CN114710165A - 双频可调的SMASH delta-sigma调制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了双频可调的SMASH delta‑sigma调制器。所述调制器包括结构相同的第一级和第二级；第一级和第二级结构均为两阶的delta‑sigma调制器；从整个架构角度，输入信号X输入第一级，第一级的第一量化器Q₁在量化之后，第一量化器Q₁的输入Y₁和第一量化器Q₁的输出即第一级的输出

相减，得到第一量化器Q₁的第一量化噪声E₁并输入第二级，第一级的输出

和第二级的输出

进行加减得到输出信号V，

本发明实现双频在0‑f_s/2范围内任意可调，保证两个信号互不影响，实现双频信号的传输，提高了信号的完整性。

Description

双频可调的SMASH delta-sigma调制器

技术领域

本发明涉及多频段系统应用领域，具体涉及一种双频可调的SMASH(Sturdy-MASH)delta-sigma调制器。

背景技术

随着无线通信技术的快速发展，无线通信设备开始趋向小型化，集成度高，高效率，低功耗。而与传统的模拟发射机相比，数字发射机有配置灵活，可重构，集成度高，高效率。低功耗等优势，因此数字发射机是之后无限发射机系统的趋势所在。

近些年来，多种数字发射机方案被提出。从量化编码角度分析，常见的有delta-sigma编码，PWM编码，然而这两种方法也都有各自的优缺点，delta-sigma调制可以达到较高的转化精度和信噪比，同时通过过采样和噪声整形技术可以使信号带内噪声降低，达到很好的噪声整形效果。不过delta-sigma调制器存在反馈环路，因此delta-sigma调制的频率始终受限，同时会带来大量的带外量化噪声，同时高阶的delta-sigma会带来不稳定，PWM调制固然不存在反馈回路，结构比较稳定，但是其输出信号的谐波频率比较靠近信号频率，需要经过较高精度的滤波器滤除。同时PWM调制相较于Delta-Sigma也不具有噪声整形的特性，会带来带内失真和高功率的谐波分量等，要消除这些噪声必须设计高性能的窄带滤波器，增加设计难度。

当前关于基于delta-sigma双频可调的全数字发射机文献并不多，有文章提出一种基于误差反馈的delta-sigma调制器，此调制器的结构简单，通过改变系数，就可轻易简单的实现delta-sigma调制器的任意中心频点可调。其单频可调的结构简单，易于实现，但是当扩展到双频，结构就变得复杂，并且开始不稳定，所以需要增加极点来稳定结构，但是增加对应的极点又导致调制效果变差，以及消耗大量的资源。

发明内容

本发明的目的在于首次提出双频可调的SMASH delta-sigma调制器，并且在消耗资源较少的情况下，得到更好的效果。可以将此delta-sigma调制器用在双频可调全数字发射机中使用，可以更好的实现双频任意可调的全数字发射机。

本发明的目的至少通过如下技术方案之一实现。

双频可调的SMASH delta-sigma调制器，包括结构相同的第一级stage1和第二级stage2；

第一级stage1和第二级stage2结构均为两阶的delta-sigma调制器；

从整个架构角度，输入信号X输入第一级stage1，第一级stage1的第一量化器Q₁在量化之后，第一量化器Q₁的输入Y₁和第一量化器Q₁的输出即第一级stage1的输出

相减，得到第一量化器Q₁的第一量化噪声E₁并输入第二级stage2，第一级stage1的输出

和第二级stage2的输出

进行加减得到输出信号V，

进一步地，第一级stage1包括第一积分器、第二积分器和第一量化器Q₁；

第一级stage1中设置第一反馈比例系数a₁、第一前馈通道系数b₁和第一谐振系数g₁；

第一级stage1接收输入信号X，得到第一级stage1的输出

具体如下：

其中，U_{1_1}和U_{1_2}分别为第一积分器、第二积分器的输出；E₁为第一量化器Q₁产生的第一量化噪声；Y₁是第一量化器Q₁的输入信号；z^-1代表一个时间单位的延迟；

和

分别为第一积分器和第二积分器的运算；

表示第一量化器Q₁的输出，同时也是第一级stage1的输出。

进一步地，第二级stage2包括第三积分器、第四积分器和第二量化器Q₂；

第二级stage2中设置第二反馈比例系数a₂、第二前馈通道系数b₂和第二谐振系数g₂；

第二级stage2接收第一量化噪声E₁，得到第二级stage2的输出

具体如下：

其中，U_{2_1}和U_{2_2}分别为第三积分器和第四积分器的输出；E₂为第二量化器产生的第二量化噪声；Y₂为第二量化器Q₂的输入信号；

和

分别为第三积分器和第四积分器的运算；

表示第二量化器Q₂的输出，同时也是第二级stage2的输出。

进一步地，为了尽可能的减少输出的位数，第一量化器Q₁和第二量化器Q₂都采用单比特量化器。

进一步地，对于经典的CRFB delta-sigma结构，第一级stage1和第二级stage2的delta sigma调制器都是经典的具有分布式反馈(CRFB)的谐振器的结构，为满足系统结构的稳定性，噪声传递函数的零极点都将位于单位元内；第一级stage1和第二级stage2中，设置a_i＝b_i，i＝1，2。

根据传统的SMASH架构，可得到以下公式：

V＝STF₁×X-NTF₁×NTF₂×E₂+NTF₁(1-STF₂)×E₁；

其中，STF₁是第一级stage1的信号传递函数(Signal Tansfer Function)，NTF₁是第一级stage1的噪声传递函数(Noise Transfer Function),STF₂是第二级stage 2的信号传递函数，NTF₂第二级stage 2的噪声传递函数；

综上所述，并根据本发明的结构以及传统的SMASH架构可得以下公式：

其中，L_{2_1}是第二级环路滤波器反馈信号的传递函数，L_{2_0}是第二级环路滤波器输入信号的传递函数；

第二级stage 2的输出具体如下：

第二级stage 2的信号传递函数STF₂和噪声传递函数NTF₂可以被表述为：

相似的，第一级stage1的信号传递函数STF₁和噪声传递函数NTF₁可以被表述为：

STF₁＝1

可以推导出该SMASH架构的整体的输出：

V＝STF₁×X-NTF₁×NTF₂×E₂+NTF₁×(1-STE₂)×E₁

＝X-NTF₁×NTF₂×E₂

根据整体输出的公式可以得出以下结论，首先对于输入信号X而言，整体的信号传递函数STF＝STF₁·STF₂＝1，在整个频带处的幅频响应也为1，信号可以在整个频段进行传播，且无需经过延迟，实现信号实时传输。

然后对于噪声进行分析，可以看出最后的整体输出信号V只跟第二量化噪声E₂有关，第二量化噪声E₂更加的接近白噪声，比第一量化噪声E₁更小，同时第一量化噪声E₁已经被消除掉。

对整体的调制器的噪声传递函数NTF进行分析，因为NTF＝NTF₁×NTF₂，因此可以利用NTF₁和NTF₂来产生两个凹陷，来进行两个不同信号的调制。

先分析第一级stage1的噪声传递函数NTF₁，具体如下：

已知

可以看出这是一个IIR滤波器。设r₁＝1-g₁-a₁，当配置g₁和a₁使得r₁＝0时，则NTF₁＝1是一个FIR函数。噪声传递函数的目的是在信号传输的频点的噪声传递函数为0，则为了便于分析，r₁＝0，首先进行化简，令ratio₁＝-(2-g₁),则NTF₁＝1+ratio₁×Z^-1+Z^-2，令

将

带入NTF₁并进行化简，具体如下：

即ratio₁＝-2cos(2πf₁/f_s)。

因此，当采样频率一定时，在不同的载频处可以求出与噪声传递函数零点相对应的系数ratio₁。当载波频率发生变化时，对应的系数ratio₁也随之改变，噪声传递函数的陷波就会刚好位于信号载波频率处，降低量化噪声对发射信号的影响。从而可以通过改变delta-sigma系数的值，实现delta-sigma调制器的任意中心频点可调。

上述分析的是第一级stage1的噪声传递函数NTF₁的，而第二级stage2的噪声传递函数NTF₂和NTF₁类似，易得ratio₂＝-2cos(2πf₂/f_s)。所以可以出现两个陷波，f₁和f₂是想要信号传输的中心频点，f_s是过采样频率。这样就可以利用单个delta-sigma架构同时传输两个不同信号，同时上变频到不同的频点。

以上情况是假设没有极点的情况下，但分析可得，量化器之前的信号要进行多级相加，超过量化器可承受的范围，则会导致整个系统不稳定。还可以分析得知，传递函数的两个零点位于单位圆上，且没有极点，在某个零点位置势必会导致系统运行的不稳定，为了抑制NTF(Z)的增益使整个系统稳定，则NTF₁和NTF₂必须包含对应的极点，则NTF(Z)则可以表示为：

其中，ratio₁＝-(2-g₁),r₁＝1-g₁-a₁，ratio₂＝-(2-g₂)，r₂＝1-g₂-a₂；这样每个噪声传递函数都会有自己的一个极点；ratio₁是和第一频点f₁陷波相关的中间算符，ratio₂是和第二频点f₂陷波相关的中间算符，r₁是和第一频点f₁的极点相关的算符，r₂是和第二频点f₂的极点相关的算符；r₁和r₂的取值在-1到1之间，用于调节极点来保证系统的稳定性。同时r₁和r₂分开的操作使得可以单独调节每个陷波更加的灵活。

进一步地，根据输入信号X进行调制器系数的设定，设第一信号X₁和第二信号X₂，X＝X₁+X₂；第一信号X₁的载波频率在第一频点f₁处，第二信号X₂的载波频率在第二频点f₂处，且0＜＝f₁，f₂＜＝f_s/2，则具体如下：

ratio_i＝2-g_i＝-2cos(2πf_i/f_s)

g_i＝2-ratio_i

r_i＝1-g_i-a_i

a_i＝1-r_i-g_i

其中，f_s为过采样频率，-1＜＝r_i＜＝1，i＝1，2。

本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：

1、本发明首先提出双频可调的SMASH delta-sigma调制器，可以应用在双频可调的全数字发射机中，利用单个delta-sigma架构实现两个不同频段信号的传输，灵活可调。

2、本发明提出的双频可调的SMASH Delta-Sigma的调制器，有效提高了系统的信噪比，实现了宽频信号的传输，并具有不错的性能。

附图说明

图1为本发明实施例中提出的双频可调的SMASH Delta-Sigma的调制器。

图2为传统的SMASH架构图。

图3为本发明实施例中出ratio₁和ratio₂取不同值时的幅度响应示意图。

图4为本发明实施例中r₁和r₂取不同值时的幅度响应示意图。

图5为本发明实施例中在经过调制器调制之前的信号示意图。

图6为本发明实施例中经过调制器调制之后的信号示意图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制；对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。附图中描述位置关系仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制。

实施例1：

双频可调的SMASH delta-sigma调制器，如图1所示，包括结构相同的第一级stage1和第二级stage2；

第一级stage1和第二级stage2结构均为两阶的delta-sigma调制器；

从整个架构角度，输入信号X输入第一级stage1，第一级stage1的第一量化器Q₁在量化之后，第一量化器Q₁的输入Y₁和第一量化器Q₁的输出即第一级stage1的输出

相减，得到第一量化器Q₁的第一量化噪声E₁并输入第二级stage2，第一级stage1的输出

和第二级stage2的输出

进行加减得到输出信号V，

第一级stage1包括第一积分器、第二积分器和第一量化器Q₁；

第一级stage1中设置第一反馈比例系数a₁、第一前馈通道系数b₁和第一谐振系数g₁；

第一级stage1接收输入信号X，得到第一级stage1的输出

具体如下：

其中，U_{1_1}和U_{1_2}分别为第一积分器、第二积分器的输出；E₁为第一量化器Q₁产生的第一量化噪声；Y₁是第一量化器Q₁的输入信号；z^-1代表一个时间单位的延迟；

和

分别为第一积分器和第二积分器的运算；

表示第一量化器Q₁的输出，同时也是第一级stage1的输出。

第二级stage2包括第三积分器、第四积分器和第二量化器Q₂；

第二级stage2中设置第二反馈比例系数a₂、第二前馈通道系数b₂和第二谐振系数g₂；

第二级stage2接收第一量化噪声E₁，得到第二级stage2的输出

具体如下：

其中，U_{2_1}和U_{2_2}分别为第三积分器和第四积分器的输出；E₂为第二量化器产生的第二量化噪声；Y₂为第二量化器Q₂的输入信号；

和

分别为第三积分器和第四积分器的运算；

表示第二量化器Q₂的输出，同时也是第二级stage2的输出。

为了尽可能的减少输出的位数，第一量化器Q₁和第二量化器Q₂都采用单比特量化器。

对于经典的CRFB delta-sigma结构，第一级stage1和第二级stage2的deltasigma调制器都是经典的具有分布式反馈(CRFB)的谐振器的结构，为满足系统结构的稳定性，噪声传递函数的零极点都将位于单位元内；第一级stage1和第二级stage2中，设置a_i＝b_i，i＝1，2。

如图2所示，根据传统的SMASH架构，可得到以下公式：

V＝STF₁×X-NTF₁×NTF₂×E₂+NTF₁(1-STF₂)×E₁；

其中，STF₁是第一级stage1的信号传递函数(Signal Tansfer Function)，NTF₁是第一级stage1的噪声传递函数(Noise Transfer Function),STF₂是第二级stage 2的信号传递函数，NTF₂第二级stage 2的噪声传递函数；

综上所述，并根据本发明的结构以及传统的SMASH架构可得以下公式：

其中，L_{2_1}是第二级环路滤波器反馈信号的传递函数，L_{2_0}是第二级环路滤波器输入信号的传递函数；

第二级stage 2的输出具体如下：

第二级stage 2的信号传递函数STF₂和噪声传递函数NTF₂可以被表述为：

相似的，第一级stage1的信号传递函数STF₁和噪声传递函数NTF₁可以被表述为：

STF₁＝1

可以推导出该SMASH架构的整体的输出：

V＝STF₁×X-NTF₁×NTF₂×E₂+NTF₁×(1-STE₂)×E₁

＝X-NTF₁×NTF₂×E₂

根据整体输出的公式可以得出以下结论，首先对于输入信号X而言，整体的信号传递函数STF＝STF₁·STF₂＝1，在整个频带处的幅频响应也为1，信号可以在整个频段进行传播，且无需经过延迟，实现信号实时传输。

然后对于噪声进行分析，可以看出最后的整体输出信号V只跟第二量化噪声E₂有关，第二量化噪声E₂更加的接近白噪声，比第一量化噪声E₁更小，同时第一量化噪声E₁已经被消除掉。

对整体的调制器的噪声传递函数NTF进行分析，因为NTF＝NTF₁×NTF₂，因此可以利用NTF₁和NTF₂来产生两个凹陷，来进行两个不同信号的调制。

先分析第一级stage1的噪声传递函数NTF₁，具体如下：

已知

可以看出这是一个IIR滤波器。设r₁＝1-g₁-a₁，当配置g₁和a₁使得r₁＝0时，则NTF₁＝1是一个FIR函数。噪声传递函数的目的是在信号传输的频点的噪声传递函数为0，则为了便于分析，r₁＝0，首先进行化简，令ratio₁＝-(2-g₁),则NTF₁＝1+ratio₁×Z^-1+Z^-2，令

将

带入NTF₁并进行化简，具体如下：

即ratio₁＝-2cos(2πf₁/f_s)。

因此，当采样频率一定时，在不同的载频处可以求出与噪声传递函数零点相对应的系数ratio₁。当载波频率发生变化时，对应的系数ratio₁也随之改变，噪声传递函数的陷波就会刚好位于信号载波频率处，降低量化噪声对发射信号的影响。从而可以通过改变delta-sigma系数的值，实现delta-sigma调制器的任意中心频点可调。

上述分析的是第一级stage1的噪声传递函数NTF₁的，而第二级stage2的噪声传递函数NTF₂和NTF₁类似，易得ratio₂＝-2cos(2πf₂/f_s)。所以可以出现两个陷波，f₁和f₂是想要信号传输的中心频点，f_s是过采样频率。这样就可以利用单个delta-sigma架构同时传输两个不同信号，同时上变频到不同的频点。

以上情况是假设没有极点的情况下，但分析可得，量化器之前的信号要进行多级相加，超过量化器可承受的范围，则会导致整个系统不稳定。还可以分析得知，传递函数的两个零点位于单位圆上，且没有极点，在某个零点位置势必会导致系统运行的不稳定，为了抑制NTF(Z)的增益使整个系统稳定，则NTF₁和NTF₂必须包含对应的极点，则NTF(Z)则可以表示为：

其中，ratio₁＝-(2-g₁),r₁＝1-g₁-a₁，ratio₂＝-(2-g₂)，r₂＝1-g₂-a₂；这样每个噪声传递函数都会有自己的一个极点。ratio₁是和第一频点f₁陷波相关的中间算符，ratio₂是和第二频点f₂陷波相关的中间算符，r₁是和第一频点f₁的极点相关的算符，r₂是和第二频点f₂的极点相关的算符，r₁和r₂的取值在-1到1之间，用于调节极点来保证系统的稳定性。同时r₁和r₂分开的操作使得可以单独调节每个陷波更加的灵活。

根据输入信号X进行调制器系数的设定，设第一信号X₁和第二信号X₂，X＝X₁+X₂；第一信号X₁的载波频率在第一频点f₁处，第二信号X₂的载波频率在第二频点f₂处，且0＜f₁，f₂＜＝f_s/2，则具体如下：

ratio_i＝2-g_i＝-2cos(2πf_i/f_s)

g_i＝2-ratio_i

r_i＝1-g_i-a_i

a_i＝1-r_i-g_i

其中，f_s为过采样频率，-1＜＝r_i＜＝1，i＝1，2；

本实施例中，如图3所示，在r₁＝r₂＝0的情况下画出ratio₁和ratio₂取不同值时NTF(z)对应的幅频响应图。根据分析可知，本发明只需要简单的改变ratio₁和ratio₂，系统的配置就会改变，实现发射信号中心频点的任意可调，传输中射频信号时根据载波频率设置ratio1 ratio2的值采用带通或高通Delta-Sigma调制器。噪声传输函数在不同频点处的幅频响应是不同的，噪声抑制效果也会不同，产生的两个零点关于f_s/2对称，在现实中发射的有用信号和镜像信号也关于f_s/2对称，因此一般将0～f_s/2作为可调载波频率的范围。同时，实际应用中可以根据不同的通信场景确定最终的采样频率和系数ratio达到最优的发射效果。

实施例2：

本实施例中，如图4所示，比较了在相同ratio₁和ratio₂的情况下，r₁和r₂取不同值时的频谱响应图。可以看出，在r₁和r₂取不同值的情况下，凹陷和带宽并不相同。

实施例3：

本实施例中，如图5所示，图5是原始信号经过插值上变频之后的调制器输入信号，此信号是两个频点信号的加和，其中f₁在f_s/8，f₂在3*f_s/8。f₁和f₂的范围跟过采样频率f_s有关，最高可以到采样率的一半，即f_s/2。f₁和f₂都是0-f_s/2任意可调。

整个delta-sigma调制器利用噪声整形，已经产生了两个陷波，这两个陷波刚好对应输入信号中的两个不同信号的频点，所以可以较好的将信号进行调制并传输。

对整个调制器的输出信号进行频谱分析，对本发明进行验证，如图6所示，可以看到此delta-sigma调制结构有很好的噪声整形效果，两个频点互不干扰，都有很好的信噪比。

Claims (10)

1.双频可调的SMASH delta-sigma调制器，其特征在于，包括结构相同的第一级stage1和第二级stage2；

第一级stage1和第二级stage2结构均为两阶的delta-sigma调制器；

从整个架构角度，输入信号X输入第一级stage1，第一级stage1的第一量化器Q₁在量化之后，第一量化器Q₁的输入Y₁和第一量化器Q₁的输出即第一级stage1的输出

相减，得到第一量化器Q₁的第一量化噪声E₁并输入第二级stage2，第一级stage1的输出

和第二级stage2的输出

进行加减得到输出信号V，

2.根据权利要求1所述的双频可调的SMASH delta-sigma调制器，其特征在于，第一级stage1包括第一积分器、第二积分器和第一量化器Q₁；

第一级stage1中设置第一反馈比例系数a₁、第一前馈通道系数b₁和第一谐振系数g₁。

3.根据权利要求2所述的双频可调的SMASH delta-sigma调制器，其特征在于，第一积分器和第二积分器的运算分别为

和

z^-1代表一个时间单位的延迟。

4.根据权利要求3所述的双频可调的SMASH delta-sigma调制器，其特征在于，第一级stage1接收输入信号X，得到第一级stage1的输出

具体如下：

其中，U_{1_1}和U_{1_2}分别为第一积分器、第二积分器的输出；E₁为第一量化器Q₁产生的第一量化噪声；Y₁是第一量化器Q₁的输入信号；

表示第一量化器Q₁的输出，同时也是第一级stage1的输出。

5.根据权利要求4所述的双频可调的SMASH delta-sigma调制器，其特征在于，第二级stage2包括第三积分器、第四积分器和第二量化器Q₂；

第二级stage2中设置第二反馈比例系数a₂、第二前馈通道系数b₂和第二谐振系数g₂。

6.根据权利要求5所述的双频可调的SMASH delta-sigma调制器，其特征在于，第三积分器和第四积分器的运算分别为

和

7.根据权利要求6所述的双频可调的SMASH delta-sigma调制器，其特征在于，第二级stage2接收第一量化噪声E₁，得到第二级stage2的输出

具体如下：

其中，U_{2_1}和U_{2_2}分别为第三积分器和第四积分器的输出；E₂为第二量化器产生的第二量化噪声；Y₂为第二量化器Q₂的输入信号；

表示第二量化器Q₂的输出，同时也是第二级stage2的输出。

8.根据权利要求3所述的双频可调的SMASH delta-sigma调制器，其特征在于，为了尽可能的减少输出的位数，第一量化器Q₁和第二量化器Q₂都采用单比特量化器。

9.根据权利要求3所述的双频可调的SMASH delta-sigma调制器，其特征在于，对于经典的CRFB delta-sigma结构，第一级stage1和第二级stage2中，设置a_i＝b_i，i＝1，2。

10.根据权利要求1～9任一项所述的双频可调的SMASH delta-sigma调制器，其特征在于，根据输入信号X进行调制器系数的设定，设第一信号X₁和第二信号X₂，X＝X₁+X₂；第一信号X₁的载波频率在第一频点f₁处，第二信号X₂的载波频率在第二频点f₂处，且0＜＝f₁，f₂＜＝f_s/2，则具体如下：

ratio_i＝2-g_i＝-2cos(2πf_i/f_s)

g_i＝2-ratio_i

r_i＝1-g_i-a_i

a_i＝1-r_i-g_i

其中，f_s为过采样频率，-1＜＝r_i＜＝1，i＝1，2；ratio₁是和第一频点f₁陷波相关的中间算符，ratio₂是和第二频点f₂陷波相关的中间算符，r₁是和第一频点f₁的极点相关的算符，r₂是和第二频点f₂的极点相关的算符。

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