CN114709627B - 一种多频段可配置接收天线 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种多频段可配置接收天线，该天线以多阵元超宽带接收天线为基础，设计了统一的接收电路，实现了S/C/X/Ku频段一路和信号、两路差信号的接收，可满足航测测控系统中，不同频段信号的同时接收；从成本上分析，与传统分立式接收天线相比，本发明采用一套天线即可完成传统多套天线的信号接收功能，成本低，可靠性高；从硬件资源上分析，本发明采用多频段软件定义技术，实现了硬件资源的合理复用，且采用软件定义工作模式，有利于未来远程无人值守测控站建设，减少了人力物力的投入；从工程使用性上分析，本发明可靠性高，扩展性好，可适应未来不断发展的航天测控需求。

Description

一种多频段可配置接收天线

技术领域

本发明属于通信技术领域，具体涉及一种多频段可配置接收天线，适用于航天测控系统中。

背景技术

航天测控系统一般包含射频前端，信道和基带三大部分，其中射频前端完成射频信号的接收，实现空间电磁信号向电信号的转变，并将射频频率搬移到中频频率。工作频段一般为S/C/X/Ku频段。在航天测控系统中，因测控、遥测、数传等信号的工作频率、传输带宽，信号码速率等各不相同且差异很大，一般情况下，不同的工作模式，使用不同的射频前端接收信号。地面接收系统中，不同的工作模式，工作频率，使用单独分立的接收天线完成信号的接收与变频，后经信道送入基带进行数据处理。

随着我国航天事业的发展，尤其是巨型星座的出现，航天测控业务越来越多，工作模式，工作频段越来越多。传统单独分立式的天线接收系统在卫星数量较少的情况下，可以满足卫星测控需求，但当卫星数量急剧增加，测控业务要求越来越多时，实现信号的就收，就需要更多的接收天线，这样不仅占用大量的人力物力，设备的增多意味着系统的可靠性稳定性的下降，而且随着技术的发展，后期的升级维修也很困难。面对迅猛的航天业务发展需求，传统接收天线就显得捉襟见肘，不能很好的使用快速发展的航天测控需求。随着软件定义技术、相控阵技术、超宽带接收技术的发展，采用相控阵超宽带接收技术，实现宽带信号的接收，通过软件定义技术，实现特定频率的选取接收，可以大大节省成本，且后期升级维护便捷，可以较好的适应未来快速增长的航天测控需求。

基于以上思路，本发明通过研究，利用多阵元超宽带天线接收技术实现S/C/X/Ku频段内所有信号的宽带接收，提出了一种基于软件定义技术实现多频段可配置接收天线的方法，并仿真验证了方法的正确性和可行性。

传统航天测控系统中，接收天线主要体现以下几个方面的不足：

(1)传统航天测控系统信号接收天线按照频率划分，不同的频段的信号使用不同的天线接收，天线数量多，成本高，维护升级困难，不能适应快速发展的航天测控业务需求；

(2)传统航天测控系统中，接收天线系统资源不能共享，资源利用率低，消费比低。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种多频段可配置接收天线，可实现多频段配置，完成多频段信号接收。

一种多频段可配置接收天线，包括天线阵列层、功分器层、频选及圆极化合成层以及和差网络层；

所述天线阵列层包括4个呈田字形分布的双极化天线阵列，双极化天线阵列中的双极化天线通过正交馈电实现左、右圆极化；

所述功分器层设置有四组相同的子阵，四组子阵分别一一对应天线阵列层的四个双极化天线阵列，每组子阵中设置有两套功分器，其中一套接收极化天线阵列的左圆极化方向的多路信号并合成为一路，另一套接收极化天线阵列的右圆极化方向的多路信号并合成为一路；

所述频选及圆极化合成层包括四组90°移相网络、四组2合1功分器和四组单刀四掷开关；一组90°移相网络中包括2个90°移相模块；

功分器层中每一个子阵对应两个90°移相模块，分别对应接收两套功分器输出的信号，根据外部控制信号，对接收的信号进行移相处理；

所述2合1功分器对两个90°移相模块输出的信号进行极化合成；

所述单刀四掷开关在外部信号的控制下，对极化合成的信号进行S波段、C波段、X波段和Ku四个波段的选择，将选择的频段信号送入和差网络层中对应频段的和差网络；

所述和差网络层包括分别处理S波段、C波段、X波段和Ku波段信号的四个和差网络以及接收组件。

较佳的，所述双极化天线包括一块反射地(4)和两块介质基板(6)，两块介质基板(6)互相正交的固定在一起；

介质基板(6)的一个侧面设计有印刷开口环(1)和微带巴伦地(2)；印刷开口环(1)为两个对称的C字型覆铜层构成，下端设置微带巴伦地(2)，两个C字型覆铜层下侧的末端分别与微带巴伦地(2)上端的两个末端对应连接；

介质基板(6)的另一侧设计有短路探针(5)和微带渐变巴伦信号线(3)；短路探针(5)为两个对称的长条形覆铜层，位置与其中一个C字型覆铜层对应；微带渐变巴伦信号线(3)的位置与另一面的微带巴伦地(2)对应；

反射地(4)为金属材料，其上设置两个狭长缝隙，用于安装固定两块基板(6)，短路探针(5)的两个长条形覆铜层通过延长线与反射地电连接；反射地(4)开有通孔，用于微带渐变巴伦信号线(3)通过，同时反射地(4)与微带巴伦地(2)接触。

较佳的，所述天线阵列层的中部为激励部分。

较佳的，所述天线阵列层为20×20的双极化天线阵列，中部大小为16×16的双极化天线阵列为激励部分。

较佳的，所述两套功分器均为64合1等相位功分器包括两段功分器芯片层和一段4合1带状线功分器层；功分器芯片为20组4合1功分器芯片，20组功分器芯片将64个阵元合为4个通道，通过4合1带状线功分器合为1路。

较佳的，所述天线阵列层的反射面焦距为540mm，直径1800mm。

较佳的，所述接收组件主要包括：一路和信号接收变频模块、两路差信号接收变频模块、频综模块和差信号调制模块四部分。

本发明具有如下有益效果：

本发明提出一种航天测控系统中多频段可配置接收天线，该天线以多阵元超宽带接收天线为基础，设计了统一的接收电路，实现了S/C/X/Ku频段一路和信号、两路差信号的接收，可满足航测测控系统中，不同频段信号的同时接收；通过仿真验证，该设计方法成本低，可靠性高，可满足S/C/X/Ku频段信号接收，可满足航天测控任务需求；从成本上分析，与传统分立式接收天线相比，本发明采用一套天线即可完成传统多套天线的信号接收功能，成本低，可靠性高；从硬件资源上分析，本发明采用多频段软件定义技术，实现了硬件资源的合理复用，且采用软件定义工作模式，有利于未来远程无人值守测控站建设，减少了人力物力的投入；从工程使用性上分析，本发明可靠性高，扩展性好，可适应未来不断发展的航天测控需求。

附图说明

图1为本发明的多频段可配置接收天线的总体方案示意图；

图2为馈源天线分层结构；

图3(a)为双极化阵元结构，图3(b)为一块基板的一个侧面的结构，图3(c)为基板的另一面的结构图，图3(d)为反射地的结构图，图3(e)为阵列结构示意图；

图4为双极化单脉冲馈源阵列结构平面图；

图5为反射面天线总体结构示意图；

图6为S频段两个端口有源驻波；

图7为C频段两个端口有源驻波；

图8为X频段两个端口有源驻波；

图9为Ku频段两个端口有源驻波；

图10为功分器结构示意图；

图11为64合1功分器结构示意图；

图12为4合1带状线功分器仿真模型；

图13为4合1带状线功分器S/C频段端口性能，其中，(a)为输入输出端口驻波，(b)为插入损耗曲线，(c)为端口隔离曲线；

图14为4合1带状线功分器X/Ku频段端口性能，其中，(a)为输入输出端口驻波，(b)为插入损耗曲线，(c)为端口隔离曲线；

图15为移相网络和开关链路设计原理图

图16为和差网络示意图；

图17为S波段和差网络；

图18为S频段驻波；

图19为S频段和信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图20为S频段俯仰差信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图21为S频段方位差信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图22为C波段和差网络；

图23为C频段驻波；

图24为C频段和信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图25为C频段俯仰差信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图26为C频段方位差信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图27为X波段和差网络；

图28为X频段驻波；

图29为X频段和信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图30为X频段俯仰差信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图31为X频段方位差信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图32为Ku波段和差网络；

图33为Ku频段驻波；

图34为Ku频段和信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图35为Ku频段俯仰差信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图36为Ku频段方位差信号仿真结果，其中(a)为幅度，(b)为相位；

图37为接收组件框图；

图38为可配置接收天线工作流程图；

其中，1-印刷开口环2-微带巴伦地3-微带渐变巴伦信号线4-反射地5-短路探针6-介质基板。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

本发明提供了一种在航天测控系统的多频段可配置接收天线。通过多阵元超宽带接收技术，实现S/C/X/Ku所有频段内信号的接收，基于软件定义技术，利用可配置编程技术实现所需信号的分选。仿真表明，本发明所设计的多频段可配置接收天线，可以实现S/C/X/Ku频段内信号的接收。有效减少了天线数量，节省了成本。

本发明接收天线总体结构方案示意图如图1所示，频率选择控制电路接入服务器，实现软件定义。馈源为4个8×8双极化天线阵列，双极化天线通过正交馈电实现左右圆极化，4个阵列呈田字形分布，分别实现俯仰、方位组阵。在不同极化形式下，每组8×8阵列的单元端口通过64合1功分器，各自合为一个端口。进一步，通过90°移相网络分别实现左右旋圆极化。进而通过单刀双掷开关实现极化切换。单刀四掷开关组控制信号进入四组和差网络进行下一步处理。左/右旋圆极化信号经和差网络输出和信号、俯仰差、方位差信号。所得的和、差信号通过接收组件下变频为70MHz中频，其中俯仰差和方位差经0/π调制器合为1路差信号，接收信号下变频为960MHz中频。

馈源结构方案：

如图2所示，馈源天线主要包括四个部分：天线阵列层、功分器层、频选及圆极化合成层以及和差网络层。其中由于频选及圆极化合成层由于用到移相器、开关芯片、低噪放等，因此需要电源及控制电路。整个馈源长宽拟定为250mm×250mm。

馈源天线：

馈源天线需要工作于S/C/X/Ku四个频段，为了覆盖所需频段，本发明馈源天线采用双极化紧耦合方式，通过两个极化正交馈电实现左右圆极化，如图3(a)所示为其中双极化紧耦合阵元。包括两块介质基板6，通过两者设置的安装缝隙正交固定在一起；如图3(b)所示，基板6的一个侧面设计有印刷开口环1和微带巴伦地2；印刷开口环1为两个对称的C字型覆铜层构成，下端设置微带巴伦地2，两个C字型覆铜层下侧的末端分别与微带巴伦地2上端的两个末端对应连接；基板6的另一侧设计有短路探针5和微带渐变巴伦信号线3；短路探针5为两个对称的长条形覆铜层，位置与其中一个C字型覆铜层对应；微带渐变巴伦信号线3的位置与另一面的微带巴伦地2对应；反射地4为金属材料，其上设置两个狭长缝隙，用于安装固定两块基板6，短路探针5的两个长条形覆铜层通过延长线与反射地电连接。反射地4开有通孔，用于微带渐变巴伦信号线3通过，同时反射地4与微带巴伦地2接触。

短路探针5可以消除共模电流，将共模谐振的谐振点移除到频带外，印刷开口环1两个末端形成等效电容分量，可以抵消反射地4带来的电抗分量，同时通过微带渐变巴伦信号线3，实现了输入端口到天线端口的阻抗变换，具有阻抗匹配的功能。

紧耦合阵列通过单元间的耦合电容抵消馈电巴伦和地板带来的电感效应，拓展了中低频带宽，在阵面上形成连续电流，实现了超宽带性能。相比于常见的紧耦合偶极子阵列，印刷开口环可以产生额外的电抗分量，同时通过集成Marchand巴伦，实现了多级阻抗匹配网络，具有超宽带大扫角功能，不同于加载宽角匹配层的TCDA-IB结构，该设计具有轻量化特点。

如图3(e)和图4所示，为双极化紧耦合单脉冲馈源阵列，整个紧耦合阵列为20×20，为保证电磁环境连续性，其中四边阵元不作激励，图中阴影区域为哑元部分，实际阵列为16×16。整个阵列分为4个区域(A、B、C、D)，每个区域为10×10子阵，阵元E面和H面间距均为7.4mm，阵列高度14mm，一个阵列整体尺寸148mm×148mm。

前馈式反射面天线总体结构如图5所示，反射面焦距为540mm，直径1800mm，馈源电磁仿真结果显示，馈源相位中心在整个频段内变化＜±7mm，远小于反射面焦距，因此在本发明中，馈源相位中心可认为是稳定的。

馈源仿真结果：

为考察紧耦合天线有源阻抗匹配特性，下面对紧耦合天线阵列进行仿真计算，在图3阵元结构基础上建立主从边界条件，模拟无限大阵列，由于结构对称，因而左旋圆极化与右旋圆极化有源驻波一致，这里只显示左旋圆极化辐射情况下两个极化端口在四个工作频段的有源驻波，如图6-图9所示。

可以看到，在两个极化同时激励情况下，在四个频段处有源驻波均小于2，具有优良的有源阻抗匹配特性。

64合1功分器结构：

为实现馈源俯仰/方位组阵，设置有相同的四组子阵，四组子阵分别一一对应双极化紧耦合单脉冲馈源阵列的四个区域，每组子阵中设置有两套64合1的功分器；此处以一组子阵中的2套功分器设计为例，如图10所示，单个子阵共计128个端口，单元根据极化可分为两组，分别对其进行64合1等相位设计，并将输出的两组信号送达低噪声放大器处理。每个子阵配备两组64合1等相位功分器和两组低噪声放大器。

64合1等相位功分器示意图如图11所示，采用集总、分布式功分器组合方案，包括两段功分器芯片层和一段4合1带状线功分器层。功分器芯片为20组4合1功分器芯片，20组功分器芯片将64个阵元合为4个通道，通过4合1带状线功分器合为1路。

带状线功分器采用5阶级联实现2-14GHz超宽带等幅同相4路功分，其HFSS仿真模型如图12所示，介质板选用Rogers RT/duroid 5880(tm)，其相对介电常数为2.2,损耗角正切为0.0009，板材厚度为0.508mm(三层板总厚度)，长宽尺寸50mm×41mm，4合1带状线功分器的总体仿真性能如表1所示。

表1 4合1带状线功分器仿真性能汇总

具体地，对于S和C频段，端口驻波、插入损耗及输出端口隔离如图13(a),(b),(c)所示。

对于X和Ku频段，端口驻波、插入损耗及输出端口隔离如图14(a),(b),(c)所示。

移相网络与开关结构设计：

为实现圆极化辐射，需要引入90°移相器模块，通过控制子阵中极化1信号相比极化2信号相位超前/落后90°来实现左/右旋圆极化可选。如图15所示两组信号通过低噪声放大器，一组信号经过90°移相网络，可与另一组信号同相位叠加，并通过2合1功分器的合成极化，到达单刀四掷开关，再对S/C/X/Ku四个波段的选择，使信号送入对应频段的和差网络，进行处理。

和差网络：

为实现单脉冲，需要对接收的信号进行和差比较，其中核心部件为和差网络。由于天线工作频段较宽，需将和差网络分为四个频段设计，所有频段和差网络结构相同，这里以一个频段为例，介绍和差网络的连接关系。如图16所示，该网络由两个90度移相器和四个3dB电桥构成，当信号从A、B、C、D端口输入时，为了获得电桥1和2的和与差输出(即在前一级的两个电桥输出端形成和差信号

)需要对其中的输入端B,C进行90度移相。B，C输入端的移相可以通过移相器或者线的长度差来得到，同一级的不同路径应该等线长。形成的和差信号再经过后一级的两个电桥进一步比较，则输出端分别形成和信号(A+B+C+D)/2,获得目标的距离信息；俯仰差信号[(A+C)-(B+D)]/2，获得俯仰平面的角度信息；方位差信号[(C+D)-(A+B)]/2，获得方位平面的角度信息；接匹配终端的对角差信号[(A-B)-(C-D)]/2。

考虑实际带宽需求，常规双分支线定向耦合器带宽不可以达到C和X波段的带宽需求，所以本方案采用三分支线宽带定向耦合器，同时，90°移相器采用加载开路、短路支节的稳相巴伦结构，整体结构简单。考虑到第一级电桥和第二级电桥之间存在交叉结构，所以本方案和差网络均采用两层带状线结构，每层带状线厚度为1mm，填充介质为Rogers 5880。

1.S波段：2.2-2.4GHz

模型图如图17所示，整体尺寸为90mm*115mm*2mm。

输入端口驻波特性如图18所示；和信号仿真结果如图19所示；俯仰差仿真结果如图20所示；方位差仿真结果如图21所示。

2.C波段：3.6-4.8GHz

模型图如图22所示，整体尺寸为52mm*110mm*2mm。

输入端口驻波特性如图23所示；和信号仿真结果如图24所示；俯仰差仿真结果如图25所示；方位差仿真结果如图26所示。

3.X波段：7.1-9GHz

模型图如图27所示，整体尺寸为32mm*70mm*2mm。

输入端口驻波特性如图28所示；和信号仿真结果如图29所示；俯仰差仿真结果如图30所示；方位差仿真结果如图31所示。

4.Ku波段：11.4-12.7GHz

俯仰差仿真结果如图35所示，方位差仿真结果如图36所示。

接收组件：

接收组件主要包括：一路和信号接收变频模块、两路差信号接收变频模块、频综模块和差信号调制模块四部分。接收电路方案如图37所示：

宽带信号接收通道设计：

对S、C、X、Ku波段采用二次变频。天线输出的和、方位差和俯仰差信号进行低噪声放大、开关选择、数控衰减、变频，滤波、放大以及电平调整等处理，得到960MHz±XXMHz的中频信号；960M中频信号进行三功分，一路进行检波得到信号模拟输出，一路直接输出，一路进行再次变频到70M中频输出。

接口设计：

主控制机通过网络接口与多频段可配置天线接收机组件进行双向数据通信。通过主机控制实现频段选择。

接口定义如表2～4所示。

表2电源和软件控制(J30J-15ZKP)

序号	定义	电平	信号流向
				1	RS485+	差分	输入输出
2	RS485-	差分	输入输出
				3	12V		电源
4	12V		电源
				5	12V		电源
6	方位电压	0～5V	输出
				7	俯仰电压	0～5V	输出
8	DGND		数字地
				9	DGND		电源地
10	GND		电源地
				11	GND		电源地
12	GND		电源地
				13	GND		电源地
14	GND		电源地

表3软件控制(RJ45)

表4射频接口

序号	定义	接口	信号流向
				1	10M参考	SMA	输入
2	射频和信号	2.92	输入
				3	射频俯仰差信号	2.92	输入
4	射频方位差信号	2.92	输入
				5	中频和信号960M	SMA	输出
6	中频俯仰差信号960M	SMA	输出
				7	中频方位差信号960M	SMA	输出
8	中频和信号70M	SMA	输出
				9	中频差信号70M	SMA	输出

多频段可配置天线工作流程：

本发明基于多阵元紧耦合接收技术，实现多频段可配置测控信号接收，如图38所示，其工作流程如下：

第一步：空间电磁波经天线反射面至4组8×8的双极化馈源阵列处，双极化馈源阵列将空间电磁信号转变为电信号；

第二步：馈源阵列接收到宽带射频信号经2个64合一功分器实现方位和俯仰两个维度的信号分选，功分器输出信号经低噪放后送入移相网络；

第三步：为实现圆极化，信号需经过90度移相网络。低噪放输出信号经90度移相网络后和成圆极化信号；

第四步：开关矩阵接收主控制器送来的频选指令，选取所需的信号频段，实现信号频率分选；

第五步：分选出的S/C/X/Ku波段信号分别通过S/C/X/Ku和差网络，实现和路信号，俯仰差信号和方位差信号。送至后续基带进行解调和跟踪处理。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种多频段可配置接收天线，其特征在于，包括天线阵列层、功分器层、频选及圆极化合成层以及和差网络层；

所述天线阵列层包括4个呈田字形分布的双极化天线阵列，双极化天线阵列中的双极化天线通过正交馈电实现左、右圆极化；所述双极化天线包括一块反射地(4)和两块介质基板(6)，两块介质基板(6)互相正交的固定在一起；

所述功分器层设置有四组相同的子阵，四组子阵分别一一对应天线阵列层的四个双极化天线阵列，每组子阵中设置有两套功分器，其中一套接收极化天线阵列的左圆极化方向的多路信号并合成为一路，另一套接收极化天线阵列的右圆极化方向的多路信号并合成为一路；

所述频选及圆极化合成层包括四组90°移相网络、四组2合1功分器和四组单刀四掷开关；一组90°移相网络中包括2个90°移相模块；

功分器层中每一个子阵对应两个90°移相模块，分别对应接收两套功分器输出的信号，根据外部控制信号，对接收的信号进行移相处理；

所述2合1功分器对两个90°移相模块输出的信号进行极化合成；

所述单刀四掷开关在外部信号的控制下，对极化合成的信号进行S波段、C波段、X波段和Ku四个波段的选择，将选择的频段信号送入和差网络层中对应频段的和差网络；

所述和差网络层包括分别处理S波段、C波段、X波段和Ku波段信号的四个和差网络以及接收组件。

2.如权利要求1所述的一种多频段可配置接收天线，其特征在于：

介质基板(6)的一个侧面设计有印刷开口环(1)和微带巴伦地(2)；印刷开口环(1)为两个对称的C字型覆铜层构成，下端设置微带巴伦地(2)，两个C字型覆铜层下侧的末端分别与微带巴伦地(2)上端的两个末端对应连接；

介质基板(6)的另一侧设计有短路探针(5)和微带渐变巴伦信号线(3)；短路探针(5)为两个对称的长条形覆铜层，位置与其中一个C字型覆铜层对应；微带渐变巴伦信号线(3)的位置与另一面的微带巴伦地(2)对应；

反射地(4)为金属材料，其上设置两个狭长缝隙，用于安装固定两块基板(6)，短路探针(5)的两个长条形覆铜层通过延长线与反射地电连接；反射地(4)开有通孔，用于微带渐变巴伦信号线(3)通过，同时反射地(4)与微带巴伦地(2)接触。

3.如权利要求1或2所述的一种多频段可配置接收天线，其特征在于，所述天线阵列层的中部为激励部分。

4.如权利要求3所述的一种多频段可配置接收天线，其特征在于，所述天线阵列层为20×20的双极化天线阵列，中部大小为16×16的双极化天线阵列为激励部分。

5.如权利要求1或2所述的一种多频段可配置接收天线，其特征在于，所述两套功分器均为64合1等相位功分器包括两段功分器芯片层和一段4合1带状线功分器层；功分器芯片为20组4合1功分器芯片，20组功分器芯片将64个阵元合为4个通道，通过4合1带状线功分器合为1路。

6.如权利要求3所述的一种多频段可配置接收天线，其特征在于，所述天线阵列层的反射面焦距为540mm，直径1800mm。

7.如权利要求1或2所述的一种多频段可配置接收天线，其特征在于，所述接收组件主要包括：一路和信号接收变频模块、两路差信号接收变频模块、频综模块和差信号调制模块四部分。

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