CN114513228B - L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置及方法 - Google Patents

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CN114513228B CN202210408537.6A CN202210408537A CN114513228B CN 114513228 B CN114513228 B CN 114513228B CN 202210408537 A CN202210408537 A CN 202210408537A CN 114513228 B CN114513228 B CN 114513228B
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Abstract

本发明提供了L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置及方法，属于无线通信设备抗干扰技术领域，装置包括：干扰取样天线阵列对空间信号取样；天线前端模块对取样信号和主控信号进行陷波滤波、限幅和放大；L波段接收变频模块用于对放大后的取样信号和主控信号进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取中频信号；数字信号处理模块用于对中频信号依次进行数字信道化、宽带干扰感知判断方法判断、非合作宽带干扰对消和宽带信号拼接，形成宽带数字信号；射频信号重构模块用于将宽带数字信号数模转换到射频，输出回放信号。本发明能够消除L波段高速跳频数据链面临的大功率宽带干扰和保障通信畅通。

Description

L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置及方法
技术领域
本发明属于无线通信设备抗干扰技术领域，更具体地，涉及一种L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置及方法。
背景技术
抗干扰通信主要目的是对抗对方恶意电子干扰，保护己方通信链路有效传递信息，是军事无线通信的关键技术之一；一方面，L波段高速跳频数据链是联合战术信息分配的主要手段，高跳速和宽频带两大特点使得其具有很强的抗干扰能力，即便如此由于其传输信息的重要性，往往会成为电子对抗重点针对的高价值干扰目标；另一方面，随着空间功率合成技术的发展以及功放器件性能的不断提升，干扰机等效辐射功率可达数兆瓦，可对L波段高速跳频数据链能够形成有效干扰，亟需研究新的干扰抑制方法以提升L波段高速跳频数据链的抗干扰能力，但是高跳速和宽频段给新的干扰抑制方法提出了巨大挑战。跟踪式干扰无法实现对高速跳频数据链形成有效跟踪，因此面临的干扰主要为超大功率宽带拦阻式干扰。
无线通信是军事通信中重要手段，复杂的电磁环境以及恶意的认为干扰都对无线通信带来巨大挑战，在日趋复杂的电磁环境中，具备抗干扰能力是其发展的必然趋势。常用的单天线抗干扰技术仅仅利用了信号的时域波形、频谱、循环谱和伪随机码结构特性等，但这些特性极易被干扰信号模仿因而失去干扰消除的前提；空域处理不仅能够利用信号的上述特性，还可以利用通信信号与干扰信号的信道差异从空间域上对消干扰。分析现有公开的外空域抗干扰方法，一种技术路线是通过信号波达角方向信息，利用角度约束自适应波束形成，但是复杂电磁环境下准确估计信号波达角方向存在极大的难度，尤其在多径信道条件下；另一种技术路线是结合通信信号波形设计，在本地产生对应参考信号实现干扰对消，但是重新设计通信信号波形需要对通信设备进行全面改动，无异于设计新的通信设备，存在与现有通信设备的兼容与适配问题。
专利文献CN201811155735.6公开了“射频自适应干扰对消装置及其调试方法”和专利文献CN201320001505.0公开了“自适应宽带干扰对消装置”均属于本地参考信号的共址干扰对消方案，无法解决无本地参考信号条件下的非合作干扰信号对消问题；Ku和Ka双频段卫通地面站的多拼点干扰对消装置及方法（授权公告号CN113922889B）和微波同频干扰防护装置（申请号CN201811155746.4）属于通信信号波达角方向明确条件下的非合作干扰对消方案，无法解决采用全向性收发天线通信系统的非合作干扰对消问题；超短波电台干扰防护装置（授权公告号CN113438035B），无法解决高跳速和宽频带的问题。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明提供了一种L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置及方法，目的在于利用通道信号与干扰的传输信道和波形特征等方面的差异，通过子带划分、宽带非合作干扰对消、宽带信号拼接和射频信号重构的方式，有效解决L波段高速跳频数据链的抗干扰问题，在不改变通信信号波形条件下兼容现有L波段高速跳频数据链，能有效抑制多种非合作宽带拦阻式干扰。
为实现上述目的，一方面，本发明提供了一种L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置，包括：
干扰取样天线阵列，用于对空间信号进行取样，其中，干扰取样天线阵列中各取样天线为全向性天线，阵列结构为均匀圆阵，应用频段为L波段；数据链端机发射的大功率信号会通过干扰取样天线阵列耦合到天线前端模块，为了保证天线前端模块不被大功率信号损毁，取样天线与收发天线之间空间隔离度不小于15dB；
主控前端模块，用于通过继电器和大功率开关实现自身处于旁路、对消接收和对消发射三种开关状态；其中，旁路状态下对消装置被继电器开关旁路，装置不参与任何信号处理，对消接收状态为装置处于工作状态并对接收信号进行干扰对消处理，对消发射状态为装置处于工作状态并发射数据链端机信号，不进行干扰对消处理；当主控前端模块处于对消接收的开关状态时，向天线前端模块输出主控信号，当主控前端模块属于对消发射的开关状态时，发射数据链端机产生的信号；
参数注入模块，用于将参数信号进行差分处理后控制主控前端模块的开关状态；
天线前端模块，用于对取样信号和主控信号依次进行陷波滤波、限幅和放大，获取放大后的取样信号和主控信号；
本振钟模块，用于为数字信号处理模块和L波段接收变频模块提供时钟信号，并产生L波段接收变频模块所需的多路本振信号；
L波段接收变频模块，用于对放大后的取样信号和主控信号依次进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取中频信号；
数字信号处理模块，用于对中频信号进行数字信道化划分为多个窄带的数字子信道获取数字信道化信号，应用宽带干扰感知判断方法判断数字信道化信号是否受到宽带干扰，若受到干扰则依次执行非合作宽带干扰对消方法和执行宽带信号拼接方法，形成宽带数字信号；
其中，非合作宽带干扰对消方法为：对数字信道化信号中的取样信号通过第一权值合并和空时合并输出参考信号；对数字信道化信号中的接收信号与参考信号进行第二权值合并和时域合并，获取对消输出信号；
射频信号重构模块，用于将对宽带数字信号数模转换到射频，输出回放信号；
其中，回放信号经过主控前端模块输入至数据链端机。
进一步优选地，数字信道化方法包括以下步骤：
通过数字下变频将中频信号下变频到基带；
采用多个频带相邻的数字滤波器将下变频信号划分为多个数字子信道进行处理，形成数字信道化信号。
进一步优选地，宽带干扰感知判断方法包括以下步骤：
对各个数字子信道进行滑窗分析，根据调频速度设置滑动窗口长度；
通过滑动窗口内的数字信道化信号，计算各数字子信道信号功率和所有数字子信道平均功率；
通过对比各数字子信道信号功率与所有数字子信道平均功率，统计各数字子信道功率与数字子信道平均功率差值大于门阀的数字子信道数量R，当R与所有数字子信道数目之间的差值小于预设阈值，则判断信号中频信号没有受到宽带干扰。
进一步优选地，参考信号输出表示为：
Figure 623469DEST_PATH_IMAGE001
其中，空时处理的MN 1×1维输入向量表示为X(n)=[x 1(n)…x M (n) x 1(n-1)…x M (n-1) x 1(n-N 1-1) …x M (n-N 1-1)]，x 1(n) x 2(n)…x M (n)分别对应各通道取样信号，W 1为MN 1×1维的权值向量；
Figure 413571DEST_PATH_IMAGE002
为W 1的共轭转置矩阵；
Figure 558113DEST_PATH_IMAGE002
=[w 11(n)…w M1(n) w 12(n)…w M2(n)w 1N1(n)…w M N1(n)]，M为取样天线数目，N 1为输出参考信号时的延迟单元数目；
时域合并信号为：
Figure 560704DEST_PATH_IMAGE003
其中，时域处理的N 2×1维输入向量表示为S(n)=[s(n),s(n-1),…,s(n-N 2-1)]，s(n)为主控天线的接收信号，W 2为N 2×1维的权值向量；
Figure 349668DEST_PATH_IMAGE004
为W 2的共轭转置矩阵；N 2为输出对消输出信号时的延迟单元数目；
宽带信号拼接方法包括：
对各数字子信道对消输出信号经过抗混叠数字滤波后，将各数字子信道插值升采样率，使采样率与DAC芯片保持一致，通过低通滤波器滤除多余频率分量，采集各数字子信道信号数字；
设置数字上变频频率，将各数字子信道信号数字上变频到下变频之前的射频频点；
将上变频后的各数字子信道信号相加拼接。
进一步优选地，L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置还包括：通道校准模块和回放校准模块；
数字信号处理模块还用于产生数字校准信号；
回放校准模块用于将数字校准信号通过DAC芯片数模转换后输出至天线前端模块各射频通道；
天线前端模块用于对数模转换后的校准信号依次进行陷波滤波、限幅和放大，获取放大后的校准信号；
L波段接收变频模块还用于对放大后的校准信号依次进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取滤波后的校准信号；
通道校准模块用于将滤波后的校准信号通过切换单刀多置开关输入至天线前端模块的主控天线射频通道，计算主控天线通道的信号幅度和相位；并将滤波后的校准信号通过切换单刀多置开关输入至取样天线对应的多个射频通道，计算取样天线对应每个射频通道与主控天线对应射频通道的信号幅度和相位之差；基于取样天线和主控天线对应射频通道之间的信号幅度和相位差异，生成通道均衡滤波器进行通道校准。
另一方面，本发明提供了一种L波段高速跳频数据链非合作干扰对消方法，包括以下步骤：
设置干扰取样天线阵列对空间信号取样，其中，所述干扰取样天线阵列中各取样天线为全向性天线，阵列结构为均匀圆阵，应用频段为L波段；数据链端机发射的大功率信号会通过干扰取样天线阵列耦合到天线前端模块，为了保证天线前端模块不被大功率信号损毁取样天线与收发天线之间空间隔离度不小于15dB；
对取样信号和主控信号依次进行陷波滤波、限幅和放大，获取放大后的取样信号和主控信号；
对放大后的取样信号和主控信号依次进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取中频信号；
将中频信号进行数字信道化划分为多个窄带的数字子信道获取数字信道化信号后，采用宽带干扰感知判断方法判断数字信道化信号是否受到宽带干扰，若受到干扰则依次执行非合作宽带干扰对消方法和宽带信号拼接方法，形成宽带数字信号；
其中，非合作宽带干扰对消方法为：
对数字信道化信号中的取样信号通过第一权值合并和空时合并输出参考信号；
对数字信道化信号中的接收信号与参考信号进行第二权值合并和时域合并，获取对消输出信号；
将宽带数字信号数模转换到射频，输出回放信号；其中，基于所述回放信号传输给数据链端机。
进一步具体地，数字信道化方法包括以下步骤：
通过数字下变频将中频信号下变频到基带；
采用多个频带相邻的数字滤波器将下变频信号划分为多个数字子信道进行处理，形成数字信道化信号；
宽带干扰感知判断方法包括以下步骤：
对各个数字子信道进行滑窗分析，根据调频速度设置滑动窗口长度；
通过滑动窗口内的数字信道化信号，计算各数字子信道信号功率和所有数字子信道平均功率；
通过对比各数字子信道信号功率与所有数字子信道平均功率，统计各数字子信道功率与数字子信道平均功率差值大于门阀的数字子信道数量R，当R与所有数字子信道数目之间的差值小于预设阈值，则判断信号中频信号没有受到宽带干扰。
进一步具体地，参考信号为：
Figure 186037DEST_PATH_IMAGE001
其中，空时处理的MN 1×1维输入向量表示为X(n)=[x 1(n)…x M (n) x 1(n-1)…x M (n-1) x 1(n-N 1-1) …x M (n-N 1-1)]，x 1(n) x 2(n)…x M (n)分别对应各通道取样信号，W 1为MN 1×1维的权值向量；
Figure 427663DEST_PATH_IMAGE002
为W 1的共轭转置矩阵；
Figure 499524DEST_PATH_IMAGE002
=[w 11(n)…w M1(n) w 12(n)…w M2(n)w 1N1(n)…w M N1(n)]，M为取样天线数目，N 1为输出参考信号时的延迟单元数目；
时域合并信号为：
Figure 533208DEST_PATH_IMAGE003
其中，时域处理的N 2×1维输入向量表示为S(n)=[s(n),s(n-1),…,s(n-N 2-1)]，s(n)为主控天线的接收信号，W 2为N 2×1维的权值向量，
Figure 399533DEST_PATH_IMAGE004
=[w' 11(n)w' 12(n),…,w'1N2(n)]；
Figure 394034DEST_PATH_IMAGE004
为W 2的共轭转置矩阵；N 2为输出对消输出信号时的延迟单元数目。
进一步优选地，宽带信号拼接方法包括：
对各数字子信道对消输出信号经过抗混叠数字滤波后，将各数字子信道插值升采样率，通过低通滤波滤除多余频率分量，获取各数字子信道信号数字；
设置数字上变频频率，将各数字子信道信号数字上变频到下变频之前的射频频点；
将上变频后的各数字子信道信号相加拼接。
进一步优选地，L波段高速跳频数据链非合作干扰对消方法，还包括以下步骤：
将数字校准信号数模转换后输出至天线前端模块各射频通道；
对数模转换后的校准信号依次进行陷波滤波、限幅和放大，获取放大后的校准信号；
对放大后的校准信号依次进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取滤波后的校准信号；
将滤波后的校准信号输入至主控天线射频通道，计算主控天线通道的信号幅度和相位；
将滤波后的校准信号输入至取样天线对应的多个射频通道，计算取样天线对应每个射频通道与主控天线对应射频通道的信号幅度和相位之差；
基于取样天线和主控天线对应射频通道之间的信号幅度和相位差异，生成通道均衡滤波器进行通道校准。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：
本发明提供了一种L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置及方法，其中，对于非合作干扰信号无法直接获取参考信号，本发明利用干扰取样天线阵列获取取样信号，采用非合作宽带干扰对消方法对数字信道化信号中的取样信号进行第一权值合并和空时合并，输出提取的干扰信号作为参考；然后对数字信道化信号的接收信号与参考信号进行第二权值合并和时域合并，自适应抑制第一权值合并提取的干扰信号，输出对消输出干扰抑制后信号，从而完成对干扰信号的消除；本发明中采用数字信道化方法将下变频信号划分为多个数字子信道进行处理；同时对各数字子信道对消输出信号经过抗混叠数字滤波后，将各数字子信道插值升采样率，通过低通滤波滤除多余频率分量，获取各数字子信道信号数字；设置数字上变频频率，将各数字子信道信号数字上变频到下变频之前的射频频点；将宽带数字信号数模转换到射频，输出回放信号；高速跳频数据链跳速高并且跳频频段很宽，为了降低干扰抑制的难度，通过将高速跳频数据链工作频带划分为若干个带宽较窄的窄带信号进行干扰抑制，然后再重构宽带信号，由此解决了防护对象高跳速和宽频带的问题。综上所述，本发明能够消除L波段高速跳频数据链面临的大功率宽带干扰和保障通信畅通。
本发明设置了干扰取样天线阵列，取样天线为全向性天线，阵列结构为均匀圆阵，应用频段为L波段，天线前端模块和L波段接收变频模块均设置有不同的射频通道，不仅利用信号层面的特性，还可以利用通信信号与干扰信号的信道传输差异，避免单通道抗干扰技术仅仅利用信号层面特性的缺陷，能够应对更多的干扰样式，具有更强的鲁棒性。
本发明提供的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置位于接收天线与通信接收设备之间，只对接收信号进行处理，不需要对通信发射端进行处理。因此本发明提供的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置可以良好的兼容和适配现有L波段高速跳频数据链设备。
本发明提供的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置能够自动感知宽带干扰，当检测到大功率宽带干扰之后，可自动开启对消装置，减少人在回路进行手动操作，大大提升装置的智能水平。
附图说明
图1是本发明实施例提供的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置原理框图；
图2是本发明实施例提供的主控前端模块原理框图；
图3是本发明实施例提供的天线前端模块原理框图；
图4是本发明实施例提供的本振模块原理框图；
图5是本发明实施例提供的L波段接收变频模块原理框图；
图6是本发明实施例提供的射频信号重构模块原理框图；
图7是本发明实施例提供的回放校准模块原理框图；
图8是本发明实施例提供的参数注入模块原理框图；
图9是本发明实施例提供的通道校准方法原理框图；
图10是本发明实施例提供的宽带信号拼接原理框图；
图11是本发明实施例提供的宽带干扰感知判断方法的原理框图；
图12是本发明实施例提供的非合作宽带干扰对消方法原理框图；
图13（a）是本发明实施例提供的L波段高速跳频数据链正常通信的信号频谱示意图；
图13（b）是本发明实施例提供的正常通信下受到梳状谱干扰后的信号频谱示意图；
图13（c）是本发明实施例提供的受到梳状谱干扰的信号经过对消装置处理后的频谱示意图；
图14（a）是本发明实施例提供的L波段高速跳频数据链正常通信的信号频谱示意图；
图14（b）是本发明实施例提供的正常通信下受到宽带连续谱干扰后的信号频谱示意图；
图14（c）是本发明实施例提供的受到宽带连续谱干扰的信号经过对消装置处理后的频谱示意图；
标记说明：
00：干扰取样天线阵列；01：主控前端模块；02：天线前端模块；03：本振模块；04：L波段接收变频模块；05：数字信号处理模块；06：射频信号重构模块；07：回放校准模块；08：参数注入模块；010：第一继电器；011：第二继电器；012：第一大功率开关；013：第二大功率开关；020：滤波陷波器；021：限幅器；022：定向耦合器；023：第一低噪声放大器；031：晶振；032：放大器；033：功分网络；034：本振电路；035：数字电路时钟；040：功分器；041：数控衰减器；042：第二低噪声放大器；043：AGC；044：第一滤波器；045：混频器；046：中频滤波器；047：线性放大器；060：DAC芯片；061：开关；062：第二滤波器；063：第一衰减器；071：第二衰减器；072：SPNT；080：比较器；081：RS422发送器；082：电源网络。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图1所示，一方面，本发明提供了一种L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置，包括干扰取样天线阵列00、主控前端模块01、天线前端模块02、本振模块03、L波段接收变频模块04、数字信号处理模块05、射频信号重构模块06、回放校准模块07和参数注入模块08和通道校准模块；
干扰取样天线阵列00用于对空间信号进行取样；天线前端模块02用于接收取样信号；其中，干扰取样天线阵列00中各天线为全向性天线，垂直极化，接收增益为2dBi~4 dBi；阵列结构为均匀圆阵，应用频段为L波段，取样天线与收发天线之间空间隔离度不小于15dB；
如图2所示，主控前端模块01用于通过继电器和大功率开关控制自身处于旁路、对消接收和对消发射三种开关状态；其中，旁路状态下对消装置被继电器开关旁路，装置不参与任何信号处理，对消接收状态为装置处于工作状态并对接收信号进行干扰对消处理，对消发射状态为装置处于工作状态并发射数据链端机信号，不进行干扰对消处理；当主控前端模块处于对消接收的开关状态时，向天线前端模块输出主控信号，当主控前端模块属于对消发射的开关状态时，接收数据链端机产生发射信号然后发射出去；
第一继电器010打到状态S0且第二继电器011打到状态S3时，主控前端模块01处于旁路状态；第一继电器010打到状态S1、第一大功率开关012打到状态S5、第二继电器011打到状态S2和第二大功率开关013打到状态S7时，主控前端模块01处于对消接收状态；第一继电器011打到状态S1、第一大功率开关012打到状态S4、第二继电器011打到状态S2和第二大功率开关013打到S6时，主控前端模块01处于对消发射状态；
如图3所示，天线前端模块02用于接收取样信号和主控信号对其陷波滤波、限幅和放大；滤波陷波器020可抑制大功率邻道干扰；限幅器021用于对大功率输入信号进行限幅，保护后级的低噪声放大器023；校准信号可通过定向耦合器022进入接收通道进行校准分析；
如图4所示，本振钟模块03用于为数字信号处理模块05和L波段接收变频模块04提供时钟信号，内部产生晶振，然后滤波、放大和功分，为数字信号处理板提供时钟信号，同时为L波段接收变频模块04中的变频通道所需本振提供参考时钟信号，本振钟模块03中的频率源电路用于产生L波段接收变频模块04所需多路本振信号，每个L波段接收变频模块的本振信号与参考时钟同参；
如图5所示，L波段接收变频模块04用于信号增益调整、预选滤波下变频和中频滤波；天线前端模块02输出信号经过功分器040分成多个射频信道，每个射频信道经过数控衰减041、LNA第二低噪声放大器42以及AGC043调理增益；然后通过第一滤波器044进行预选滤波，再经过混频器045进行下变频，混频输出经过中频滤波器046滤除高频分量，最后经过线性放大输出至数字信号处理模块05；
数字信号处理模块05用于执行数字信道化与宽带信号拼接方法、宽带干扰感知判断方法、非合作宽带干扰对消方法；
中频信号先经过数字信道化划分为多个窄带的数字信道，然后运行宽带干扰感知判断方法，根据干扰感知情况运行非合作宽带干扰对消方法，最后执行宽带信号拼接方法，拼接后的宽带数字信号输出至射频信号重构模块06；
如图6所示，射频信号重构模块06用于将对消输出信号数模转化到射频，首先对消输出先经过DAC芯片060数模转换，第一开关061打到J1状态，回放信号经过第二滤波器062一直带外杂散，然后经过第一衰减器063调理回放信号幅度，回放信号输出至主控前端模块01；
如图7所示，回放校准模块07由数字信号处理模块05产生数字校准信号，通过DAC芯片数模转换，校准模式下第二开关070达到J0状态，校准信号经过第二衰减器071调理幅度，然后通过单到多置换开关切换输出给天线前端模块各射频通道；
如图8所示，参数注入模块08由对消装置提供12V供电输入，数字链端机输入单端参数信号，经过比较器080输出差分信号，然后通过RS422发送器081输出至对消装置，比较器080和RS422发送器081均由电源网络082供电。
进一步优选地，L波段高速跳频数据链非合作干扰对消方法包括：通道校准、数字信道化与宽带信号拼接方法、宽带干扰感知判断方法和非合作宽带干扰对消方法；
如图9所示，通道校准包括以下步骤：
步骤S111：回放校准模块07将校准信号通过切换单刀多置开关输入至天线前端模块的第一射频通道，该通道对应主控天线，数字信号处理模块05采集校准信号，并计算信号幅度和相位；
步骤S112：将校准信号通过切换单刀多置开关输入至取样天线对应的多个射频通道，计算取样天线对应每个射频通道与主控天线对应射频通道的信号幅值和相位之差；
步骤S113：基于通道之间的信号幅度和相位差异，生成通道均衡滤波器进行通道校准；
如图10所示，数字信道化与宽带信号拼接方法包括数字信道化和宽带信号拼接方法；其中，数字信道化包括以下步骤：
步骤S121：数字信号处理模块05中ADC芯片采集L波段接收变频模块04输出的中频信号，然后经过数字下变频将中频信号下变频到基带；
步骤S122：数字信号处理模块05生产多个频带相邻的数字滤波器，将下变频信号划分为多个数字子信道进行处理；
如图10所示，宽带信号拼接方法包括以下步骤：
步骤S131：各数字子信道对消输出信号经过抗混叠数字滤波器；
步骤S132：将各信道插值升采样率，使采样率与DAC芯片保持一致，然后过低通滤波器滤除多余频率分量；
步骤S133：设置数字上变频频率，将各信道信号数字上变频到下变频之前的射频频点；
步骤S134：将上变频后的各数字子信道信号相加拼接，然后回放输出至射频信号重构模块06；
如图11所示，宽带干扰感知判断方法包括以下步骤：
步骤S141：对各个数字子信道进行滑窗分析，根据跳频速度设置滑动窗口长度；
步骤S142：通过滑动窗口内的信号样本，计算各数字子信道信号功率P i 和所有数字子信道平均功率P avg ；
步骤S143：通过对比各数字子信道信号功率与所有数字子信道平均功率，统计各数字子信道功率P i 远大于数字子信道平均功率P avg 的信道数R，判断标准为P i -P avg >P thr ，P thr 为门阀；若满足标准，则R加1，当遍历完所有数字子信道时，若R远小于总的数字子信道数，则判断没有受到宽带干扰。
如图12所示，非合作宽带干扰对消方法包括以下步骤：
步骤S121：输入为主控天线和取样天线对应的数字信道化信号，初始化参考信号提取回路和干扰对消回路中的合并权值，参考信号提取回路输入端连接取样信号，数字信道化信号中的取样信号通过第一权值合并和空时合并输出合并信号，即参考信号，参考信号输出表示为：
Figure 613794DEST_PATH_IMAGE001
其中，空时处理的MN 1×1维输入向量表示为X(n)=[x 1(n)…x M (n) x 1(n-1)…x M (n-1) x 1(n-N 1-1) …x M (n-N 1-1)]，x 1(n) x 2(n)…x M (n)分别对应各通道取样信号，W 1为MN 1×1维的权值向量；
Figure 642929DEST_PATH_IMAGE002
为W 1的共轭转置矩阵；
Figure 414576DEST_PATH_IMAGE002
=[w 11(n)…w M1(n) w 12(n)…w M2(n)w 1N1(n)…w M N1(n)]，M为取样天线数目，N 1为输出参考信号时的延迟单元数目；
参考信号r(n)输入至第一权值自适应准则自适应调整参考信号提取回路中权值，权值更新公式表示为：
W 1(n+1)=W 1(n)-μ 1∂J 1(n)/ ∂
Figure 21007DEST_PATH_IMAGE005
其中，μ 1为自适应迭代步长因子，目标函数表达式J 1(n)取决于第一权值自适应准则；
步骤S122：干扰对消回路输入端连接参考信号提取回路输出的参考信号和主控天线的信号，输入主控信号和参考信号经第二权值合并和时域合并输出合并信号，时域合并信号表示为：
Figure 169092DEST_PATH_IMAGE003
其中，时域处理的N 2×1维输入向量表示为S(n)=[s(n),s(n-1),…,s(n-N 2-1)]，s(n)为主控天线的接收信号，W 2为N 2×1维的权值向量；
Figure 787155DEST_PATH_IMAGE004
为W 2的共轭转置矩阵；
Figure 136228DEST_PATH_IMAGE004
=[w' 11(n)w' 12(n),…, w' 1N2(n)]；参考信号r(n)减去合并信号y(n)获得的残差信号e(n)；N 2为输出对消输出信号时的延迟单元数目。
残差信号通过第二权值自适应准则自适应调整干扰对消回路中权值，权值更新公式表示为：
W 2(n+1)=W 2(n)-μ 2∂J 2(n)/∂
Figure 839742DEST_PATH_IMAGE006
其中，μ 2为自适应迭代步长因子，J 2(n)取决于第二权值自适应准则，其表达式表示为：
J 2(n)=e 2(n)2=(r(n)-
Figure 525938DEST_PATH_IMAGE007
S(n))2
另一方面，本发明提供了一种L波段高速跳频数据链非合作干扰对消方法，包括以下步骤：
设置干扰取样天线阵列对空间信号取样，其中，所述干扰取样天线阵列中各取样天线为全向性天线，阵列结构为均匀圆阵，应用频段为L波段，取样天线与收发天线之间空间隔离度不小于15dB；
对取样信号和主控信号依次进行陷波滤波、限幅和放大，获取放大后的取样信号和主控信号；
对放大后的取样信号和主控信号依次进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取中频信号；
将中频信号进行数字信道化划分为多个窄带的数字子信道获取数字信道化信号后，采用宽带干扰感知判断方法判断数字信道化信号是否受到宽带干扰，若受到干扰则依次执行非合作宽带干扰对消方法和宽带信号拼接方法，形成宽带数字信号；
其中，非合作宽带干扰对消方法为：
对数字信道化信号中的取样信号通过第一权值合并和空时合并输出参考信号；
对数字信道化信号中的接收信号与参考信号进行第二权值合并和时域合并，获取对消输出信号；
将宽带数字信号数模转换到射频，输出回放信号；其中，基于所述回放信号发送给数据链端机。
进一步具体地，数字信道化方法包括以下步骤：
通过数字下变频将中频信号下变频到基带；
采用多个频带相邻的数字滤波器将下变频信号划分为多个数字子信道进行处理，形成数字信道化信号；
宽带干扰感知判断方法包括以下步骤：
对各个数字子信道进行滑窗分析，根据调频速度设置滑动窗口长度；
通过滑动窗口内的数字信道化信号，计算各数字子信道信号功率和所有数字子信道平均功率；
通过对比各数字子信道信号功率与所有数字子信道平均功率，统计各数字子信道功率与数字子信道平均功率差值大于门阀的数字子信道数量R，当R与所有数字子信道数目之间的差值小于预设阈值，则判断信号中频信号没有受到宽带干扰。
进一步具体地，参考信号为：
Figure 657229DEST_PATH_IMAGE001
其中，空时处理的MN 1×1维输入向量表示为X(n)=[x 1(n)…x M (n) x 1(n-1)…x M (n-1) x 1(n-N 1-1) …x M (n-N 1-1)]，x 1(n) x 2(n)…x M (n)分别对应各通道取样信号，W 1为MN 1×1维的权值向量；
Figure 770679DEST_PATH_IMAGE008
=[w 11(n)…w M1(n) w 12(n)…w M2(n)w 1N1(n)…w M N1(n)]，M为取样天线数目，N 1为延迟单元数目；w M N1(n)为第M个取样天线第N 1个延迟单元的权值；w pq (n)为第p个取样天线第q个延迟单元的权值；
时域合并信号为：
Figure 961489DEST_PATH_IMAGE009
其中，时域处理的N 2×1维输入向量表示为S(n)=[s(n),s(n-1),…,s(n-N 2-1)]，s(n)为主控天线的接收信号，W 2为N 2×1维的权值向量
Figure 451376DEST_PATH_IMAGE006
=[w' 11(n)w' 12(n),…,w'1N2(n)]；w ’ pq (n)为第p个主控天线第q个延迟单元的权值；N 2为输出对消输出信号时的延迟单元数目。
进一步优选地，宽带信号拼接方法包括：
对各数字子信道对消输出信号经过抗混叠数字滤波后，将各数字子信道插值升采样率，通过低通滤波滤除多余频率分量，获取各数字子信道信号数字；
设置数字上变频频率，将各数字子信道信号数字上变频到下变频之前的射频频点；
将上变频后的各数字子信道信号相加拼接。
进一步优选地，L波段高速跳频数据链非合作干扰对消方法，还包括以下步骤：
将数字校准信号数模转换后输出至天线前端模块各射频通道；
对数模转换后的校准信号依次进行陷波滤波、限幅和放大，获取放大后的校准信号；
对放大后的校准信号依次进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取滤波后的校准信号；
将滤波后的校准信号输入至主控天线射频通道，计算主控天线通道的信号幅度和相位；
将滤波后的校准信号输入至取样天线对应的多个射频通道，计算取样天线对应每个射频通道与主控天线对应射频通道的信号幅度和相位之差；
基于取样天线和主控天线对应射频通道之间的信号幅度和相位差异，生成通道均衡滤波器进行通道校准。
图13（a）~（c）为在宽带梳状谱干扰下的干扰对消效果；图14（a）~（c）为在宽带连续谱干扰下的干扰对消效果；从中可以看出，采用本发明提供的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置及方法，能够有效对消针对L波段高速跳频数据链的非合作拦阻式干扰。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置，其特征在于，包括：
干扰取样天线阵列，用于对空间信号进行取样；其中，取样天线为全向性天线，阵列结构为均匀圆阵，应用频段为L波段；
主控前端模块，用于处于对消接收的开关状态时输出主控信号；处于对消发射的开关状态时发射数据链端机产生的信号；本振钟模块，用于为数字信号处理模块和L波段接收变频模块提供时钟信号，并产生L波段接收变频模块所需的多路本振信号；参数注入模块，用于将参数信号进行差分处理后控制主控前端模块的开关状态；
天线前端模块，其输入端与干扰取样天线阵列相连，输出端连接L波段接收变频模块；用于对取样信号和主控信号依次进行陷波滤波、限幅和放大，获取放大后的取样信号和主控信号；
L波段接收变频模块，其输出端连接数字信号处理模块；用于对放大后的取样信号和主控信号依次进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取中频信号；
数字信号处理模块，其输出端连接射频信号重构模块；用于对所述中频信号依次进行数字信道化、宽带干扰感知判断方法判断、非合作宽带干扰对消和宽带信号拼接，形成宽带数字信号；其中，非合作宽带干扰对消方法为：对数字信道化信号中的取样信号通过第一权值合并和空时合并输出参考信号；对数字信道化信号的接收信号与参考信号进行第二权值合并和时域合并，输出对消输出信号；
射频信号重构模块，用于将宽带数字信号数模转换到射频，输出回放信号；其中，回放信号经过主控前端模块输入至数据链端机；
数字信道化方法包括以下步骤：
通过数字下变频将中频信号下变频到基带；
采用多个频带相邻的数字滤波器将下变频信号划分为多个数字子信道进行处理，形成数字信道化信号；
宽带干扰感知判断方法包括以下步骤：
对各个数字子信道进行滑窗分析，根据调频速度设置滑动窗口长度；
通过滑动窗口内的数字信道化信号，计算各数字子信道信号功率和所有数字子信道平均功率；
通过对比各数字子信道信号功率与所有数字子信道平均功率，统计各数字子信道功率与数字子信道平均功率差值大于门阀的数字子信道数量R，当R与所有数字子信道数目之间的差值小于预设阈值，则判断信号中频信号没有受到宽带干扰。
2.根据权利要求1所述的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置，其特征在于，所述参考信号输出表示为：
Figure 383087DEST_PATH_IMAGE001
其中，X(n)为空时处理的MN 1×1维输入向量； W 1为MN 1×1维的权值向量；
Figure 565807DEST_PATH_IMAGE002
为 W 1的共轭转置矩阵；M为取样天线数目，N 1为输出参考信号时的延迟单元数目；
时域合并信号为：
Figure 876703DEST_PATH_IMAGE003
其中，S(n)为时域处理的N 2×1维输入向量W 2为N 2×1维的权值向量；
Figure 412857DEST_PATH_IMAGE004
为W 2的共轭转置矩阵；N 2为输出对消输出信号时的延迟单元数目。
3.根据权利要求2所述的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置，其特征在于，所述宽带信号拼接方法包括：
对各数字子信道对消输出信号经过抗混叠数字滤波后，将各数字子信道插值升采样率，通过低通滤波滤除多余频率分量，获取各数字子信道信号数字；
设置数字上变频频率，将各数字子信道信号数字上变频到下变频之前的射频频点；
将上变频后的各数字子信道信号相加拼接。
4.根据权利要求1至3任一所述的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置，其特征在于，还包括：通道校准模块和回放校准模块；
所述回放校准模块的输入端连接数字信号处理模块，输出端连接天线前端模块；通道校准模块的输入端连接天线前端模块，输出端连接数字信号处理模块；
所述数字信号处理模块还用于产生数字校准信号；
所述回放校准模块用于将数字校准信号通过DAC芯片数模转换后输出至天线前端模块各射频通道；
所述天线前端模块还用于对数模转换后的校准信号依次进行陷波滤波、限幅和放大，获取放大后的校准信号；
所述L波段接收变频模块还用于对放大后的校准信号依次进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取滤波后的校准信号；
所述通道校准模块用于将所述滤波后的校准信号通过切换单刀多置开关输入至所述天线前端模块的主控天线射频通道，计算主控天线通道的信号幅度和相位；并将滤波后的校准信号通过切换单刀多置开关输入至取样天线对应的多个射频通道，计算取样天线对应每个射频通道与主控天线对应射频通道的信号幅度和相位之差；基于取样天线和主控天线对应射频通道之间的信号幅度和相位差异，生成通道均衡滤波器进行通道校准。
5.基于权利要求1所述的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消装置的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消方法，其特征在于，包括以下步骤：
设置干扰取样天线阵列对空间信号取样，其中，干扰取样天线阵列中各取样天线为全向性天线，阵列结构为均匀圆阵，应用频段为L波段；
对取样信号和主控信号依次进行陷波滤波、限幅和放大，获取放大后的取样信号和主控信号；
对放大后的取样信号和主控信号依次进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取中频信号；
将中频信号进行数字信道化划分为多个窄带的数字子信道获取数字信道化信号后，采用宽带干扰感知判断方法判断数字信道化信号是否受到宽带干扰，若受到干扰则依次执行非合作宽带干扰对消方法和宽带信号拼接方法，形成宽带数字信号；
其中，非合作宽带干扰对消方法为：
对数字信道化信号中的取样信号通过第一权值合并和空时合并输出参考信号；
对数字信道化信号中的接收信号与参考信号进行第二权值合并和时域合并，获取对消输出信号；
将宽带数字信号数模转换到射频，输出回放信号；其中，基于所述回放信号输出给数据链端机；
数字信道化方法包括以下步骤：
通过数字下变频将中频信号下变频到基带；
采用多个频带相邻的数字滤波器将下变频信号划分为多个数字子信道进行处理，形成数字信道化信号；
所述宽带干扰感知判断方法包括以下步骤：
对各个数字子信道进行滑窗分析，根据调频速度设置滑动窗口长度；
通过滑动窗口内的数字信道化信号，计算各数字子信道信号功率和所有数字子信道平均功率；
通过对比各数字子信道信号功率与所有数字子信道平均功率，统计各数字子信道功率与数字子信道平均功率差值大于门阀的数字子信道数量R，当R与所有数字子信道数目之间的差值小于预设阈值，则判断信号中频信号没有受到宽带干扰。
6.根据权利要求5所述的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消方法，其特征在于，所述参考信号为：
Figure 492809DEST_PATH_IMAGE001
其中，X(n)为空时处理的MN 1×1维输入向量；W 1为MN 1×1维的权值向量;
Figure 846430DEST_PATH_IMAGE002
为 W 1的共轭转置矩阵；M为取样天线数目，N 1为输出参考信号时的延迟单元数目；
所述时域合并信号为：
Figure 503676DEST_PATH_IMAGE003
其中，S(n)为时域处理的N 2×1维输入向量W 2为N 2×1维的权值向量；
Figure 233735DEST_PATH_IMAGE004
为W 2的共轭转置矩阵；N 2为输出对消输出信号时的延迟单元数目。
7.根据权利要求6所述的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消方法，其特征在于，所述宽带信号拼接方法包括：
对各数字子信道对消输出信号经过抗混叠数字滤波后，将各数字子信道插值升采样率，通过低通滤波滤除多余频率分量，获取各数字子信道信号数字；
设置数字上变频频率，将各数字子信道信号数字上变频到下变频之前的射频频点；
将上变频后的各数字子信道信号相加拼接。
8.根据权利要求5至7任一所述的L波段高速跳频数据链非合作干扰对消方法，其特征在于，还包括以下步骤：将数字校准信号数模转换后输出至天线前端模块各射频通道；
对数模转换后的校准信号依次进行陷波滤波、限幅和放大，获取放大后的校准信号；
对放大后的校准信号依次进行信号增益调整、预选滤波下变频、中频滤波和线性放大，获取滤波后的校准信号；
将滤波后的校准信号输入至主控天线射频通道，计算主控天线通道的信号幅度和相位；
将滤波后的校准信号输入至取样天线对应的多个射频通道，计算取样天线对应每个射频通道与主控天线对应射频通道的信号幅度和相位之差；
基于取样天线和主控天线对应射频通道之间的信号幅度和相位差异，生成通道均衡滤波器进行通道校准。
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