CN114503420A - 基于霍普夫振荡器对并联逆变器的控制 - Google Patents

基于霍普夫振荡器对并联逆变器的控制 Download PDF

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约瑟夫·玛丽亚·格雷罗
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Abstract

本发明涉及一种设备，包括：第一逆变器，其中，第一逆变器用于将DC输入电压变换为AC输出电压；第一控制器，其中，第一控制器用于基于第一逆变器的AC输出电流为第一逆变器提供参考电压；第二逆变器，其中，第二逆变器用于将DC输入电压变换为AC输出电压；第二控制器，其中，第二控制器用于基于第二逆变器的AC输出电流为第二逆变器提供参考电压；其中，第一逆变器与第一控制器构成第一霍普夫振荡器，其中，第二逆变器与第二控制器构成第二霍普夫振荡器，第一霍普夫振荡器耦合到第二霍普夫振荡器。

Description

基于霍普夫振荡器对并联逆变器的控制
技术领域
本发明涉及一种设备，特别涉及一种包括至少两个逆变器的设备。这些逆变器分别包含于多个耦合的霍普夫振荡器中。本发明还涉及一种包括该设备的微电网。
背景技术
传统配电系统配置为放射状结构。电力和短路电流从配电变电站单向流动。大多数保护、监控和控制设备均基于此配置设计而成。
最近，由于电价上涨，诸如调峰、热电联产、可再生能源投资组合及输配电基础设施的延期发展，分布式发电逐渐出现在能源市场中。
具体而言，微电网是由分布式能源和互连负载组成的集成能源系统，其可以与并网并联运行或以自主式孤岛模式运行。智能微电网可以为消费者生产、分配和调配电力流向。
在过去十年中，下垂控制方法主导了微电网中并联逆变器的自主控制。尽管此项技术仅需要局部信息即可操作，但其提出了许多文献中问题的解决方案。
第一个是：调节频率和幅度的下垂系数基本上是比例项，因此为了增加其值的范围，可以添加导数项。
第二个是：当发电机的输出阻抗主要为电感时，频率和电压分别与有功功率和无功功率有关，但是在逆变器中，可以通过虚拟阻抗来固定输出阻抗。
第三个是：在电阻性线路/虚拟阻抗的情况下，有功功率由逆变器电压幅度控制，而无功功率流由角度决定。
基于这三项改进，可以使用基于虚拟电阻、PV和Qf下垂的控制架构来解决并联逆变器的自主控制。考虑到这种逆变器主导的系统的低惯性，自主微电网的稳定性是一个关键问题。在现有技术中已公开了基于小信号的稳定性分析，以便研究自主下垂控制的微电网系统的稳定性。
然而，功率下垂控制本身具有一个缺点，即其需要计算瞬时有功功率和无功功率，然后通过低通滤波器进行平均，其带宽可能会影响系统的瞬态响应。Yajuan等作者在《一种用于孤岛微电网中并联逆变器快速动态响应的简单自主电流共享控制策略》(能源会议(ENERGYCON)，《2014年IEEE国际》，第182-188页，2014年5月13日至16日)中尝试通过使用虚拟阻力来增加系统的响应。但这种方法不能独立处理有功和无功功率共享。
虚拟振荡器控制(virtual oscillator control，VOC)是时域控制器，可以使数控逆变器模拟振荡器的动态特性。该方法已被证明在负载变化前具有鲁棒性，可用于多个并行逆变器的逆变器而无需通信，并呈现全局渐近同步。已针对孤岛系统对原始版本中的VOC进行了广泛的分析和实现。约翰逊等人在《并行单相逆变器与虚拟振荡器控制的同步》，(《IEEE电力电子学报》，第一卷，2014年11月29日，第6124-6138页)中提出了一种基于极限周期振荡器的同步方法，该方法在电网电压变化的情况下提供了固有的干扰和快速的响应性能。但是，频率锁定环路具有额外的参考。
此外，非线性振荡器已广泛用于对各种物理或工程过程进行建模，且在建模及控制方面十分重要。振荡器模型由于其与其他振荡器或外部驱动信号的同步特性值得关注。大多数情况下，选择正确的振荡器参数以确保其将按需进行同步是一项艰巨的任务。原因在于振荡器缺乏可塑性，其具有固定的固有频率，且无法动态调整其参数。
虚拟振荡器控制是MG的一项有前景的新技术，其通过模仿非线性振荡器的特性，提供了一种无需通信即可同步和控制接口逆变器的方法。
然而，问题在于用于微电网应用的DC-AC逆变器的并联操作。因此，需要一种包括逆变器的改进设备。
发明内容
鉴于上述问题及缺陷，本发明实施例旨在改进包括逆变器的常规设备。因此，一个目的在于提供一种可以使得用于微电网的DC-AC逆变器进行并联操作的设备。该设备应具有快速的瞬态响应。此外，该设备应对控制参数应较不敏感，应实现简单的控制器设计。尽管在负载变化的情况下，该设备也应提供稳健的性能，并且也应该可以实现有功/无功功率额定值的快速调节。
该目的通过所附独立权利要求提供的实施例来实现。从属权利要求中进一步限定了实施例的有利实现方式。
根据第一方面，本发明涉及一种设备，包括：第一逆变器，其中，所述第一逆变器用于将DC输入电压变换为AC输出电压；第一控制器，其中，所述第一控制器用于基于所述第一逆变器的AC输出电流为所述第一逆变器提供参考电压；第二逆变器，其中，所述第二逆变器用于将DC输入电压变换为AC输出电压；第二控制器，其中，所述第二控制器用于基于所述第二逆变器的AC输出电流为所述第二逆变器提供参考电压；其中，所述第一逆变器与所述第一控制器构成第一霍普夫振荡器，其中，所述第二逆变器与所述第二控制器构成第二霍普夫振荡器，所述第一霍普夫振荡器耦合到所述第二霍普夫振荡器。
该设备尤其涉及并联逆变器，这意味着逆变器(数量≥2)并联连接到普通负载。每个逆变器可用于将DC输入电压变换为AC输出电压。每个逆变器的控制器可以是相同的，可用于基于相应逆变器的AC输出电流为相应逆变器提供参考电压。
这使得在同一配电网中可以互连多个可再生发电机和储能系统，具有如下优点：并联逆变器之间有功和无功电流的快速共享、具有霍普夫振荡器同步的新颖应用、简单的控制器设计、快速调整有功/无功功率额定值、负载变化时具有强大的性能，即插即用功能。因此，提供了一种改进的设备。
此外，本发明解决了如下主要问题：瞬态响应慢、耦合有功/无功功率、敏感参数的控制、在调节有功/无功功率额定值时需要缓慢的变化以及在不同负载下的不良性能。
此外，本发明实施例涉及微电网中DC-AC逆变器的并联操作。逆变器利用局部测量信号实现并行化，无需任何通信即可相互交换信息。
耦合振荡的同步是一种自然属性，可用于多个领域，诸如神经过程、等离子体物理中的相干性、通信和电力系统。具体而言，基于振荡器的并联是一种快速、简单的控制方法，可以提供一种在社区层面整合可再生资源的方法，并可以使客户参与电力企业。
在第一方面的设备的一种实现方式中，第一控制器和第二控制器是相同的。
在第一方面的设备的一种实现方式中，所述第一逆变器和/或所述第二逆变器为三相逆变器，尤其包括三个半桥以及三个滤波器，诸如L、LCL和LC滤波器。
因此，每个逆变器具有三相配置，尤其包括三个半桥和三个滤波器。
在第一方面的设备的一种实现方式中，所述第一控制器和/或所述第二控制器为振荡器控制器。
具体而言，每个控制器主要是振荡器控制器。
在第一方面的设备的一种实现方式中，所述第一逆变器和所述第二逆变器互不通信。
具体而言，该设备的任何逆变器均互不通信。
在第一方面的设备的一种实现方式中，所述第一控制器用于检测所述第一逆变器的输出电流，和/或所述第二控制器用于检测所述第二逆变器的输出电流。
具体而言，每个逆变器的控制器用于检测局部逆变器的输出电流。
在第一方面的设备的一种实现方式中，在所述第一控制器和/或所述第二控制器检测所述输出电流前，所述设备用于分别对所述第一逆变器和/或所述第二逆变器的输出电流执行克拉克变形。
具体而言，该设备用于对每个单个逆变器的输出电流执行克拉克变形。
在第一方面的设备的一种实现方式中，所述第一控制器和所述第二控制器用于根据下列公式生成所述参考电压：
Figure BDA0003546659400000031
其中，iαβ为每个逆变器的输出电流，经过克拉克变形后，Vαβ为控制器输出参考电压，r为每个霍普夫振荡器的振荡稳态振幅，ω分别为每个霍普夫振荡器的频率，k为电流增益。
在第一方面的设备的一种实现方式中，所述设备还用于执行下列步骤，以计算k的值：
1)在无负载的情况下运行用于k的模型；
2)计算电压Vpk；
3)若Vpk＜Vmin，则降低k并转至步骤1)，其中，Vmin对应无额定负载的所述第一逆变器(101)的电压；
4)若Vpk＞Vmax，则增加k并转至步骤1)，其中，Vmax对应满额负载的所述第一逆变器(101)的电压；
5)若Vmin<Vpk<Vmax，则停止。
在第一方面的设备的一种实现方式中，所述设备还用于对所述参考电压执行克拉克逆变形。
在第一方面的设备的一种实现方式中，所述设备还包括脉冲宽度调制(pulse-width-modulation，PWM)单元，其中，在所述克拉克逆变形之后，将所述输出参考电压作为输入提供给所述PWM单元。
根据第二方面，本发明涉及一种微电网，包括第一方面中任一项或其实现方式中任一项所述的设备。
需要注意的是，本申请所描述的所有设备、元件、单元和方法均可在软件或硬件元件或它们的任意组合中实现。本申请中描述的各种实体所执行的所有步骤以及所描述的各种实体要执行的功能旨在表示各个实体适于或用于执行各个步骤和功能。即使在下列对特定实施例的描述中，由外部实体执行的特定功能或步骤未反映在执行该特定步骤或功能的该实体的特定详细元素的描述中，本领域技术人员应该清楚这些方法和功能可以在各自的软件或硬件元件，或者其任何种类的组合中实现。
附图说明
结合所附附图，下面具体实施例的描述将阐述上述本发明的各方面及其实现方式，其中：
图1示出了根据一种实施例的包括第一逆变器和第二逆变器的设备的示意图；
图2示出了根据一种实施例的设备的霍普夫振荡器的方向场；
图3示出了根据一种实施例的设备的霍普夫振荡器的振荡稳态振幅的3-D图；
图4示出了根据一种实施例的设备的霍普夫振荡器的3-D图；
图5示出了根据一种实施例的设备的逆变器的功率动态响应；
图6示出了根据一种实施例的设备计算控制参数的过程的图；
图7示出了根据一种实施例的下垂控制器以及霍普夫控制器的示意图；
图8示出了根据一种实施例的下垂控制器以及霍普夫控制器的功率响应的示意图；
图9示出了根据一种实施例的范德堡尔振荡器和霍普夫振荡器的相位和状态解的示意图；
图10示出了根据一种实施例的设备的控制器和逆变器的电压幅度和频率；
图11示出了根据一种实施例的逆变器连接时的有功功率(a)和无功功率(b)的共享波形；
图12示出了根据一种实施例的逆变器连接时的两个逆变器的均流波形；
图13示出了根据一种实施例的逆变器连接时的负载电流和负载电压的波形；
图14示出了根据一种实施例的移除逆变器时的有功功率(a)和无功功率(b)的共享波形；
图15示出了根据一种实施例的移除逆变器时的两个逆变器的均流波形；
图16示出了根据一种实施例的移除逆变器时的负载电流和负载电压的波形；
图17示出了根据一种实施例的非线性负载连接时的有功功率(a)和无功功率(b)的共享波形；
图18示出了根据一种实施例的非线性负载连接时的两个逆变器的均流波形；
图19示出了根据一种实施例的非线性负载连接时的负载电流和负载电压的波形；以及
图20示出了根据一种实施例的瞬态响应的实验结果。
具体实施方式
图1示出了根据一种实施例的设备100的示意性表示，设备100包括第一逆变器101和第二逆变器102。
第一逆变器101用于将DC输入电压变换为AC输出电压。此外，设备100包括第一控制器103，其中，第一控制器103用于基于第一逆变器101的AC输出电流为第一逆变器101提供参考电压。
第二逆变器102用于将DC输入电压变换为AC输出电压。此外，设备100包括第二控制器(图中未示出)用于基于第二逆变器102的AC输出电流为第二逆变器102提供参考电压。
第一逆变器101与第一控制器103构成第一霍普夫振荡器，第二逆变器102与第二控制器构成第二霍普夫振荡器，第一霍普夫振荡器耦合到第二霍普夫振荡器。
设备100可以包括于微电网中。同步和电流/功率共享过程对于在孤岛模式下运行微电网至关重要。尽管振荡器之间不可避免地存在差异，但观察到的振荡器集合在各种系统中都是同步的。因此，可以将耦合霍普夫振荡器概念应用于微电网中以实现并行操作。
下面，为了完整起见，对霍普夫振荡器的理论背景进行总结。
霍普夫振荡器的动态性可通过下列等式描述：
Figure BDA0003546659400000051
其中，x、y为振荡器的状态，ω为振荡器的频率，r为振幅参数，确定振荡的稳态振幅
Figure BDA0003546659400000052
图2示出了霍普夫振荡器的矢量场方向，并且振荡器状态能够在具有所需频率和相位(初始状态为(0，0))的极限周期内稳定下来。因此，该系统的解决方案是x＝rsin(ωt+θ0)，y＝rcos(ωt+θ0)，其中，θ0是状态的初始阶段。
由图2可知，极限周期是相空间中的闭合轨道，即非恒定轨迹，返回到其起始点。r2将维持系统的振荡。当r出现斜率变化时，3-D图在图3中示出。由此可知，系统迅速随r发生变化。这表明霍普夫振荡器在不同参考下具有鲁棒性。
图1描绘了用于并联三相LC-滤波器逆变器的霍普夫振荡器控制的控制结构。控制器103通过如下公式与iαβ形成，
Figure BDA0003546659400000053
其中，iαβ是克拉克变形后的逆变器输出电流，Vαβ是控制器输出，用于通过克拉克逆变形生成参考电压。
在霍普夫振荡器的单环中，关于外部周期扰动iαβ，振荡器相位动态性通过下列微分方程表示：
Figure BDA0003546659400000054
其中，V为输出的幅度，k为电流增益，θ为逆变器输出的瞬时相角。依据额定功率和动态速度对参数值进行调整。然后，生成在αβ轴下的参考电压，将其除以DC电压。最后，在αβ-abc变换后，使用常规正弦三角形PWM方案生成开关信号。
图4示出了根据一种实施例的设备100的霍普夫振荡器电流增益的3-D图。
电流增益k是一个重要参数，其影响系统或设备100的性能。图4示出了在不同k下的相位轨道。
从图4可知，若k从0上升至7000，则电压的输出幅度将不会改变。若k过大，则电压和电流具有线性下垂关系。因此，k被设计为具有较小的值，以使电压遵循参考值。
图5示出了根据一种实施例的设备100的逆变器101的功率动态响应。具体而言，图5示出了系统或设备100在不同k下的动态响应。
由此可得，若k较小，则系统速度更快。若k小于100，则传输动态性的过冲会更高，会使系统不稳定。在一个实施例中，k＝100。
因此，为使设计标准化，可以选择k，使得当振荡器输出电流为1A时，将逆变器101加载到满额定容量。
Figure BDA0003546659400000061
确保这一点的k值为：
Figure BDA0003546659400000062
若根据等式(4)的建议选择电流增益，则有并联连接的、不同额定功率的逆变器系统101、102根据额定功率成比例地共享负载功率。这是输出电压实数根的直接结果。
Figure BDA0003546659400000063
可以设置为恒定值，以确保系统在额定功率下运行。
图6示出了根据一种实施例的设备计算控制参数的过程的流程图。
迭代设计过程如图6所示。霍普夫振荡器在初始状态下在额定系统频率下具有稳定的振荡。最大和最小负载电压分别对应于空载和满载情况。因此，整个额定负载范围内均将满足Vmin≤Vpk≤Vmax。
具体而言，设备100还用于执行下列步骤，以计算k的值：
1)在无负载的情况下运行用于k的模型；
2)计算电压Vpk；
3)若Vpk＜Vmin，则降低k并转至步骤1)，其中，Vmin对应无额定负载的第一逆变器101的电压；
4)若Vpk＞Vmax，则增加k并转至步骤1)，其中，Vmax对应满额负载的第一逆变器101的电压；以及
5)若Vmin<Vpk<Vmax，则停止。
图7示出了根据一种实施例的下垂控制器以及霍普夫控制器的示意图。
下垂控制方法已广泛用于并行转换器的分布式控制，旨在局部调节每个转换器的频率和输出电压幅度以成比例地共享有功功率和无功功率，以模拟同步发电机的行为。为了将下垂应用于某些特定条件，可以将其扩展或添加到某些环路，诸如自适应电压下垂、同步无功补偿、QV点下垂和虚拟阻抗环路等。常规下垂控制器由三个控制环路下垂环路、电压控制器和电流控制器组成。
由图7可知，霍普夫控制器103仅在输入信号侧需要输出电流。关于输出信号侧，图8示出了两个逆变器101和102的有功和无功功率共享性能。
相反，霍普夫振荡器作用于瞬时测量，并固有地提供了更快更好的阻尼响应。此外，耦合的霍普夫振荡器可以自适应地调节频率，这对于下垂方法是无法实现的，且对于霍普夫方法而言，无需更为复杂的次级控制。应注意，更快的性能是由于霍普夫不使用低通滤波器和双环路。
综上所述，对于下垂的任何改进和扩展方法，都需要进行功率计算，以区分下垂和霍普夫。此外，响应速度也可以验证这一点。
图9示出了根据一种实施例的范德堡尔振荡器和霍普夫振荡器的相位和状态解的示意图。
由于范德堡尔振荡器拥有全局渐近同步功能，其已得到广泛分析和实现，以实现孤岛式转换器的控制。但与霍普夫振荡器相比，范德堡尔振荡器的相位演化难以描述。
此外，范德堡尔振荡器和霍普夫振荡之间的比较如图9所示。图9(a)(b)(c)(d)示出了振荡器的相图和状态解，可以看出PBO在唯一的极限圆上的结构是稳定的，并且xy可以是理想的正交正弦曲线。范德堡尔振荡器会产生一个极限的无形周期，且在相同的扰动下会使输出xy失真。否则，当参数保持在较小范围内时，其输出接近极限周期。因此，与范德堡尔振荡器相比，霍普夫振荡器具有更好的电能质量。
霍普夫振荡器具有以下优点：无需计算有功无功/功率，且仅包括一个电压环路。因此，该技术提供了快速响应。由于提供了快速响应，可以节省电力电子转换器的直流链路。
基于霍普夫振荡器的控制器独立于负载。这意味着无论负载如何变化，系统运行都是稳定的。
同时，该方法可以实时调节有功/无功功率共享，适于由局部的控制器或能量管理系统的上级控制水平进行控制。
前述特征不能通过现有方法同时实现。
为完整起见，在下文中，首先将描述由霍普振荡器控制的逆变器的电压和频率调节特性的推导。该推导基于对霍普夫振荡器动态性的平均分析。
一个霍普夫振荡器在扰动下的动态性可通过方程(1)和(2)描述。通过针对时间区分Vα＝Vsin(θ)，Vβ＝Vcos(θ)，可得如下等式：
Figure BDA0003546659400000071
将公式(5)代入公式(1)，得到霍普夫振荡器的相位动态性方程如下：
Figure BDA0003546659400000072
随后若T为周期信号V(t)的周期，则平均值
Figure BDA0003546659400000073
由定义给出：
Figure BDA0003546659400000074
为简化平均模型，逆变器端子电压的动态定义为：
Figure BDA0003546659400000075
其中，ω和ω*分别为逆变器输出的标称频率(额定频率)和逆变器输出的稳态频率。角度θ和θ*分别贡献了相对于ω和ω*的相位偏移。因此，在平均模型中，单霍普夫振荡器动态性系统在2π-周期函数的时间表示如下：
Figure BDA0003546659400000076
根据牛顿-莱伯尼茨(Newton-Leibniz)公式，式(9)的第一项可导出为：
Figure BDA0003546659400000081
考虑到扰动iαβ，其与瞬时有功和无功功率P、Q有关，在有功和无功功率期间的定义和平均方程可表示为：
Figure BDA0003546659400000082
在2π-周期，平均和无功功率(11)可通过下列公式获取：
Figure BDA0003546659400000083
将(10)，(11)和(12)代入(9)，可以将非线性方程式改写为：
Figure BDA0003546659400000084
因此，一个振荡器的振幅和相位的动态性方程表示为：
Figure BDA0003546659400000085
值得注意的是，通过霍普夫振荡器控制，电压幅度和相位动态性直接链接到逆变器101的平均有功功率和无功功率输出。因此，可以利用这些平均动态性来合成霍普夫振荡器，从而使逆变器在稳态下满足电压和频率调节规格。
因此，可基于(14)深入分析调节特性。电压幅度与有功功率、频率与无功功率的关系如图10所示。
根据下列非线性方程的解来求解(13)的均衡：
Figure BDA0003546659400000086
其中，
Figure BDA0003546659400000087
和
Figure BDA0003546659400000088
分别指均衡稳态RMS电压幅度和平均有功功率输出。因此，(15)的正根由下式给出：
Figure BDA0003546659400000089
因此，若平衡有功输出满足下列公式，则这两个根为实数值：
Figure BDA00035466594000000810
因此，设置了有功功率的临界值
Figure BDA00035466594000000811
因此，可基于
Figure BDA00035466594000000812
定义最大输出电压，其与参考电压和参数k有关。
考虑(13)中的相量角动态性。频率均衡可通过下列公式推导：
Figure BDA0003546659400000091
因此，可以基于电压幅度和无功功率设计频率均衡。
在下文中，将给出具有电阻性负载的逆变器连接的示例。
在此示例中，参考电压为311V，滤波器为0.1ohm+3mF，负载为100ohm。控制参数k＝100。图11至图13示出了当第二逆变器102在1s连接至系统时的有功功率和无功功率、电流相位，负载电压和负载电流。
在下文中，将给出移除具有电阻性-电感性负载的逆变器的示例。
在此示例中，将电阻性负载和电感性负载(100ohm+0.1H)连接到系统。在1s将第二逆变器102移除，仿真结果如图14至16所示。
具体地，图14示出了在逆变器移除情况下的有功功率(上部)和无功功率(下部)共享波形。在图15中，示出了在逆变器移除情况下的两个逆变器均流波形(A相)，而在图16中，示出了在逆变器移除情况下的负载电流和负载电压的波形。
在下文中，给出了支持非线性载荷的情况。
在该情况下，非线性负载在1s连接。非线性负载是带有RC电路(50ohm+60μF)的整流器。仿真结果如图17-19所示。
具体而言，图17示出了非线性负载连接时的有功功率(上部)和无功功率(下方)共享波形，图18示出了非线性负载连接时的两个逆变器的均流波形(A相)，图19示出了非线性负载连接时的负载电流和负载电压的波形。
仿真结果表明，本发明实施例在孤岛控制模式下提供了快速响应、鲁棒性、精度共享和稳定运行。
图20示出了根据一种实施例的瞬态响应的实验结果。
显示控制器在不同情况下的性能的实验结果如下所示。
带有2.2kW逆变器的dSPACE 1006实时平台验证了该方法的性能。DC电压为650V，参考电压为311V。IGBT的开关频率为10kHz，L-滤波器电感为3mH。振荡器参数为k＝52.4，ω0＝100π，初始状态为(311 0)。电阻负载为150欧姆。
图20示出了在不同情况下负载电压和输出电流的瞬态响应。图21(a1)(a2)示出了AC公共总线中负载连接的电流传输响应。所提出的控制器可以以1：1的均流比实现稳定的运行。图21(b1)(b2)示出了突然移除第二个逆变器的瞬态响应。注意，当移除第二逆变器102时，剩余的第一逆变器101突然增加电流输出，这确保了负载电压继续满足要求。图21(c1)、(c2)的波形描述了电阻负载中电流比从1：1变为2：1的瞬态响应。由此可知，输出电流的增加和减少几乎是瞬时的，并且负载电压也是稳定的。因此，可以得出结论，基于振荡器控制器，负载电压是稳定的，所提出的方法可以快速实现同步和均流。
已经结合各种作为示例的实施例以及各种实现方式来描述本发明。然而，本领域技术人员可以通过研究附图、本公开及独立权利要求来理解、实现其它变型，且实施所要求保护的发明。在权利要求书以及说明书中，术语“包括(comprising)”不排除其它元件或步骤，且不定冠词“一(a)”或“一个(an)”不排除多个。单个元件或其它单元可满足权利要求书中所述的若干实体或项目的功能。在互相不同的从属权利要求中引用了某些方式这一事实并不表示这些方式的组合不能用于有利的实现方式中。

Claims (12)

1.一种设备(100)，其特征在于，包括：
-第一逆变器(101)，其中，所述第一逆变器(101)用于将DC输入电压变换为AC输出电压；
-第一控制器(103)，其中，所述第一控制器(103)用于基于所述第一逆变器(101)的AC输出电流为所述第一逆变器(101)提供参考电压；
-第二逆变器(102)，其中，所述第二逆变器(102)用于将DC输入电压变换为AC输出电压；
-第二控制器，其中，所述第二控制器用于基于所述第二逆变器(102)的AC输出电流为所述第二逆变器(102)提供参考电压；
-其中，所述第一逆变器(101)与所述第一控制器(103)构成第一霍普夫振荡器；
-所述第二逆变器(102)与所述第二控制器构成第二霍普夫振荡器；以及
-所述第一霍普夫振荡器耦合到所述第二霍普夫振荡器。
2.根据权利要求1所述的设备(100)，其特征在于，所述第一控制器(101)和所述第二控制器(102)是相同的。
3.根据权利要求1所述的设备(100)，其特征在于，所述第一逆变器(101)和/或所述第二逆变器(102)为三相逆变器，尤其包括三个半桥以及三个滤波器，诸如L、LCL和LC滤波器。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的设备(100)，其特征在于，所述第一控制器(103)和/或所述第二控制器为振荡器控制器。
5.根据前述权利要求中任一项所述的设备(100)，其特征在于，所述第一逆变器(101)和所述第二逆变器(102)互不通信。
6.根据前述权利要求中任一项所述的设备(100)，其特征在于，所述第一控制器(103)用于检测所述第一逆变器(101)的输出电流，和/或所述第二控制器用于检测所述第二逆变器(102)的输出电流。
7.根据权利要求5所述的设备(100)，其特征在于，在所述第一控制器(103)和/或所述第二控制器检测所述输出电流前，所述设备(100)用于分别对所述第一逆变器(101)和/或所述第二逆变器(102)的输出电流执行克拉克变形。
8.根据权利要求3和5所述的设备(100)，其特征在于，所述第一控制器(103)和所述第二控制器用于根据下列公式生成所述参考电压：
Figure FDA0003546659390000011
其中，iαβ为每个逆变器的输出电流，经过克拉克变形后，Vαβ为控制器输出参考电压，r为每个霍普夫振荡器的振荡稳态振幅，ω分别为每个霍普夫振荡器的频率，k为电流增益。
9.根据权利要求8所述的设备(100)，其特征在于，所述设备还用于执行下列步骤，以计算k的值：
1)在无负载的情况下运行用于k的模型；
2)计算电压Vpk；
3)若Vpk＜Vmin，则降低k并转至步骤1)，其中，Vmin对应无额定负载的所述第一逆变器(101)的电压；
4)若Vpk＞Vmax，则增加k并转至步骤1)，其中，Vmax对应满额负载的所述第一逆变器(101)的电压；
5)若Vmin<Vpk<Vmax，则停止。
10.根据前述权利要求中任一项所述的设备(100)，其特征在于，所述设备(100)还用于对所述参考电压执行克拉克逆变形。
11.根据权利要求10所述的设备(100)，其特征在于，所述设备(100)还包括脉冲宽度调制(pulse-width-modulation，PWM)单元，其中，在所述克拉克逆变形之后，将所述输出参考电压作为输入提供给所述PWM单元。
12.一种微电网，其特征在于，包括根据前述权利要求1至11中的任一项所述的设备(100)。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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