的输入端连接所述第二谐振模块的第一输出端，所述第二绕组的输出端连接所述输出滤波电容的第一端；
所述耦合电感用于对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流进行磁耦合，利用磁耦合产生的耦合电压，影响谐振线路的工作状态，以实现均流。
3.根据权利要求2所述的谐振变换电路，其特征在于，所述第一谐振模块包括第一逆变单元、第一谐振单元和第一整流单元，所述第二谐振模块包括第二逆变单元、第二谐振单元和第二整流单元；
所述第一逆变单元的输入端用于接收输入电压，所述第一逆变单元的输出端连接所述第一谐振单元的输入端，所述第一谐振单元的输出端连接所述第一整流单元的输入端，所述第一整流单元的第一输出端连接所述第一绕组的输入端，所述第一整流单元的第二输出端连接所述输出滤波电容的第二端；
所述第二逆变单元的输入端用于接收输入电压，所述第二逆变单元的输出端连接所述第二谐振单元的输入端，所述第二谐振单元的输出端连接所述第二整流单元的输入端，所述第二整流单元的第一输出端连接所述第二绕组的输入端，所述第二整流单元的第二输出端连接所述输出滤波电容的第二端。
4.根据权利要求3所述的谐振变换电路，其特征在于，所述第一谐振单元或第二谐振单元是工程中LLC线路、LC线路、CLC线路或者CLLC线路中的任一项。
5.根据权利要求1所述的谐振变换电路，其特征在于，所述第一谐振模块的第一输出端与第二输出端之间连接有第一滤波电容，所述第一滤波电容用于滤除高次谐波，但保留至少50%以上二倍于谐振频率的纹波电流，以实现均流；
所述第二谐振模块的第一输出端与第二输出端之间连接有第二滤波电容，所述第二滤波电容用于滤除高次谐波，但保留至少50%以上二倍于谐振频率的纹波电流，以实现均流。
6.根据权利要求1所述的谐振变换电路，其特征在于，所述耦合电感为变压器，所述变压器的第一输入端连接所述第一谐振模块的第一输出端，所述变压器的第二输入端连接所述第二谐振模块的第一输出端，所述变压器的第一输出端连接所述输出滤波电容的第一端，所述变压器的第二输出端连接所述输出滤波电容的第一端。
7.一种均流控制方法，应用于如权利要求1-6任一项所述的谐振变换电路，其特征在于，包括：
控制所述第一谐振模块的驱动相位与所述第二谐振模块的驱动相位相差90°，以使第一馒头波电流的交流基波分量与第二馒头波电流的交流基波分量存在180°相位差；
在所述第一谐振模块和所述第二谐振模块的直流侧对所述第一馒头波电流和所述第二馒头波电流进行磁耦合，以实现输出电流的均流；
其中，当所述第一馒头波电流的交流基波分量与所述第二馒头波电流的交流基波分量大小相同且方向相反时，通过所述均流模块，控制所述第一馒头波电流基波分量和所述第二馒头波电流基波分量进行磁耦合平衡去磁，以达到均流模块等效短路的效果；
当所述第一馒头波电流的交流基波分量与所述第二馒头波电流的交流基波分量的变化速率的绝对值不同时，通过所述均流模块提供耦合电压至所述第一谐振模块和/或所述第二谐振模块，通过所述耦合电压调节所述变化速率，以达到均流效果。
8.一种电源模块，其特征在于，所述电源模块包括如权利要求1-6任一项所述的谐振变换电路，以及与所述谐振变换电路连接的输入端电容，所述输入端电容用于提供输入电压至所述谐振变换电路。
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