CN114826171A - 一种用于便携式健康监测装置的模拟前端感知放大器 - Google Patents
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Abstract
一种用于便携式健康监测装置的模拟前端电路，其特征在于，包括电容耦合仪表放大器、增益可编程放大器和带通滤波器。采用由第一缓冲器和第二斩波开关组成的预充电环路，第一可调电容、第二可调电容与第三斩波开关组成了正反馈环路，两者都作为阻抗增强同时工作在电路中极大地提高输入阻抗。利用自校准模块防止阻抗提高可能引起的电路震荡问题；同时，使用相同的校准逻辑，对可编程增益放大器的增益进行校准，提升模拟前端电路的增益精度。
Description
技术领域
本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种用于便携式健康监测装置的模拟前端感知电路。
背景技术
随着微电子与生物医疗的深度交叉融合，以心电贴、运动胸带等为代表的便携式健康监测设备得到快速发展。利用这些设备实现长期实时健康监测，将在慢病防控，运动健康等方面发挥重大作用。
便携式健康监测设备是一个集能量管理、信号感知和数据传输等功能于一体的生物信号采集终端系统。其中信号的精确感知是生物信号采集的基础。受限于便携式装置的电池体积，研究低功耗低噪声抗干扰能力的模拟前端感知放大器(AFE)是实现精确感知的关键。
利用斩波调制技术能够有效降低噪声，但使得输入阻抗降低，降低了AFE的抗干扰能力。采用预充电技术对阻抗的提高有限，采用正反馈的技术可以实现百GΩ的输入阻抗，但需要精确的片外电容调节，同时由于充放电时间的限制造成较大的输出纹波。本课题将在斩波调制的基础上将预充电与正反馈结合，同时利用逐次逼近逻辑实现输入阻抗自校准，在提高输入阻抗的同时，降低纹波干扰，实现一个低功耗、低噪声、搞抗干扰能力的AFE。
现有的模拟前端电路存在以下问题：采用斩波调制技术的电容耦合AFE能够大幅度抑制电路中的闪烁噪声。将斩波调制器放在输入电容与输入电极连接端还可以大幅降低片上比例电容的失调，从而提高CMRR。但斩波调制器在不同时钟相位切换时，不可避免需要对输入电容充放电，导致输入阻抗的降低且引入充放电纹波。通过预充电技术可以将纹波进行一定缓解，将输入阻抗进行一定程度的提高，但提高效果有限。采用正反馈输入阻抗增强技术可以大幅提高输入阻抗，但由于寄生电容的影响，需要精准调节反馈电容，防止电路震荡，同时纹波抑制效果不佳。以上两种方案都不能很好的解决斩波调制的AFE中输入阻抗提高过程中的纹波或者修调问题。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术中存在的缺点，提供一种用于便携式健康监测装置的模拟前端电路，具有低功耗、低噪声、高输入阻抗、高共模抑制比的优点。
实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
一种用于便携式健康监测装置的模拟前端电路，其特点在于，包括电容耦合仪表放大器、增益可编程放大器和带通滤波器；
所述电容耦合仪表放大器正端输入信号为第一输入信号，负端输入信号为第二输入信号，第一输入信号经所述电容耦合仪表放大器斩波调制、校准与放大处理后，由正端输出第一输出信号，一部分第一输出信号反馈所述电容耦合仪表放大器，另一部分作为第三输入信号输入所述增益可编程放大器正端；第二输入信号经所述电容耦合仪表放大器斩波调制、校准与放大处理后，由负端输出第二输出信号，一部分第二输出信号反馈所述电容耦合仪表放大器，另一部分并作为第四输入信号输入所述增益可编程放大器负端；
所述第三输入信号和第四输入信号分别经所述增益可编程放大器进一步消除低频噪声与放大处理后，由增益可编程放大器正端输出第三输出信号，负端输出第四输出信号，一部分第三输出信号反馈所述增益可编程放大器，另一部分经所述带通滤波器滤除带外噪声后，由所述带通滤波器正端输出第三输出信号；一部分第四输出信号反馈所述增益可编程放大器，另一部经所述带通滤波器滤除带外噪声后，由所述带通滤波器负端输出第四输出信号。
所述的电容耦合仪表放大器，包括：第一缓冲器、第一斩波开关、第二斩波开关、第三斩波开关、第四斩波开关、第五斩波开关、第六斩波开关、第一输入电容、第二输入电容、第一反馈电容、第二反馈电容、第三反馈电容、第四反馈电容、第一可调电容、第二可调电容、第一反馈电阻、第二反馈电阻、第一跨导放大器、第二跨导放大器、第一直流伺服环路、纹波消除环路和自校准模块；
所述第一缓冲器和第二斩波开关组成预充电环路，且第一斩波开关和第二斩波开关的时钟占空比互补；
所述第一输入电容和第二输入电容用于滤除输入信号中的直流分量，并将交流分量输送至第一跨导放大器；
所述第一反馈电容和第二反馈电容为仪表放大器提供反馈，控制仪表放大器增益；
所述第一斩波开关、第三斩波开关、第四斩波开关、第五斩波开关和第六斩波开关，用于对闪烁噪声和直流失调电压进行调制解调，以降低闪烁噪声和失调直流电压的影响；
所述第一直流伺服环路为仪表放大器提供直流偏置，并产生高通截止频率；
所述第二跨导放大器为仪表放大器提供第二级增益；
所述第三反馈电容、第四反馈电容、第一反馈电阻和第二反馈电阻为第二跨导放大器提供米勒补偿；
所述纹波消除电路，用于消除所述第一跨导放大器输出的纹波；
所述第一可调电容、第二可调电容为仪表放大器提供正反馈，用于提升输入阻抗；
所述自校准模块，用于控制第一可调电容、第二可调电容的电容值；
所述自校准模块，包括：与所述的电容耦合仪表放大器输入端相连的脉冲信号产生电路，以及与所述的电容耦合仪表放大器输出端相连的校准逻辑电路；
所述脉冲信号产生电路，用于产生第一输出脉冲信号和第二输出脉冲信号，所述第一输出脉冲信号与第一输入信号相连接，第二输出脉冲信号与第二输入信号相连接；
所述校准逻辑电路，用于利用逐次逼近逻辑实现输入阻抗的增强的精确校准，确保正反馈环路稳定工作不发生震荡；
所述第一输入信号依次通过第一斩波开关、第一输入电容、第一跨导放大器、第四斩波开关、第二跨导放大器，到达第一输出信号处；所述第一输入信号通过第一缓冲器、第二斩波开关；
所述第一输出信号通过第一反馈电阻和第三反馈电容；所述第一输出信号通过第六斩波开关和第二反馈电容；所述第一输出信号通过第一直流伺服环路；所述第一输出信号通过第五斩波开关、纹波消除电路；所述第一输出信号通过第三斩波开关、第一可调电容；
所述第二输入信号依次通过第一斩波开关、第二输入电容、第一跨导放大器、第四斩波开关、第二跨导放大器，到达第二输出信号处；所述第二输入信号通过第一缓冲器、第二斩波开关；
所述第二输出信号通过第二反馈电阻和第四反馈电容；所述第二输出信号通过第六斩波开关和第一反馈电容；所述第二输出信号通过第一直流伺服环路；
所述第二输出信号通过第五斩波开关、纹波消除电路；所述第二输出信号通过第三斩波开关、第二可调电容；
所述的增益可变成放大器，包括：第三可调电容、第四可调电容、第五可调电容、第六可调电容、第二直流伺服环路和第三跨导放大器；
所述第三可调电容、第四可调电容、第五可调电容、第六可调电容作为增益可编程放大器的输入电容和反馈电容，对增益可变成放大器的增益进行调节；
所述的第二直流伺服环路为增益可编程放大器提供直流偏置，并产生高通截止频率；
所述第一输出信号作为第三输入信号依次通过第三可调电容、第三跨导放大器、第四输入电容、第四跨到放大器，到达第三输出信号处；所述第三输入信号在通过第三跨导放大器后，反馈通过第二直流伺服环路和第五可调电容；
所述第二输出信号作为第四输入信号依次通过第四可调电容、第三跨到放大器、第三输入电容、第四跨导放大器，到达第四输出信号处；所述第四输入信号在通过第三跨导放大器后，反馈通过第二直流伺服环路和第六可调电容；
所述的带通滤波器，包括：第三输入电容、第四输入电容、第五反馈电容、第六反馈电容、第三反馈电阻、第四反馈电阻和第四跨导放大器；
所述第三输入电容和第四输入电容，用于滤除输入信号中的直流分量，并将交流分量输送至第四跨导放大器；
所述第五反馈电容和第六反馈电容，用于为带通滤波器提供反馈，控制带通滤波器的增益为单位增益；
所述第三反馈电阻和第四反馈电阻，用于为时钟占空比虚拟电阻，第三反馈电阻、第四反馈电阻、第五反馈电容、第六反馈电容产生带通滤波器的高通截止频率；
所述第三输出信号通过第三反馈电阻、第五反馈电容；所述第四输出信号通过第四反馈电阻、第六反馈电容。
所述第一输入电容、第二输入电容的电容值相同；所述第三输入电容、第四输入电容的电容值相同；所述第一反馈电容、第二反馈电容的电容值相同；所述第三反馈电阻、第四反馈电阻的电阻值相同；所述第五反馈电容、第六反馈电容的电容值相同；所述第三反馈电容、第四反馈电容的电容值相同；所述第一反馈电阻、第二反馈电阻的电阻值相同；所述第一可调电容、第二可调电容的电容值相同；所述第三可调电容、第四可调电容的电容值相同；所述第五可调电容、第六可调电容的电容值相同。
所述的第一反馈电容、第二反馈电容、第三反馈电容、第四反馈电容、第五反馈电容和第六反馈电容均包括漏极相连的第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5、第六MOS管M6、第七MOS管M7和第八MOS管M8，所述第一MOS管的源极与第一电容C1相连，第二MOS管的源极与第二电容C2相连，第三MOS管的源极与第三电容C3相连，第四MOS管的源极与第四电容C4相连，第五MOS管的源极与第五电容C5相连，第六MOS管的源极与第六电容C6相连，第七MOS管的源极与第七电容C7相连，第八MOS管的源极与第八电容C8相连，且所述第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7和第八电容C8相连。
相比较现有技术，本发明具有以下优点：
1)采用由第一缓冲器和第二斩波开关组成的预充电环路，第一可调电容、第二可调电容与第三斩波开关组成了正反馈环路，两者都作为阻抗增强同时工作在电路中极大地提高输入阻抗。
2)利用自校准模块防止阻抗提高可能引起的电路震荡问题；同时，使用相同的校准逻辑，对可编程增益放大器的增益进行校准，提升模拟前端电路的增益精度。
附图说明
图1为本发明模拟前端电路中电容耦合仪表放大器的系统架构图
图2为本发明模拟前端电路中可编程增益放大器和带通滤波器的系统架构图
图3为本发明中的第一可调电容和第二可调电容结构图
图4为本发明中的自校准模块结构图
图5为本发明进行自校准前后的输入阻抗值的对比仿真图
具体实施方式
下面结合附图，对本发明进一步详细说明，但不应以此限制本发明的保护范围。参见图1和2，本发明包括电容耦合仪表放大器、增益可编程放大器和带通滤波器；电容耦合仪表放大器包括：用于第一缓冲器、第一斩波开关、第二斩波开关、第三斩波开关、第四斩波开关、第五斩波开关、第六斩波开关、第一输入电容、第二输入电容、第一反馈电容、第二反馈电容、第三反馈电容、第四反馈电容、第一可调电容、第二可调电容、第一反馈电阻、第二反馈电阻、第一跨导放大器、第二跨导放大器、第一直流伺服环路、纹波消除环路和自校准模块；
所述的增益可变成放大器包括：第三可调电容、第四可调电容、第五可调电容、第六可调电容、第二直流伺服环路、第三跨导放大器；
所述的带通滤波器包括：第三输入电容、第四输入电容、第五反馈电容、第六反馈电容、第三反馈电阻、第四反馈电阻、第四跨导放大器；
所述电容耦合仪表放大器正端输入信号为第一输入信号，负端输入信号为第二输入信号，正端输出信号为第一输出信号，负端输出信号为第二输出信号；
所述增益可编程放大器正端输入信号为第三输入信号，负端输入信号为第四输入信号；
所述带通滤波器正端输出信号为第三输出信号，负端输出信号为第四输出信号；
参见图3本发明的反馈电容阵列和自校准模块结构图如图；所述的反馈电容阵列包括漏极相连的第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5、第六MOS管M6、第七MOS管M7、第八MOS管M8，第一MOS管的源端与第一电容C1相连，第二MOS管的源端与第二电容C2相连，第三MOS管的源端与第三电容C3相连，第四MOS管的源端与第四电容C4相连，第五MOS管的源端与第五电容C5相连，第六MOS管的源端与第六电容C6相连，第七MOS管的源端与第七电容C7相连，第八MOS管的源端与第八电容C8相连，同时，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8相连。
图4为本发明中的自校准模块结构图，如图所示，自校准模块包括：与电容耦合仪表放大器输入端相连的脉冲信号产生电路，第一输出脉冲信号Vin+与第一输入信号相连接，第二输出脉冲信号Vin-与第二输入信号相连接；与电容耦合仪表放大器输出信号相连的校准逻辑电路，其中电容耦合仪表放大器的第一输出信号与比较器的输入相连，比较器的另一端输入端与参考电平相连，比较器的输出与逐次逼近逻辑电路的输入相连接，逐次逼近逻辑电路的输出与第一可调电容和第二可调电容的8位控制信号P0-P7相连；
下面对本发明的技术方案做进一步阐述。
参见图1，上述一种模拟前端电路的电容耦合仪表放大器。本实施例中，第一输入电容和第二输入电容的电容值相同，第一反馈电容和第二反馈电容的电容值相同，且第一输入电容、第二输入电容、第一反馈电容、第二反馈电容均为固定电容。在本实施例中，第一输入电容与第一反馈电容的比值和第二输入电容与第二反馈电容的比值相同，均为100，因此该电容耦合仪表放大器的增益为100倍，第一跨导放大器的增益为78dB，第二跨导放大器的增益为55dB。
第一斩波开关和第四斩波开关，分别位于第一跨导放大器的输入端和输出端，均用于对闪烁噪声和直流失调电压进行调制，以降低闪烁噪声和直流失调电压的影响。其中第一斩波开关将第一输入信号和第二输入信号从低频调制至高频，第四斩波开关将第一跨导放大器的输出信号调制至低频，为了匹配信号，第三斩波开关、第六斩波开关将需要反馈回第一跨导放大器输入端的第一输出信号和第二输出信号调制至高频，第五斩波开关将需要反馈回第一跨导放大器输出端的第一输出信号和第二输出信号调制至高频。
第一缓冲器和第二斩波开关组成了预充电环路用于提升模拟前端电路的输入阻抗，其中第一斩波开关和第二斩波开关的时钟占空比互补，且第二斩波开关的占空比为第一斩波开关的1/9，第一斩波开关和第一斩波开关的总占空比为50％。
第一可调电容和第二可调电容的电容值相同，结构图如图3所示，该电容阵列为由MOS管开关控制的8位可调电容，总电容值为255fF，可调精度为1fF，在本实施例中，第一可调电容与第一输入电容的比值和第二可调电容与第二输入电容的比值相同，为电容耦合仪表放大器提供正反馈，降低等效输入电容，提升输入阻抗。
第三反馈电容与第四反馈电容的电容值相同，第一反馈电阻与第二反馈电阻的电阻值相同，且第三反馈电容、第四反馈电容、第一反馈电阻、第二反馈电阻均为固定电容或电阻。
第三可调电容与第四可调电容的电容值相同，第五可调电容与第六可调电容的电容值相同，且第三可调电容与第六可调电容的比值和第四可调电容与第五可调电容的比值相同，均为1/2/4/8/16/32倍，从而控制增益可编程放大器的增益；
第三输入电容与第四输入电容的电容值相同，第三反馈电阻与第四反馈电阻的电阻值相同，第五反馈电容与第六反馈电容的电容值相同，且第三输入电容、第四输入电容、第三反馈电阻、第四反馈电阻、第五反馈电容、第六反馈电容均为固定电容或电阻；在本实施例中，第三输入电容与第第五反馈电容的比值和第四输入电容与第六反馈电容的比值相同，均为1，使得带通滤波器的增益为单位增益，同时，第三反馈电阻和第四反馈电阻为虚拟电阻，限制带通滤波器的高通截止频率。
本实例的电路级仿真采用的是SMIC 0.18μm BCD工艺，并使用Cadence公司Spectre在ADE(模拟集成电路设计自动化仿真软件)环境下仿真得到，电路工作的电源电压为1.8V。仿真结果比较如图5所示。图5为经自校准后的模拟前端电路输入阻抗与未进行自校准的模拟前端电路输入阻抗的仿真结果对比图，该图主要包括在10MΩ模拟输入电阻的情况下，1mHz到10KHz的模拟前端电路输入阻抗的结果。从图5可以看出，在未加入自校准输入阻抗提升时，输入阻抗基本维持在20MΩ，最大值为30MΩ。在引入阻抗提升后，输入阻抗得到显著提升，最高可至7.1GΩ。
Claims (4)
1.一种用于便携式健康监测装置的模拟前端电路，其特征在于，包括电容耦合仪表放大器、增益可编程放大器和带通滤波器
所述电容耦合仪表放大器正端输入信号为第一输入信号，负端输入信号为第二输入信号，第一输入信号经所述电容耦合仪表放大器斩波调制、校准与放大处理后，由正端输出第一输出信号，一部分第一输出信号反馈所述电容耦合仪表放大器，另一部分作为第三输入信号输入所述增益可编程放大器正端；第二输入信号经所述电容耦合仪表放大器斩波调制、校准与放大处理后，由负端输出第二输出信号，一部分第二输出信号反馈所述电容耦合仪表放大器，另一部分并作为第四输入信号输入所述增益可编程放大器负端；
所述第三输入信号和第四输入信号分别经所述增益可编程放大器进一步消除低频噪声与放大处理后，由增益可编程放大器正端输出第三输出信号，负端输出第四输出信号，一部分第三输出信号反馈所述增益可编程放大器，另一部分经所述带通滤波器滤除带外噪声后，由所述带通滤波器正端输出第三输出信号；一部分第四输出信号反馈所述增益可编程放大器，另一部经所述带通滤波器滤除带外噪声后，由所述带通滤波器负端输出第四输出信号。
2.根据权利要求1所述的用于便携式健康监测装置的模拟前端电路，其特征在于，
所述的电容耦合仪表放大器，包括：第一缓冲器、第一斩波开关、第二斩波开关、第三斩波开关、第四斩波开关、第五斩波开关、第六斩波开关、第一输入电容、第二输入电容、第一反馈电容、第二反馈电容、第三反馈电容、第四反馈电容、第一可调电容、第二可调电容、第一反馈电阻、第二反馈电阻、第一跨导放大器、第二跨导放大器、第一直流伺服环路、纹波消除环路和自校准模块；
所述第一缓冲器和第二斩波开关组成预充电环路，且第一斩波开关和第二斩波开关的时钟占空比互补；
所述第一输入电容和第二输入电容用于滤除输入信号中的直流分量，并将交流分量输送至第一跨导放大器；
所述第一反馈电容和第二反馈电容为仪表放大器提供反馈，控制仪表放大器增益；
所述第一斩波开关、第三斩波开关、第四斩波开关、第五斩波开关和第六斩波开关，用于对闪烁噪声和直流失调电压进行调制解调，以降低闪烁噪声和失调直流电压的影响；
所述第一直流伺服环路为仪表放大器提供直流偏置，并产生高通截止频率；
所述第二跨导放大器为仪表放大器提供第二级增益；
所述第三反馈电容、第四反馈电容、第一反馈电阻和第二反馈电阻为第二跨导放大器提供米勒补偿；
所述纹波消除电路，用于消除所述第一跨导放大器输出的纹波；
所述第一可调电容、第二可调电容为仪表放大器提供正反馈，用于提升输入阻抗；
所述自校准模块，用于控制第一可调电容、第二可调电容的电容值；
所述自校准模块，包括：与所述的电容耦合仪表放大器输入端相连的脉冲信号产生电路，以及与所述的电容耦合仪表放大器输出端相连的校准逻辑电路；
所述脉冲信号产生电路，用于产生第一输出脉冲信号(Vin+)和第二输出脉冲信号(Vin-)，所述第一输出脉冲信号(Vin+)与第一输入信号相连接，第二输出脉冲信号(Vin-)与第二输入信号相连接；
所述校准逻辑电路，用于利用逐次逼近逻辑(SAR)实现输入阻抗的增强的精确校准，确保正反馈环路稳定工作不发生震荡；
所述第一输入信号依次通过第一斩波开关、第一输入电容、第一跨导放大器、第四斩波开关、第二跨导放大器，到达第一输出信号处；所述第一输入信号通过第一缓冲器、第二斩波开关；
所述第一输出信号通过第一反馈电阻和第三反馈电容；所述第一输出信号通过第六斩波开关和第二反馈电容；所述第一输出信号通过第一直流伺服环路；所述第一输出信号通过第五斩波开关、纹波消除电路；所述第一输出信号通过第三斩波开关、第一可调电容；
所述第二输入信号依次通过第一斩波开关、第二输入电容、第一跨导放大器、第四斩波开关、第二跨导放大器，到达第二输出信号处；所述第二输入信号通过第一缓冲器、第二斩波开关；
所述第二输出信号通过第二反馈电阻和第四反馈电容；所述第二输出信号通过第六斩波开关和第一反馈电容；所述第二输出信号通过第一直流伺服环路；
所述第二输出信号通过第五斩波开关、纹波消除电路；所述第二输出信号通过第三斩波开关、第二可调电容；
所述的增益可变成放大器，包括：第三可调电容、第四可调电容、第五可调电容、第六可调电容、第二直流伺服环路和第三跨导放大器；
所述第三可调电容、第四可调电容、第五可调电容、第六可调电容作为增益可编程放大器的输入电容和反馈电容，对增益可变成放大器的增益进行调节；
所述的第二直流伺服环路为增益可编程放大器提供直流偏置，并产生高通截止频率；
所述第一输出信号作为第三输入信号依次通过第三可调电容、第三跨导放大器、第四输入电容、第四跨到放大器，到达第三输出信号处；所述第三输入信号在通过第三跨导放大器后，反馈通过第二直流伺服环路和第五可调电容；
所述第二输出信号作为第四输入信号依次通过第四可调电容、第三跨到放大器、第三输入电容、第四跨导放大器，到达第四输出信号处；所述第四输入信号在通过第三跨导放大器后，反馈通过第二直流伺服环路和第六可调电容；
所述的带通滤波器，包括：第三输入电容、第四输入电容、第五反馈电容、第六反馈电容、第三反馈电阻、第四反馈电阻和第四跨导放大器；
所述第三输入电容和第四输入电容，用于滤除输入信号中的直流分量，并将交流分量输送至第四跨导放大器；
所述第五反馈电容和第六反馈电容，用于为带通滤波器提供反馈，控制带通滤波器的增益为单位增益；
所述第三反馈电阻和第四反馈电阻，用于为时钟占空比虚拟电阻，第三反馈电阻、第四反馈电阻、第五反馈电容、第六反馈电容产生带通滤波器的高通截止频率；
所述第三输出信号通过第三反馈电阻、第五反馈电容；所述第四输出信号通过第四反馈电阻、第六反馈电容。
3.根据权利要求2所述的用于便携式健康监测装置的模拟前端电路，其特征在于，所述第一输入电容、第二输入电容的电容值相同；所述第三输入电容、第四输入电容的电容值相同；所述第一反馈电容、第二反馈电容的电容值相同；所述第三反馈电阻、第四反馈电阻的电阻值相同；所述第五反馈电容、第六反馈电容的电容值相同；所述第三反馈电容、第四反馈电容的电容值相同；所述第一反馈电阻、第二反馈电阻的电阻值相同；所述第一可调电容、第二可调电容的电容值相同；所述第三可调电容、第四可调电容的电容值相同；所述第五可调电容、第六可调电容的电容值相同。
4.根据权利要求1-3任一所述的用于便携式健康监测装置的模拟前端电路，其特征在于，所述的第一反馈电容、第二反馈电容、第三反馈电容、第四反馈电容、第五反馈电容和第六反馈电容均包括漏极相连的第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5、第六MOS管M6、第七MOS管M7和第八MOS管M8，所述第一MOS管的源极与第一电容C1相连，第二MOS管的源极与第二电容C2相连，第三MOS管的源极与第三电容C3相连，第四MOS管的源极与第四电容C4相连，第五MOS管的源极与第五电容C5相连，第六MOS管的源极与第六电容C6相连，第七MOS管的源极与第七电容C7相连，第八MOS管的源极与第八电容C8相连，且所述第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7和第八电容C8相连。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210596536.9A CN114826171A (zh) | 2022-05-16 | 2022-05-16 | 一种用于便携式健康监测装置的模拟前端感知放大器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210596536.9A CN114826171A (zh) | 2022-05-16 | 2022-05-16 | 一种用于便携式健康监测装置的模拟前端感知放大器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN114826171A true CN114826171A (zh) | 2022-07-29 |
Family
ID=82519010
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| CN202210596536.9A Pending CN114826171A (zh) | 2022-05-16 | 2022-05-16 | 一种用于便携式健康监测装置的模拟前端感知放大器 |
Country Status (1)
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|---|---|
| CN (1) | CN114826171A (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115005842A (zh) * | 2022-08-09 | 2022-09-06 | 之江实验室 | 一种频率调制的脑机接口芯片输入阻抗增强方法及系统 |
-
2022
- 2022-05-16 CN CN202210596536.9A patent/CN114826171A/zh active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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