CN114915276B - 一种用于射频前端电磁防护的限幅滤波结构 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于射频前端电磁防护的限幅滤波结构，包括限幅模块和滤波模块，限幅模块包括第一射频输入端、第一射频输出端、电容C1、电容C2、电容C3、一级限幅电路以及二级限幅电路；电容C1、电容C2和电容C3三者依次串联在第一射频输入端和第一射频输出端之间；一级限幅电路连接于电容C1和电容C2之间；二级限幅电路连接于电容C2和电容C3之间；第一射频输出端连接滤波模块。本发明通过将限幅模块与滤波模块一体化设置，能够避免匹配网络的构建并有效降低整体电路的尺寸；同时，能够在较宽的工作频带内可靠的工作，能够实现频带的独立控制，从而实现对信号进行选择，提升射频前端接收系统的灵敏度。

Description

一种用于射频前端电磁防护的限幅滤波结构

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，具体而言，涉及一种用于射频前端电磁防护的限幅滤波结构。

背景技术

由于高功率微波(HPM)具有高频率、高功率、短脉冲等特点，鉴于其在军事和商业上的应用潜力，各国开展了大规模的HPM技术研究，其中一个重要的应用背景为高功率微波武器。HPM武器产生的HPM通过发射天线定向辐射，其能量聚集在大功率微波束中，具有强大的摧毁力，可干扰甚至破坏电子通信系统。因此，将高功率微波对敏感系统或设备造成的影响降低至可忽略不计具有重要意义。另一方面，随着高密度集成组件的应用及微电子技术的快速发展，使得电子装备的单位尺寸上元件密度更高，工作频率不断升高，工作电压进一步降低，在满足军用及民用电子设备高性能、低功耗发展需求的同时也使得大多数的无线通信设备、系统对外部电磁环境的电磁敏感度也越来越高。这些强电磁脉冲通过辐射耦合到电子设备中，在电路中会产生由于过电压、过电流引起的浪涌效应以及局部发热造成的热累积效应、电磁辐射等会对射频接收系统带来过电场和过磁场效应，从而影响电路的正常工作，更有甚者会造成电子系统中元器件的损害或烧毁。

通常，强电磁脉冲的空间辐射能量主要通过“前门”耦合和“后门”耦合两种途径对通信电子设备造成耦合。“前门”耦合是指通过通信设备暴露在外界的天线等对外开放的通道耦合进入电子装备中；“后门”耦合是指通过设备间互相连接的线缆，机箱机柜上的孔缝等途径进入电子装备中。由于通讯设备的天线及接收系统需要同外界进行通信，所以会直接暴露在空间外，无任何屏蔽防护措施，因此强电磁脉冲通过“前门”耦合的量级十分大，很容易造成接收系统的有源器件及数字器件的干扰甚至损伤。因此，射频前端的防护是电磁防护设计的重要内容，开展射频前端抗强电磁脉冲技术的研究是极为重要的。随着高功率微波技术的快速发展，电子通信系统的电磁防护问题越发受到国内外研究人员的关注，根据电磁干扰三要素，如何降低进入接收系统内部的能量以提升接收系统的灵敏度成为电磁防护的主要研究方向之一。

发明内容

本发明的目的在于提供一种工作频带跨度宽、功率容量大、在保护射频前端接收系统的同时提高接收系统的灵敏度的限幅滤波结构。

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种用于射频前端电磁防护的限幅滤波结构，包括限幅模块和滤波模块，限幅模块包括第一射频输入端、第一射频输出端、电容C1、电容C2、电容C3、一级限幅电路以及二级限幅电路；

电容C1、电容C2和电容C3三者依次串联在第一射频输入端和第一射频输出端之间；一级限幅电路连接于电容C1和电容C2之间，以限制限幅模块的功率容量；二级限幅电路连接于电容C2和电容C3之间，以限制限幅模块的限幅电平；

第一射频输出端连接滤波模块。

可选的，一级限幅电路包括多个一级PIN二极管V1以及一个电感L1，多个一级PIN二极管V1以及电感L1依次并联在电容C1和电容C2之间；

其中，一级PIN二极管V1的阳极连接于电容C1和电容C2之间，一级PIN二极管V1的阴极接地，电感L1的一端连接于电容C1和电容C2之间，电感L1的另一端接地。

进一步的，一级PIN二极管V1的数量根据限幅模块的功率容量计算得到，具体为：

其中，P_MAX为限幅模块的功率容量，Z₀为端口特性阻抗，R_D为一级PIN二极管V1的导通电阻，P_D为一级PIN二极管V1的吸收功率，N为一级PIN二极管V1的数量。

进一步的，一级PIN二极管V1的导通电阻R_D采用以下公式计算得到：

R_D＝DF×θ_α+K×θ_P (2)

其中，DF为占空比，θ_a为连续波热阻，θ_p为脉冲瞬时热阻，K为瞬态热阻对脉宽的归一化因子。

可选的，二级限幅电路包括两个二级PIN二极管V2以及一个电感L2，两个二级PIN二极管V2以及电感L2依次并联在电容C2和电容C3之间；

其中，二级PIN二极管V2的阳极连接于电容C2和电容C3之间，二级PIN二极管V2的阴极接地，电感L2的一端连接于电容C2和电容C3之间，电感L2的另一端接地。

可选的，滤波模块包括第二射频输入端、第二射频输出端以及两个开环阶跃阻抗谐振器；

两个开环阶跃阻抗谐振器并排对称设置，且二者的开口相向设置并通过缝隙g级间耦合；第二射频输入端连接于其中一个开环阶跃阻抗谐振器，第二射频输出端连接于另一个开环阶跃阻抗谐振器，第二射频输入端与第一射频输出端连接；

两个开环阶跃阻抗谐振器背离其开口的一侧均加载有两个开路枝节，两个开路枝节对称设置。

进一步的，位于缝隙g处的开环阶跃阻抗谐振器的耦合面上加载有多个交指结构，多个交指结构等间距排布；两个开环阶跃阻抗谐振器上加载的交指结构交错设置。

进一步的，开环阶跃阻抗谐振器为λ/2型阶跃阻抗谐振器；开环阶跃阻抗谐振器的两条传输线的阻抗分别为Z₁和Z₂，开环阶跃阻抗谐振器的两条传输线的电长度分别为θ₁和θ₂；开路枝节的阻抗为Z₃，开路枝节的电长度为θ₃；此时，阻抗比阻抗比/>阻抗比/>

设开环阶跃阻抗谐振器的基频为f₀，一次、二次、三次杂散响应频率分别为f_s1、f_s2和f_s3，则：

由上式(3)即可得到开环阶跃阻抗谐振器的阻抗比

设开环阶跃阻抗谐振器的输入阻抗为Z_in，则有：

其中，j为虚数单位；

由此可知，开环阶跃阻抗谐振器发生谐振的条件为Z_in→∞；将根据式(3)得到的阻抗比代入式(4)中，即可得到该开环阶跃阻抗谐振器两条传输线的电长度θ₁和θ₂，进而计算得出开环阶跃阻抗谐振器的相关尺寸参数。

进一步的，采用奇偶模分析方法对开环阶跃阻抗谐振器的谐振特性进行分析；

在奇模激励下，得到开环阶跃阻抗谐振器的奇模等效电路，此时，奇模输入阻抗Z_ino表达为：

当Z_in→∞时，开环阶跃阻抗谐振器发生谐振，即：

其中，θ_A为总电长度；

在偶模激励下，得到开环阶跃阻抗谐振器的偶模等效电路，此时，偶模输入阻抗Z_ine表达为：

当Z_in→∞时，开环阶跃阻抗谐振器发生谐振，即：

由上式(6)和(8)可见，当在开环阶跃阻抗谐振器上加载对称开路枝节时，调整开路枝节尺寸参数只影响偶模而不影响奇模。

可选的，还包括基板，限幅模块和滤波模块均设置于基板上；

其中，基板的介电常数为3.66，损耗正切为0.0037，厚度为0.508mm。

本发明实施例的技术方案至少具有如下优点和有益效果：

本发明提供的限幅滤波结构，通过将限幅模块与滤波模块一体化设置，能够避免匹配网络的构建并有效降低整体电路的尺寸；与此同时，基于PIN二极管电导率调制效应设计得到的限幅模块能够在较宽的工作频带内可靠的工作，以实现对大功率信号进行衰减，其次，通过在滤波模块的开环阶跃阻抗谐振器上加载开路枝节，能够实现频带的独立控制，从而实现对信号进行选择，并提升射频前端接收系统的灵敏度。

附图说明

图1为本发明实施例提供的限幅滤波结构的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的限幅模块的电路原理图；

图3为本发明实施例提供的限幅模块传输特性的S参数曲线图；

图4为本发明实施例提供的限幅模块的输入输出功率曲线图；

图5为本发明实施例提供的滤波模块的结构示意图；

图6为本发明实施例提供的滤波模块的结构尺寸图；

图7为本发明实施例提供的开环阶跃阻抗谐振器的结构图；

图8为本发明实施例提供的开环阶跃阻抗谐振器的奇模等效电路图；

图9为本发明实施例提供的开环阶跃阻抗谐振器的偶模等效电路图；

图10为本发明实施例提供的滤波模块传输特性的S参数曲线图；

图11为本发明实施例提供的限幅滤波结构传输特性的S参数曲线图；

图12为本发明实施例提供的限幅滤波结构的输入输出功率曲线图。

图标：1-基板，2-限幅模块，21-第一射频输入端，22-第一射频输出端，23-一级限幅电路，24-二级限幅电路，3-滤波模块，31-第二射频输入端，32-第二射频输出端，33-开环阶跃阻抗谐振器，34-开路枝节，35-交指结构。

具体实施方式

请参照图1至图12，本实施例基于5G移动通信(工作频带为2.55GHz-2.65GHz与4.8GHz-4.9GHz)的应用场景，提供了一种用于射频前端电磁防护的限幅滤波结构，该限幅滤波结构包括基板1、限幅模块2和滤波模块3。

在本实施例中，基板1可以但不局限于采用ROGERS 4350型号的介质基板，此时，请参照图1，限幅模块2和滤波模块3均设置于基板1上，以使得本实施例提供的限幅滤波结构形成一体式结构。其中，基板1的介电常数为3.66，损耗正切为0.0037，厚度为0.508mm，以确保限幅滤波结构在工作过程中的可靠性。

在本实施例中，限幅模块2则用于实现大功率信号的衰减。其中，请参照图2，限幅模块2包括第一射频输入端21、第一射频输出端22、电容C1、电容C2、电容C3、一级限幅电路23以及二级限幅电路24。

具体地，电容C1、电容C2和电容C3三者依次串联在第一射频输入端21和第一射频输出端22之间；一级限幅电路23连接于电容C1和电容C2之间；二级限幅电路24连接于电容C2和电容C3之间；第一射频输出端22连接滤波模块3，以实现将衰减后的信号输入至滤波模块3进行进一步的处理。

在本实施例中，一级限幅电路23用于实现限制限幅模块2的功率容量(即，能够处理的最大功率)，以作为“粗糙”级限幅单元。继续参照图2，该一级限幅电路23包括多个一级PIN二极管V1以及一个电感L1，多个一级PIN二极管V1以及电感L1依次并联在电容C1和电容C2之间；此时，一级PIN二极管V1的阳极连接于电容C1和电容C2之间，一级PIN二极管V1的阴极接地，电感L1的一端连接于电容C1和电容C2之间，电感L1的另一端接地。

可以理解的是，基于多个一级PIN二极管V1以并联的方式接入传输线时，多个并联设置的一级PIN二极管V1将等分射频功率，因此，对于一级限幅电路23中的一级PIN二极管V1的数量可根据实际设计的限幅模块2的功率容量计算得到，具体为：

上式(1)中，P_MAX为限幅模块2的功率容量，Z₀为端口特性阻抗，R_D为一级PIN二极管V1的导通电阻，P_D为一级PIN二极管V1的吸收功率，N为一级PIN二极管V1的数量。

同时，一级PIN二极管V1的导通电阻R_D采用以下公式计算得到：

R_D＝DF×θ_α+K×θ_P (2)

其中，DF为占空比，θ_a为连续波热阻，θ_p为脉冲瞬时热阻，K为瞬态热阻对脉宽的归一化因子。

需要说明的是，本实施例的一级PIN二极管V1可以选用SKYWORKS公司的型号为CLA4607-085LF的PIN二极管，该PIN二极管具有较厚的I区，能够进一步提高一级限幅电路23在工作时的可靠性。此时，上述一级PIN二极管V1的导通电阻R_D为21.6Ω，基于通常情况下，对于元件级的大功率信号以十瓦级描述，考虑冗余，本实施例将限幅模块2的功率容量上限定义为100w，将其代入式(1)得到:

计算得出N≈1.31，取整数则一级PIN二极管V1的数量为两个。

在本实施例中，二级限幅电路24则用于实现限制限幅模块2的限幅电平，以作为“精细”级限幅单元。继续参照图2，该二级限幅电路24包括两个二级PIN二极管V2以及一个电感L2，两个二级PIN二极管V2以及电感L2依次并联在电容C2和电容C3之间；此时，二级PIN二极管V2的阳极连接于电容C2和电容C3之间，二级PIN二极管V2的阴极接地，电感L2的一端连接于电容C2和电容C3之间，电感L2的另一端接地。通过并联设置两个二级PIN二极管V2，在实现为自身提供直流偏置的同时实现泄露功率的降低。可以理解的是，本实施例的二级PIN二极管V2选用SKYWORKS公司的型号为CLA4603-085LF的PIN二极管，该PIN二极管具有较薄的I区。

通过在电路仿真软件中对上述限幅模块2中的电路进行调试，使其在所选频段(2.6GHz、4.85GHz)内的插入损耗接近于0dB，以达到更好的与滤波模块3级联的目的。经过仿真分析，此时，限幅模块2传输特性的S参数曲线图如图3所示，限幅模块2的输入输出功率曲线图如图4所示。由图3可见，该限幅模块2在1.5GHz-6GHz这一频段内具有较宽的带宽，在所选频段的插入损耗小于0.2dB；由图4可见，在4.85GHz频段内该限幅模块2的限幅电平约为7dBm。

在本实施例中，滤波模块3则用于抑制带外噪声以及限幅模块2限幅后产生的谐波分量，以实现减少噪声进而提高射频前端接收系统的灵敏度。其中，请参照图5，该滤波模块3包括第二射频输入端31、第二射频输出端32以及两个开环阶跃阻抗谐振器33，此时，限幅模块2的第一射频输出端22与滤波模块3的第二射频输入端31连接，以实现信号的传输。

具体地，两个开环阶跃阻抗谐振器33并排对称设置，且二者的开口相向设置并通过缝隙g级间耦合；第二射频输入端31连接于其中一个开环阶跃阻抗谐振器33，且连接处位于该开环阶跃阻抗谐振器33远离其开口的一侧上方；第二射频输出端32连接于另一个开环阶跃阻抗谐振器33，且连接处位于该开环阶跃阻抗谐振器33远离其开口的一侧下方；此时，第二射频输入端31用于馈入信号，第二射频输出端32用于馈出信号，且第二射频输入端31与第二射频输出端32平行设置。

为了实现对频带的独立控制，继续参照图5，两个开环阶跃阻抗谐振器33背离其开口的一侧均加载有两个开路枝节34，两个开路枝节34对称设置。同时，位于缝隙g处的开环阶跃阻抗谐振器33的耦合面上加载有多个交指结构35，多个交指结构35等间距排布；两个开环阶跃阻抗谐振器33上加载的交指结构35交错设置，通过设置对称电耦合结构并在耦合面处加载交指结构35，能够实现提高两个开环阶跃阻抗谐振器33之间的耦合系数。

需要说明的是，本实施例中的两个开环阶跃阻抗谐振器33均为λ/2型(即，半波长型)阶跃阻抗谐振器，此时，开环阶跃阻抗谐振器33的结构图如图7所示。其中，开环阶跃阻抗谐振器33的两条传输线的阻抗分别为Z₁和Z₂，开环阶跃阻抗谐振器33的两条传输线的电长度分别为θ₁和θ₂；开路枝节34的阻抗为Z₃，开路枝节34的电长度为θ₃；此时，开环阶跃阻抗谐振器33的阻抗比开环阶跃阻抗谐振器33的阻抗比/>开环阶跃阻抗谐振器33的阻抗比/>

设开环阶跃阻抗谐振器33的基频为f₀，一次、二次、三次杂散响应频率分别为f_s1、f_s2和f_s3，则：

由上式(3)，根据设计的中心频率比即可得到开环阶跃阻抗谐振器33的阻抗比

设开环阶跃阻抗谐振器33的输入阻抗为Z_in，则有：

其中，j为虚数单位；

由此可知，开环阶跃阻抗谐振器33发生谐振的条件为Z_in→∞；将根据式(3)得到的阻抗比代入式(4)中，即可得到该开环阶跃阻抗谐振器33两条传输线的电长度θ₁和θ₂，进而计算得出开环阶跃阻抗谐振器33的相关尺寸参数，并在电磁仿真软件中设计优化仿真。其中，相关尺寸参数包括L1、L2、W1和W2，进而初步确定开环阶跃阻抗谐振器33的尺寸。

为了进一步分析在开环阶跃阻抗谐振器33上加载对称的开路枝节34对频带控制的影响，本实施例采用奇偶模分析方法对开环阶跃阻抗谐振器33的谐振特性进行分析。

在奇模激励下，得到开环阶跃阻抗谐振器33的奇模等效电路，如图8所示，此时，从开路面向右看去，奇模输入阻抗Z_ino表达为：

当Z_in→∞时，开环阶跃阻抗谐振器33发生谐振，即：

其中，θ_A为总电长度。

在偶模激励下，得到开环阶跃阻抗谐振器33的偶模等效电路，如图9所示，此时，从开路面向右看去，偶模输入阻抗Z_ine表达为：

当Z_in→∞时，开环阶跃阻抗谐振器33发生谐振，即：

由上式(6)和(8)可见，当在开环阶跃阻抗谐振器33上加载对称开路枝节34时，调整开路枝节34的尺寸参数只影响偶模而不影响奇模，因此，先调整开环阶跃阻抗谐振器33的相关尺寸参数以使得奇模达到设计要求，再调整对称开路枝节34的尺寸参数进而调整偶次频段，以实现频带的独立控制。此时，单个开路枝节34的尺寸参数包括L3和W3，单个交指结构35的尺寸参数包括L4和W4。

此外，本实施例滤波模块3采用零度馈电结构引入传输零点以增加滤波模块3的选择性，此种馈电结构对传输性能的影响主要由加载的开路枝节34至开环阶跃阻抗谐振器33的第二射频输入端31或第二射频输出端32的距离L5决定，因此应合理设置L5的数值。

作为一种较佳的实施方案，结合图6所示的滤波模块3的结构尺寸图(其中，L代表长度，W代表宽度)，本实施例中滤波模块3中各结构的尺寸参数如下表所示：

参数	W1	W2	W3	W4	g
						尺寸/mm	1	0.65	0.8	0.2	0.3
参数	L1	L2	L3	L4	L5
						尺寸/mm	16.7	8.7	0.8	0.2	5

通过对滤波模块3传输特性进行仿真分析，此时，滤波模块3传输特性的S参数曲线如图10所示，由图10可以看出，在所选5G通信频段(中心频率为2.6GHz、4.85GHz)：在2.55～2.65GHz内，该滤波模块3的插入损耗小于1.2dB，在4.8～4.9GHz内，该滤波模块3的插入损耗小于1.7dB，而回波损耗均大于20dB。由此可见，本实施例提供的滤波模块3由于传输零点的存在可以对带外噪声起到很好的抑制作用。

为了进一步提高本实施例提供的限幅滤波结构的整体性能，在一体化设计过程中采用电路、电磁联合仿真的方式对限幅滤波结构进行分析，同时，考虑到滤波模块3与限幅模块2一体化设计后的传输性能和限幅性能，应不断调整优化滤波模块3各结构的尺寸参数，以使得整体结构的性能满足设计要求。

为了更加清楚的说明本实施例提供的限幅滤波结构所具有效果，通过对限幅滤波结构进行S参数测试和限幅性能测试，得到限幅滤波结构的S参数曲线图和输入输出功率曲线图，分别如图11和图12所示。需要说明的是，对限幅滤波结构进行S参数测试包括限幅滤波结构在5G通信频段的插入损耗及其输入输出端口的回波损耗，回波损耗越大，则说明端口的阻抗匹配状态越好；对于限幅性能测试是对限幅滤波结构在所选频段和带外的输入输出功率曲线的测试。

其中，由图11可见，该限幅滤波结构在2.55～2.65GHz内，插入损耗小于1.8dB，在4.8～4.9GHz内，插入损耗小于2dB，回波损耗均大于15dB。

由图12可见，通过将限幅滤波结构分别在带内(2.6GHz、4.85GHz)以及带外(3.4GHz、4GHz)四个频点处进行测试，来反映其选择性：2.6GHz时限幅电平约为7.5dBm，4.85GHz时限幅电平约为2.5dBm，在带外信号输出功率小于-15dBm，对于一般接收系统可以忽略不计。在输入功率为40dBm时，该限幅滤波结构依然可以正常工作，其功率容量大于40dBm。由此可见，本实施例提供的一体化结构的限幅滤波结构能够在较宽的频带内可靠工作，且同样存在传输零点，对带外信号起到了很好的抑制作用，从而有效地提升了接收系统的灵敏度。

以上仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种用于射频前端电磁防护的限幅滤波结构，其特征在于，包括限幅模块和滤波模块，限幅模块包括第一射频输入端、第一射频输出端、电容C1、电容C2、电容C3、一级限幅电路以及二级限幅电路；

电容C1、电容C2和电容C3三者依次串联在第一射频输入端和第一射频输出端之间；一级限幅电路连接于电容C1和电容C2之间，以限制限幅模块的功率容量；二级限幅电路连接于电容C2和电容C3之间，以限制限幅模块的限幅电平；

第一射频输出端连接滤波模块；

其中，滤波模块包括第二射频输入端、第二射频输出端以及两个开环阶跃阻抗谐振器；

两个开环阶跃阻抗谐振器并排对称设置，且二者的开口相向设置并通过缝隙g级间耦合；第二射频输入端连接于其中一个开环阶跃阻抗谐振器，第二射频输出端连接于另一个开环阶跃阻抗谐振器，第二射频输入端与第一射频输出端连接；

两个开环阶跃阻抗谐振器背离其开口的一侧均加载有两个开路枝节，两个开路枝节对称设置；

其中，位于缝隙g处的开环阶跃阻抗谐振器的耦合面上加载有多个交指结构，多个交指结构等间距排布；两个开环阶跃阻抗谐振器上加载的交指结构交错设置；

一级限幅电路包括多个一级PIN二极管V1以及一个电感L1，多个一级PIN二极管V1以及电感L1依次并联在电容C1和电容C2之间；

其中，一级PIN二极管V1的阳极连接于电容C1和电容C2之间，一级PIN二极管V1的阴极接地，电感L1的一端连接于电容C1和电容C2之间，电感L1的另一端接地；

一级PIN二极管V1的数量根据限幅模块的功率容量计算得到，具体为：

其中，P_MAX为限幅模块的功率容量，Z₀为端口特性阻抗，R_D为一级PIN二极管V1的导通电阻，P_D为一级PIN二极管V1的吸收功率，N为一级PIN二极管V1的数量；

一级PIN二极管V1的导通电阻R_D采用以下公式计算得到：

R_D＝D_F×θ_α+K×θ_P (2)

其中，DF为占空比，θ_a为连续波热阻，θ_p为脉冲瞬时热阻，K为瞬态热阻对脉宽的归一化因子；

二级限幅电路包括两个二级PIN二极管V2以及一个电感L2，两个二级PIN二极管V2以及电感L2依次并联在电容C2和电容C3之间；

其中，二级PIN二极管V2的阳极连接于电容C2和电容C3之间，二级PIN二极管V2的阴极接地，电感L2的一端连接于电容C2和电容C3之间，电感L2的另一端接地。

2.根据权利要求1所述的用于射频前端电磁防护的限幅滤波结构，其特征在于，开环阶跃阻抗谐振器为λ/2型阶跃阻抗谐振器；开环阶跃阻抗谐振器的两条传输线的阻抗分别为Z₁和Z₂，开环阶跃阻抗谐振器的两条传输线的电长度分别为θ₁和θ₂；开路枝节的阻抗为Z₃，开路枝节的电长度为θ₃；此时，阻抗比阻抗比/>阻抗比/>

设开环阶跃阻抗谐振器的基频为f₀，一次、二次、三次杂散响应频率分别为f_s1、f_s2和f_s3，则：

由上式(3)即可得到开环阶跃阻抗谐振器的阻抗比

设开环阶跃阻抗谐振器的输入阻抗为Z_in，则有：

其中，j为虚数单位；

由此可知，开环阶跃阻抗谐振器发生谐振的条件为Z_in→∞；将根据式(3)得到的阻抗比代入式(4)中，即可得到该开环阶跃阻抗谐振器两条传输线的电长度θ₁和θ₂，进而计算得出开环阶跃阻抗谐振器的相关尺寸参数。

3.根据权利要求2所述的用于射频前端电磁防护的限幅滤波结构，其特征在于，采用奇偶模分析方法对开环阶跃阻抗谐振器的谐振特性进行分析；

在奇模激励下，得到开环阶跃阻抗谐振器的奇模等效电路，此时，奇模输入阻抗Z_ino表达为：

当Z_in→∞时，开环阶跃阻抗谐振器发生谐振，即：

其中，θ_A为总电长度；

在偶模激励下，得到开环阶跃阻抗谐振器的偶模等效电路，此时，偶模输入阻抗Z_ine表达为：

当Z_in→∞时，开环阶跃阻抗谐振器发生谐振，即：

由上式(6)和(8)可见，当在开环阶跃阻抗谐振器上加载对称开路枝节时，调整开路枝节尺寸参数只影响偶模而不影响奇模。

4.根据权利要求1所述的用于射频前端电磁防护的限幅滤波结构，其特征在于，还包括基板，限幅模块和滤波模块均设置于基板上；

其中，基板的介电常数为3.66，损耗正切为0.0037，厚度为0.508mm。