CN114499118A - 反激式开关电源及其控制电路和方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一种反激式开关电源及其控制电路和方法。用于反激式开关电源的控制电路包括：输入电压检测模块，被配置为在原边功率管处于导通状态且ZVS功率管处于关断状态时，通过检测第一辅助绕组上的电压来检测反激式开关电源的输入直流电压；电压差值检测模块，被配置为在ZVS功率管从导通状态变为关断状态后且原边功率管从关断状态变为导通状态前的死区时间内，通过检测第一辅助绕组上的电压来检测反激式开关电源的输入直流电压与原边功率管的漏‑源电压之间的差值；以及ZVS功率管控制模块，被配置为基于反激式开关电源的输入直流电压和反激式开关电源的输入直流电压与原边功率管的漏‑源电压之间的差值，控制ZVS功率管的导通与关断。

Description

反激式开关电源及其控制电路和方法
技术领域
本发明涉及集成电路，更具体地涉及一种反激式开关电源及其控制电路和方法。
背景技术
开关电源又称交换式电源、开关变换器，是电源供应器的一种。开关电源的功能是通过不同形式的架构(例如，反激(fly-back)架构、降压(BUCK)架构、或升压(BOOST)架构等)将一个位准的电压转换为用户端所需要的电压或电流。
发明内容
根据本发明实施例的用于反激式开关电源的控制电路，该反激式开关电源包括主电感、第一辅助绕组、第二辅助绕组、连接在主电感和地之间的原边功率管、以及连接在第二辅助绕组和地之间的零电压开关(ZVS)功率管，该控制电路包括：输入电压检测模块，被配置为在原边功率管处于导通状态且ZVS功率管处于关断状态时，通过检测第一辅助绕组上的电压来检测反激式开关电源的输入直流电压；电压差值检测模块，被配置为在ZVS功率管从导通状态变为关断状态后且原边功率管从关断状态变为导通状态前的死区时间内，通过检测第一辅助绕组上的电压来检测反激式开关电源的输入直流电压与原边功率管的漏-源电压之间的差值；以及ZVS功率管控制模块，被配置为基于反激式开关电源的输入直流电压和反激式开关电源的输入直流电压与原边功率管的漏-源电压之间的差值，控制ZVS功率管的导通与关断。
根据本发明实施例的反激式开关电源，包括上述用于反激式开关电源的控制电路。
根据本发明实施例的用于反激式开关电源的控制方法，该反激式开关电源包括主电感、第一辅助绕组、第二辅助绕组、连接在主电感和地之间的原边功率管、以及连接在第二辅助绕组和地之间的零电压开关(ZVS)功率管，该控制方法包括：在原边功率管处于导通状态且ZVS功率管处于关断状态时，通过检测第一辅助绕组上的电压来检测反激式开关电源的输入直流电压；在ZVS功率管从导通状态变为关断状态后且原边功率管从关断状态变为导通状态前的死区时间内，通过检测第一辅助绕组上的电压来检测反激式开关电源的输入直流电压与原边功率管的漏-源电压之间的差值；以及基于反激式开关电源的输入直流电压和反激式开关电源的输入直流电压与原边功率管的漏-源电压之间的差值，控制ZVS功率管的导通与关断。
根据本发明实施例的反激式开关电源及其控制电路和方法，可以通过精确检测原边功率管的漏-源电压来自适应地调节ZVS功率管的导通时间，从而可以实现原边功率管的开关损耗的最小化。另外，通过实现原边功率管的开关损耗的最小化，可以改善反激式开关电源的功耗以及传导和辐射电磁干扰(EMI)性能。
附图说明
从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
图1示出了传统的准谐振反激式开关电源的电路原理图。
图2示出了图1中的原边功率管S1的漏-源电压Vds、栅极驱动信号Gate、以及流经原边功率管S1的电流Ip的波形示意图。
图3示出了传统的ZVS反激式开关电源的电路原理图。
图4示出了图3中的原边功率管S1的漏-源电压Vds、栅极驱动信号Gate1、和流经原边功率管S1的电流Ip以及ZVS功率管S0的栅极驱动信号Gate0和流经ZVS功率管S0的电流Iz的波形示意图。
图5示出了根据本发明实施例的反激式开关电源的电路原理图。
图6示出了图5中的原边功率管S1的漏-源电压Vds和栅极驱动信号Gate1、ZVS功率管S0的栅极驱动信号Gate0、辅助绕组Ns2到地之间的电路节点DEM处的电压VDEM、以及两个采样信号Samp1和Samp2的波形示意图。
图7示出了输入电压检测模块502的示例实现的电路图。
图8示出了电压差值检测模块504的示例实现的电路图。
图9示出了将图7和图8综合后的简化示例电路。
图10示出了ZVS功率管控制模块506的示例实现的示意图。
图11示出了运算与比较单元5062的示例实现的电路图。
图12示出了运算与比较单元5062的另一示例实现的电路图。
图13示出了控制信号生成单元5064的示例实现的电路图。
图14示出了图13中的第一使能脉冲信号INC_pulse、第二使能脉冲信号DEC_pulse、导通控制信号Vref_on、导通表征信号Vramp_ton、以及脉宽调制信号PWM_ZVS的波形示意图。
图15示出了控制信号生成单元5064的另一示例实现的电路图。
图16示出了根据本发明实施例的用于反激式开关电源的控制原理流程图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。
随着对小体积、高频率、和高功率密度的开关电源的需求越来越大，低电压或零电压开关(ZVS)反激式开关电源的应用越来越广泛。
图1示出了传统的准谐振反激式开关电源的电路原理图。如图1所示，主电感Lp和原边功率管S1(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型NPN晶体管(BJT-NPN)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、以及氮化镓(GaN)晶体管等)的寄生电容Cp组成LC谐振腔；当原边功率管S1从导通状态变为关断状态时，主电感Lp开始退磁；当主电感Lp退磁结束时，主电感Lp和原边功率管S1的寄生电容Cp进入自由谐振状态；准谐振控制器在检测到辅助绕组Ns上的电压VDEM达到设定的低电压阈值时(即，原边功率管S1的漏-源电压谐振到谷底电压附近时)控制原边功率管S1从关断状态变为导通状态。
图2示出了图1中的原边功率管S1的漏-源电压Vds、栅极驱动信号Gate、以及流经原边功率管S1的电流Ip的波形示意图。如图2所示，在t0时刻至t1时刻期间，栅极驱动信号Gate为高电平，原边功率管S1处于导通状态，原边功率管S1的漏-源电压Vds为零电压，流过功率管S1的电流Ip逐渐从零电流增大到Ipk；在t1时刻至t3时刻期间，栅极驱动信号Gate为低电平，原边功率管S1处于关断状态，原边功率管S1的漏-源电压Vds在t1时刻至t2时刻期间增大到稳定值并在t2时刻至t3时刻期间逐渐降低，流过原边功率管S1的电流Ip为零电流；在t3时刻，原边功率管S1的漏-源电压Vds降低到设定的低电压阈值，栅极驱动信号Gate从低电平变为高电平，原边功率管S1从关断状态变为导通状态。
相比传统的采用硬开关导通方式的反激式开关电源，准谐振反激式开关电源的开通损耗有所降低。但是，由于对原边功率管S1的漏-源电压Vds的谷底电压的检测方式的限制，原边功率管S1从关断状态变为导通状态时的漏-源电压Vds并未降低至真正的低电压，所以原边功率管S1还存在一定的开关损耗，尤其在高输入电压工作时更明显。这里，原边功率管S1的开关损耗可以通过等式(1)计算得出。
Figure BDA0003492758670000041
为了进一步降低反激式开关电源的开通损耗，提出了零电压开关(ZVS)反激式开关电源。图3示出了传统的ZVS反激式开关电源的电路原理图。图4示出了图3中的原边功率管S1的漏-源电压Vds、栅极驱动信号Gate1、和流经原边功率管S1的电流Ip以及ZVS功率管S0的栅极驱动信号Gate0和流经ZVS功率管S0的电流Iz的波形示意图。
结合图3和图4可以看出，在t1时刻，原边功率管S1从导通状态变为关断状态，主电感Lp开始退磁，副边续流二极管Do从关断状态变为导通状态，ZVS功率管S0的体二极管从关断状态变为导通状态，ZVS电容Cz开始充电；在t2时刻，ZVS电容Cz上的充电电压增大至Vout*Ns3/Ns1，ZVS功率管S0的体二极管从导通状态变为关断状态；在t3时刻，主电感Lp退磁结束，主电感Lp和原边功率管S1的寄生电容Cp进入自由谐振状态；在t4时刻，ZVS功率管S0从关断状态变为导通状态，ZVS电容Cz对ZVS辅助绕组Ns3放电，流过ZVS辅助绕组Ns3的绕组电流Iz反向且逐渐增大，此时原边功率管S1的漏-源电压Vds被钳位在Vbulk+Ns1/Np*Vout；在t5时刻，ZVS功率管S0从导通状态变为关断状态，流过ZVS辅助绕组Ns3的绕组电流Iz传输至原边参与LC谐振，使得原边功率管S1的寄生电容Cp上的电压(即，原边功率管S1的漏-源电压Vds)在死区时间内快速谐振至最低电压；在t6时刻，原边功率管S1从关断状态变为导通状态(此时，原边功率管S1的漏-源电压Vds近似为零电压)。
在图3所示的ZVS反激式开关电源中，ZVS功率管S0处于导通状态的时间和ZVS电容Cz上的充电电压决定了ZVS辅助绕组Ns3的负向退磁能量。ZVS辅助绕组Ns3的负向退磁能量越高，原边功率管S1的漏-源电压Vds的谐振越低，这可以进一步降低原边功率管S1的开关损耗。然而，在使用高压功率管作为原边功率管S1的情况下，当原边功率管S1的漏-源电压Vds非常低时，原边功率管S1的寄生电容Cp会出现非线性增大。根据等式(1)可知，即使在原边功率管S1的漏-源电压Vds最小(非常接近于零电压)时，原边功率管S1的开关损耗也并不是最小。另外，原边功率管S1的寄生电容Cp的非线性特性会产生非常大的du/dt和di/dt，这使得ZVS反激式开关电源的传导和辐射EMI性能变差。
在图3所示的ZVS反激式开关电源中，不能精确检测原边功率管S1的漏-源电压Vds，并且ZVS功率管S0的导通时间是由图3所示的ZVS导通比例设定电路固定设定或者根据输入直流电压VBulk按一定比例设定，不能自适应判定原边功率管S1的寄生电容Cp和原边功率管S1的漏-源电压Vds的乘积最小，从而不能控制原边功率管S1以最低功耗从关断状态变为导通状态。
为了使图3所示的ZVS反激式开关电源中的原边功率管S1以最低功耗从关断状态变为导通状态，在图3所示的ZVS反激式开关电源的基础上提出了根据本发明实施例的反激式开关电源及其控制电路和方法。
图5示出了根据本发明实施例的反激式开关电源的电路原理图。结合图3和图5可以看出，图5所示的反激式开关电源与图3所示的ZVS反激式开关电源的系统架构基本相同，包括主电感Lp、第一辅助绕组Ns2、第二辅助绕组Ns3、连接在主电感Lp和地之间的原边功率管S1、连接在第二辅助绕组Ns3和地之间的ZVS功率管S0、以及用于控制原边功率管S1和ZVS功率管S0的导通与关断的ZVS脉宽调制(PWM)控制器500；图5所示的反激式开关电源与图3所示的ZVS反激式开关电源的不同主要在于，ZVS PWM控制器500包括输入电压检测模块502、电压差值检测模块504、以及ZVS功率管控制模块506。
在ZVS PWM控制器500中，输入电压检测模块502被配置为在原边功率管S1处于导通状态且ZVS功率管S0处于关断状态时，通过检测第一辅助绕组Ns2上的电压来检测反激式开关电源的输入直流电压VBulk；电压差值检测模块504被配置为在ZVS功率管S0从导通状态变为关断状态后且原边功率管S1从关断状态变为导通状态前的死区时间内，通过检测第一辅助绕组Ns2上的电压来检测反激式开关电源的输入直流电压VBulk与原边功率管S1的漏-源电压Vds之间的差值；ZVS功率管控制模块506被配置为基于反激式开关电源的输入直流电压VBulk和反激式开关电源的输入直流电压VBulk与原边功率管S1的漏-源电压Vds之间的差值，控制ZVS功率管S0的导通与关断。
根据本发明实施例的用于反激式开关电源的ZVS PWM控制器500，通过精确检测原边功率管S1从关断状态变为导通状态时的漏-源电压Vds来自适应地调节ZVS功率管S0的导通时间，可以控制原边功率管S1以最低功耗导通。
图6示出了图5中的原边功率管S1的漏-源电压Vds和栅极驱动信号Gate1、ZVS功率管S0的栅极驱动信号Gate0、辅助绕组Ns2到地之间的电路节点DEM处的电压VDEM、以及两个采样信号Samp1和Samp2的波形示意图。下面，结合图5和图6，对输入电压检测模块502、电压差值检测模块504、以及ZVS功率管控制模块506进行描述。
如图5和图6所示，在一些实施例中，输入电压检测模块502可以在原边功率管S1处于导通状态且ZVS功率管S0处于关断状态期间，例如图6所示的t0时刻，通过利用采样信号Samp1下降沿检测第一辅助绕组Ns2上的电压VDEM来检测输入直流电压VBulk。在t0时刻，第一辅助绕组Ns2上的电压Vaux_t0如等式(2)所示：
Figure BDA0003492758670000071
如图5和图6所示，在一些实施例中，电压差值检测模块504可以在ZVS功率管S0从导通状态变为关断状态后且原边功率管S1从关断状态变为导通状态前的死区时间内，例如，图6所示的t6时刻，通过利用采样信号Samp2下降沿检测第一辅助绕组Ns2上的电压VDEM来检测输入直流电压VBulk与原边功率管S1的漏-源电压Vds之间的差值。在t6时刻，第一辅助绕组Ns2上的电压Vaux_t6如等式(3)所示：
Figure BDA0003492758670000072
根据等式(2)和(3)可以得出等式(4)，从而可以精确计算出原边功率管S1从关断状态变为导通状态时的漏-源电压Vds。
Figure BDA0003492758670000073
如图5和图6所示，在一些实施例中，ZVS功率管控制模块506可以通过将输入电压检测模块502和电压差值检测模块504获取的检测结果直接或者间接作差分运算来获取原边功率管S1从关断状态变为导通状态时的漏-源电压Vds，并且基于原边功率管S1从关断状态变为导通状态时的漏-源电压Vds来自适应地调节ZVS功率管S0的导通时间。
图7示出了输入电压检测模块502的示例实现的电路图。如图5和图7所示，在一些实施例中，输入电压检测模块502可以进一步被配置为：通过对第一辅助绕组Ns2到地之间的第一电路节点(例如，电路节点DEM)处的电压进行钳位，将第一电路节点处的电压固定在预定电压；通过对来自第一辅助绕组Ns2的第一输入电流(例如，Idem1)进行镜像，获取第一镜像电流(例如，I1或I2)；以及通过对第一镜像电流进行采样，获取表征反激式开关电源的输入直流电压VBulk的第一采样信号(例如，Isp1或Vsp1)。
例如，如图7所示，在采样脉冲Samp1期间，通过运放OPA1、补偿电容C1、输出级缓冲NMOS管NM1，将第一辅助绕组Ns2到地之间的电路节点DEM处的电压钳位在一个接近于“零”的电位，例如0.1V；功率管PM0、PM1和PM2组成镜像电流源，功率管PM1对流过功率管PM0的第一输入电流Idem1进行镜像产生镜像电流I1，功率管PM2对流过功率管PM0的第一输入电流Idem1进行镜像产生镜像电流I2；在采样脉冲Samp1下降沿时刻，通过电压采样与保持电路对镜像电流I1流过电阻Rsp1产生的电压V1进行采样，产生与输入直流电压VBulk成正比的第一采样电压Vsp1；在采样脉冲Samp1的下降沿时刻，通过电流采样与保持电路对镜像电流I2进行采样产生与输入直流电压VBulk成正比的第一采样电流Isp1。
如结合图5和图7所述，通过检测来自第一辅助绕组Ns2的第一输入电流Idem1，可以检测第一辅助绕组Ns2上的电压Vaux，从而可以检测反激式开关电源的输入直流电压VBulk。具体地，来自第一辅助绕组Ns2的第一输入电流Idem1可以表示为：
Figure BDA0003492758670000081
因为Ns2/Np*VBulk远大于0.1V，所以第一输入电流Idem1可以近似表示为：
Figure BDA0003492758670000082
也就是说，来自第一辅助绕组Ns2的第一输入电流Idem1近似与输入直流电压VBulk成正比。
图8示出了电压差值检测模块504的示例实现的电路图。如图5和图8所示，在一些实施例中，电压差值检测模块504可以进一步被配置为：通过对第一辅助绕组Ns2到地之间的第二电路节点(例如，电路节点DEM)处的电压进行钳位，将第二电路节点处的电压固定在预定电压，其中，第二电路节点和第一电路节点是同一电路节点或不同电路节点；通过对来自第一辅助绕组Ns2的第二输入电流(例如，Idem2)进行镜像，获取第二镜像电流(I3或I4)；以及通过对第二镜像电流进行采样，获取表征反激式开关电源的输入直流电压VBulk与原边功率管S1的漏-源电压Vds之间的电压差值Vbulk-Vds的第二采样信号(例如，Isp2或Vsp2)。
例如，如图8所示，在采样脉冲Samp2期间，通过运放OPA2、补偿电容C2、输出级缓冲NMOS管NM2，将第一辅助绕组Ns2到地之间的电路节点DEM处的电压钳位在一个接近于“零”的电位，例如0.1V；功率管PM3、PM4和PM5组成镜像电流源，功率管PM4对流过功率管PM3的第二输入电流Idem2进行镜像产生镜像电流I3，功率管PM5对流过功率管PM3的第二输入电流Idem2进行镜像产生镜像电流I4；在采样脉冲Samp2的下降沿时刻，通过电压采样与保持电路对镜像电流I3流过电阻Rsp2产生的电压V2进行采样，产生与输入直流电压VBulk成正比的第二采样电压Vsp2；在采样脉冲Samp2的下降沿时刻，通过电流采样与保持电路对镜像电流I4进行采样产生与输入直流电压VBulk成正比的第二采样电流Isp2。
如结合图5和图8所述，通过检测来自第一辅助绕组Ns2的第二输入电流Idem2，可以检测第一辅助绕组Ns2上的电压Vaux，从而可以检测输入直流电压VBulk与原边功率管S1的漏-源电压Vds之间的差值VBulk-Vds。具体地，来自第一辅助绕组Ns2的第二输入电流Idem2可以表示为：
Figure BDA0003492758670000091
因为Ns2/Np*(VBulk-Vds)远大于0.1V，所以第二输入电流Idem2可以近似表示为：
Figure BDA0003492758670000092
也就是说，来自第一辅助绕组Ns2的第二输入电流Idem2近似正比于输入直流电压VBulk与原边功率管S1的漏-源电压Vds之间的差值VBulk-Vds。
通过设定图7和图8所示电路中的电路参数，可以将Vsp1和VBulk之间的转换增益设定为等同于Vsp2和VBulk-Vds之间的转换增益。图9示出了将图7和图8综合后的简化示例电路。图9所示的电路在工作原理上与图7和图8所示的电路相同，这里不再赘述。
图10示出了ZVS功率管控制模块506的示例实现的示意图。如图10所示，ZVS功率管控制模块506可以进一步被配置为：通过将第一采样信号与第二采样信号进行差分运算，获取表征原边功率管S1的漏-源电压Vds的采样差分信号；通过将采样差分信号与预定上限阈值进行比较，生成用于控制ZVS功率管S0的导通时间增加的第一导通时间控制信号(例如，INC)；通过将采样差分信号与预定下限阈值进行比较，生成用于控制ZVS功率管的导通时间减少的第二导通时间控制信号DEC；以及基于第一导通时间控制信号和第二导通时间控制信号，生成用于控制ZVS功率管的导通与关断的脉宽调制信号(例如，PWM_ZVS)。
如图10所示，ZVS功率管控制模块506包括运算与比较单元5062和控制信号生成单元5064，其中：运算与比较单元5062被配置为通过直接或间接对第一采样信号和第二采样信号进行差分运算，获取表征原边功率管S1的漏-源电压Vds的采样差分信号，并且通过将采样差分信号分别与预定上限阈值和预定下限阈值进行比较，产生第一导通时间控制信号INC和第二导通时间控制信号DEC；控制信号生成单元5064被配置为基于时钟信号Clk_zvs(用于控制脉宽调制信号PWM_ZVS的频率)、第一导通时间控制信号INC、和第二导通时间控制信号DEC，生成用于控制ZVS功率管S0的导通与关断的脉宽调制信号PWM_ZVS。
图11示出了运算与比较单元5062的示例实现的电路图。如图11所示，运算与比较单元5062包括减法器、电压比较器VCOMP1、以及电压比较器VCOMP2，其中：减法器对第一采样电压Vsp1和第二采样电压Vsp2进行差分运算得到差分采样电压VDS_in；当差分采样电压VDS_in超过预定上限阈值电压Vref_max时，电压比较器VCOMP1输出的第一导通时间控制信号INC为高电平，电压比较器VCOMP2输出的第二导通时间控制信号DEC为低电平，ZVS功率管S0的导通时间将增加；当差分采样电压VDS_in低于预定下限阈值电压Vref_min时，电压比较器VCOMP2输出的第二导通时间控制信号DEC为高电平，电压比较器VCOMP1输出的第一导通时间控制信号INC为低电平，ZVS功率管S0的导通时间将减少；当Vref_min<VDS_in<Vref_max时，电压比较器VCOMP1输出的第一导通时间控制信号INC为低电平，电压比较器VCOMP2输出的第二导通时间控制信号DEC也为低电平，ZVS功率管S0的导通时间将保持不变。
图12示出了运算与比较单元5062的另一示例实现的电路图。如图12所示，运算与比较电路5062包括减法器、电流比较器ICOMP1、以及电流比较器ICOMP2，其中：减法器对第一采样电流Isp1和第二采样电流Isp2进行差分运算得到差分采样电流IDS_in；当差分采样电流IDS_in超过预定上限阈值电流Iref_max时，电流比较器ICOMP1输出的第一导通时间控制信号INC为高电平，电流比价器ICOMP2输出的第二导通时间控制信号DEC为低电平，ZVS功率管S0的导通时间将增加；当差分采样电流IDS_in低于预定下限阈值电流Iref_min时，电流比较器ICOMP2输出的第二导通时长控制信号DEC为高电平，电流比较器ICOMP1输出的第一导通时长控制信号INC为低电平，ZVS功率管S0的导通时间将减少；当Iref_min<IDS_in<Iref_max时，电流比较器ICOMP1输出的第一导通时长控制信号INC为低电平，电流比较器ICOMP2输出的第二导通时长控制信号DEC也为低电平，ZVS功率管S0的导通时间将保持不变。
图13示出了控制信号生成单元5064的示例实现的电路图。如图13所示，控制信号生成单元5064可以进一步被配置为：基于第一导通时间控制信号INC，生成第一使能脉冲信号INC_pulse；基于第二导通时间控制信号DEC，生成脉宽等于第一使能脉冲信号INC_pulse的第二使能脉冲信号DEC_pulse；通过利用第一使能脉冲信号INC_pulse和第二使能脉冲信号DEC_pulse控制电容C3的充电与放电，生成用于控制ZVS功率管S0的导通时间的导通控制信号Vref_ton；通过利用脉宽调制信号PWM_ZVS控制电容C4的充电与放电，生成用于表征ZVS功率管S0的导通时间的导通表征信号Vramp_ton；基于导通控制信号Vref_ton和导通表征信号Vramp_ton，生成用于控制ZVS功率管S0从导通状态变为关断状态的关断控制信号off；以及基于关断控制信号off和时钟信号Clk_zvs，生成脉宽调制信号PWM_ZVS。
具体地，如图13所示，第一使能脉冲信号生成器基于第一导通时长控制信号INC产生固定脉度Tsp的第一使能脉冲信号INC_pulse，第二使能脉冲信号生成器基于第二导通时长控制信号DEC产生固定脉宽Tsp的第二使能脉冲信号DEC_pulse；第一使能脉冲信号INC_pulse控制开关S3的闭合与断开，第二使能脉冲信号DEC_pulse控制开关S4的闭合与断开；开关S3闭合且开关S4断开时，电容C1充电；开关S3断开且开关S4闭合时，电容C2放电；电容C2上的充电电压Vref_ton即为用于控制ZVS功率管S0的导通时间的导通控制信号；在脉宽调制信号PWM_ZVS的上升沿时刻，电流源I2给电容C4充电，电容C4上的充电电压Vramp_ton即为用于表征ZVS功率管S0的导通时间的导通表征信号；通过电压比较器VCOMP3对Vref_ton和Vramp_ton进行比较，产生用于控制ZVS功率管S0关断的关断控制信号off；SR触发器和逻辑控制单元基于关断控制信号off和时钟信号Clk_ZVS产生脉宽调制信号PWM_ZVS。
图14示出了图13中的第一使能脉冲信号INC_pulse、第二使能脉冲信号DEC_pulse、导通控制信号Vref_on、导通表征信号Vramp_ton、以及脉宽调制信号PWM_ZVS的波形示意图。结合图13和图14可以看出，在t1时刻，第一使能脉冲信号INC_pulse从低电平变为高电平(即，第一导通时间控制信号INC由低电平变为高电平)，第二使能脉冲信号DEC_pulse保持低电平(即，第二导通时间控制信号DEC保持低电平)，开关S3从断开变为闭合，开关S4保持断开，电流源I1开始给电容C3充电，电容C3上的充电电压Vref_ton由初始值V0开始线性增大，t2时刻电容C3上的充电电压Vref_ton的增加量ΔV可表示为：
Figure BDA0003492758670000121
在t2时刻后，脉宽调制信号PWM_ZVS处于高电平的时长将会随着电容C3上的充电电压Vref_ton的增大而增长，增加的时间量ΔT可表示为：
Figure BDA0003492758670000131
由等式(9)和等式(10)可得到ΔT为：
Figure BDA0003492758670000132
在t3时刻，第一使能脉冲信号INC_pulse保持低电平(即，第一导通时间控制信号INC保持低电平)，第二使能脉冲信号DEC_pulse从低电平变为高电平(即，第二导通时间控制信号DEC从低电平变为高电平)，开关S3保持断开，开关S4从断开变为闭合，电流源I1开始对电容C3放电，电容C3上的充电电压Vref_ton开始由V0+2ΔV线性减小。因为电容C3的放电电流等于充电电流，并且放电时间和充电时间相等，所以在t4时刻，电容C3上的充电电压Vref_ton的减小量也为ΔV。同理，在t4时刻之后，脉宽调制信号PWM_ZVS处于高电平的时长减少ΔT。
当第一和第二导通时长控制信号INC和DEC同时为低电平时，开关S3和S4关断，电容C3的充电电压Vref_ton保持不变，从而使得脉宽调制信号PWM_ZVS处于高电平的时长也保持不变。
由等式(11)可知，通过合理设定电路参数C3、I1、C4、I2、和Tsp可以调节ZVS功率管S0的导通时间增大或者减小的时间量ΔT，从而可以实现对原边功率管S1从关断状态变为导通状态时的漏-源电压Vds的调节。
图15示出了控制信号生成单元5064的另一示例实现的电路图。如图15所示，控制信号生成单元5064可以进一步被配置为：基于第一导通时间控制信号INC，生成第一使能脉冲信号INC_pulse；基于第二导通时间控制信号DEC，生成脉宽等于第一使能脉冲信号INC_pulse的第二使能脉冲信号DEC_pulse；基于第一使能脉冲信号INC_pulse和第二使能脉冲信号DEC_pulse，利用双向计数编码器生成用于控制ZVS功率管S0的导通时间的脉冲计数编码信号Q[(m-1):0]；基于脉冲计数编码信号Q[(m-1):0]，利用导通时间产生和选择器生成用于控制ZVS功率管S0从导通状态变为关断状态的关断控制信号off；以及基于关断控制信号off和时钟信号Clk_ZVS，生成脉宽调制信号PWM_ZVS。
具体地，如图15所示，第一使能脉冲信号生成器基于第一导通时长控制信号INC产生固定脉宽Tsp的第一使能脉冲信号INC_pulse，第二使能脉冲信号生成器基于第二导通时长控制信号DEC产生固定脉宽Tsp的第二使能脉冲信号DEC_pulse；双向计数编码器监测第一和第二使能脉冲信号INC_pulse和DEC_pulse，实现ZVS功率管S0的导通时间的增加与减少的双向计数，从而产生脉冲计数编码信号Q[(m-1):0]；这里，假设m＝6，导通时间产生和选择器基于脉冲计数编码信号Q[(m-1):0]产生6位的二进制编码000000～111111，共64个编码锁存状态；导通时间产生和选择器根据64个编码将ZVS功率管S0处于导通状态的最小时长Ton_min至最大时长Ton_max等分为64等分，每个等分是ΔT；每个二进制编码锁存状态对应一个时长，例如，如图所示，二进制编码000000对应Ton_min，二进制编码000001对应Ton_min+ΔT，二进制编码000010对应Ton_min+2ΔT，二进制编码000011对应Ton_min+3ΔT，二进制编码000100对应Ton_min+4ΔT······，二进制编码111110对应Ton_min+(26-2)ΔT，二进制编码111111对应Ton_max。这样，导通时间产生和选择器根据双向计数编码器输出的6位二进制编码状态，产生和选择对应的Ton时长，经过或逻辑电路产生关断控制信号off，再经过SR触发器和逻辑控制单元产生脉宽调制信号PWM_ZVS。
图16示出了根据本发明实施例的用于反激式开关电源的控制原理流程图。如图16所示，用于反激式开关电源的控制流程包括：S1602，在原边功率管S1处于导通状态且ZVS功率管S0处于关断状态时，检测输入直流电压VBulk；S1604，在ZVS功率管S0从导通状态变为关断状态后且原边功率管S1从关断状态变为导通状态前的死区时间内，检测输入直流电压VBulk与原边功率管S1的漏-源电压Vds之间的差值VBulk-Vds；S1606，基于输入直流电压VBulk和输入直流电压VBulk与原边功率管S1的漏-源电压Vds之间的差值VBulk-Vds，计算原边功率管S1的源-漏电压Vds；S1608，当原边功率管S1的漏-源电压Vds比预定上限阈值高时，通过延长ZVS功率管S0的导通时间来降低原边功率管S1的漏-源电压Vds；S1610，当原边功率管S1的漏-源电压Vds比预定下限阈值低时，通过缩短ZVS功率管S0的导通时间来增大原边功率管S1的漏-源电压Vds；S1612，当原边功率管S1的漏-源电压Vds在预定上限阈值和预定下限阈值之间时，ZVS功率管S0的导通时间保持不变。这样，可以控制原边功率管S1从关断状态变为导通状态时的漏-源电压Vds在预定上限阈值和预定下限阈值附近，使原边功率管S1的开关损耗最小，从而可以改善反激式开关电源的功耗和EMI传导和辐射性能。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。

Claims (15)

1.一种用于反激式开关电源的控制电路，所述反激式开关电源包括主电感、第一辅助绕组、第二辅助绕组、连接在所述主电感和地之间的原边功率管、以及连接在所述第二辅助绕组和地之间的零电压开关(ZVS)功率管，所述控制电路包括：
输入电压检测模块，被配置为在所述原边功率管处于导通状态且所述ZVS功率管处于关断状态时，通过检测所述第一辅助绕组上的电压来检测所述反激式开关电源的输入直流电压；
电压差值检测模块，被配置为在所示ZVS功率管从导通状态变为关断状态后且所示原边功率管从关断状态变为导通状态前的死区时间内，通过检测所述第一辅助绕组上的电压来检测所述反激式开关电源的输入直流电压与所述原边功率管的漏-源电压之间的差值；以及
ZVS功率管控制模块，被配置为基于所述反激式开关电源的输入直流电压和所述反激式开关电源的输入直流电压与所述原边功率管的漏-源电压之间的差值，控制所述ZVS功率管的导通与关断。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述输入电压检测模块进一步被配置为：
通过对所述第一辅助绕组到地之间的第一电路节点处的电压进行钳位，将所述第一电路节点处的电压固定在预定电压；
通过对来自所述第一辅助绕组的第一输入电流进行镜像，获取第一镜像电流；以及
通过对所述第一镜像电流进行采样，获取表征所述反激式开关电源的输入直流电压的第一采样信号。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述电压差值检测模块进一步被配置为：
通过对所述第一辅助绕组到地之间的第二电路节点处的电压进行钳位，将所述第二电路节点处的电压固定在所述预定电压，其中，所述第二电路节点和所述第一电路节点是同一电路节点或不同电路节点；
通过对来自所述第一辅助绕组的第二输入电流进行镜像，获取第二镜像电流；以及
通过对所述第二镜像电流进行采样，获取表征所述反激式开关电源的输入直流电压与所述原边功率管的漏-源电压之间的差值的第二采样信号。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述ZVS功率管控制模块进一步被配置为：
通过将所述第一采样信号与所述第二采样信号进行差分运算，获取表征所述原边功率管的漏-源电压的采样差分信号；
通过将所述采样差分信号与所述预定上限阈值进行比较，生成用于控制所述ZVS功率管的导通时间增加的第一导通时间控制信号；
通过将所述采样差分信号与所述预定下限阈值进行比较，生成用于控制所述ZVS功率管的导通时间减少的第二导通时间控制信号；
基于所述第一导通时间控制信号和所述第二导通时间控制信号，生成用于控制所述ZVS功率管的导通与关断的脉宽调制信号。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其中，所述第一导通时间控制信号在所述采样差分信号大于所述预定上限阈值时为高电平，并且在所述采样差分信号小于所述预定上限阈值时为低电平，并且所述第二导通时间控制信号在所述采样差分信号小于所述预定下限阈值时为高电平，并且在所述采样差分信号大于所述预定下限阈值时为高电平。
6.根据权利要求4所述的控制电路，其中，所述ZVS功率管控制模块进一步被配置为：
基于所述第一导通时间控制信号，生成第一使能脉冲信号；
基于所述第二导通时间控制信号，生成脉宽等于所述第一使能脉冲信号的第二使能脉冲信号；
通过利用所述第一使能脉冲信号和所述第二使能脉冲信号控制第一电容的充电与放电，生成用于控制所述ZVS功率管的导通时间的导通控制信号；
通过利用所述脉宽调制信号控制第二电容的充电与放电，生成用于表征所述ZVS功率管的导通时间的导通表征信号；
基于所述导通控制信号和所述导通表征信号，生成用于控制所述ZVS功率管从导通状态变为关断状态的关断控制信号；以及
基于所述关断控制信号和时钟信号，生成所述脉宽调制信号。
7.根据权利要求4所述的控制电路，其中，所述ZVS功率管控制模块进一步被配置为：
基于所述第一导通时间控制信号，生成第一使能脉冲信号；
基于所述第二导通时间控制信号，生成脉宽等于所述第一使能脉冲信号的第二使能脉冲信号；
基于所述第一使能脉冲信号和所述第二使能脉冲信号，利用双向计数编码器生成用于控制所述ZVS功率管的导通时间的脉冲计数编码信号；
基于所述脉冲计数编码信号，利用导通时间产生和选择器生成用于控制所述ZVS功率管从导通状态变为关断状态的关断控制信号；以及
基于所述关断控制信号和时钟信号，生成所述脉宽调制信号。
8.一种反激式开关电源，包括根据权利要求1至7中任一项所述的控制电路。
9.一种用于反激式开关电源的控制方法，所述反激式开关电源包括主电感、第一辅助绕组、第二辅助绕组、连接在所述主电感和地之间的原边功率管、以及连接在所述第二辅助绕组和地之间的零电压开关(ZVS)功率管，所述控制方法包括：
在所述原边功率管处于导通状态且所述ZVS功率管处于关断状态时，通过检测所述第一辅助绕组上的电压来检测所述反激式开关电源的输入直流电压；
在所述ZVS功率管从导通状态变为关断状态后且所述原边功率管从关断状态变为导通状态前的死区时间内，通过检测所述第一辅助绕组上的电压来检测所述反激式开关电源的输入直流电压与所述原边功率管的漏-源电压之间的差值；以及
基于所述反激式开关电源的输入直流电压和所述反激式开关电源的输入直流电压与所述原边功率管的漏-源电压之间的差值，控制所述ZVS功率管的导通与关断。
10.根据权利要求9所述的控制方法，其中，通过检测所述第一辅助绕组上的电压来检测所述反激式开关电源的输入直流电压包括：
通过对所述第一辅助绕组到地之间的第一电路节点处的电压进行钳位，将所述第一电路节点处的电压固定在预定电压；
通过对来自所述第一辅助绕组的第一输入电流进行镜像，获取第一镜像电流；以及
通过对所述第一镜像电流进行采样，获取表征所述反激式开关电源的输入直流电压的第一采样信号。
11.根据权利要求10所述的控制方法，其中，通过检测所述第一辅助绕组上的电压来检测所述反激式开关电源的输入直流电压与所述原边功率管的漏-源电压之间的差值包括：
通过对所述第一辅助绕组到地之间的第二电路节点处的电压进行钳位，将所述第二电路节点处的电压固定在所述预定电压，其中，所述第二电路节点和所述第一电路节点是同一电路节点或不同电路节点；
通过对来自所述第一辅助绕组的第二输入电流进行镜像，获取第二镜像电流；以及
通过对所述第二镜像电流进行采样，获取表征所述反激式开关电源的输入直流电压与所述原边功率管的漏-源电压之间的差值的第二采样信号。
12.根据权利要求11所述的控制方法，其中，基于所述反激式开关电源的输入直流电压和所述反激式开关电源的输入直流电压与所述原边功率管的漏-源电压之间的差值，控制所述ZVS功率管的导通与关断包括：
通过将所述第一采样信号与所述第二采样信号进行差分运算，获取表征所述原边功率管的漏-源电压的采样差分信号；
通过将所述采样差分信号与所述预定上限阈值进行比较，生成用于控制所述ZVS功率管的导通时间增加的第一导通时间控制信号；
通过将所述采样差分信号与所述预定下限阈值进行比较，生成用于控制所述ZVS功率管的导通时间减少的第二导通时间控制信号；
基于所述第一导通时间控制信号和所述第二导通时间控制信号，生成所述脉宽调制信号。
13.根据权利要求12所述的控制方法，其中，所述第一导通时间控制信号在所述采样差分信号大于所述预定上限阈值时为低电平，并且在所述采样差分信号不大于所述预定上限阈值时为高电平，并且所述第二导通时间控制信号在所述采样差分信号小于所述预定下限阈值时为低电平，并且在所述采样差分信号不小于所述预定下限阈值时为高电平。
14.根据权利要求12所述的控制方法，其中，基于所述第一导通时间控制信号和所述第二导通时间控制信号，生成所述脉宽调制信号包括：
基于所述第一导通时间控制信号，生成第一使能脉冲信号；
基于所述第二导通时间控制信号，生成脉宽等于所述第一使能脉冲信号的第二使能脉冲信号；
通过利用所述第一使能脉冲信号和所述第二使能脉冲信号控制第一电容的充电与放电，生成用于控制所述ZVS功率管的导通时间的导通控制信号；
通过利用所述脉宽调制信号控制第二电容的充电与放电，生成用于表征所述ZVS功率管的导通时间的导通表征信号；
基于所述导通控制信号和所述导通表征信号，生成用于控制所述ZVS功率管从导通状态变为关断状态的关断控制信号；以及
基于所述关断控制信号和时钟信号，生成所述脉宽调制信号。
15.根据权利要求12所述的控制方法，其中，基于所述第一导通时间控制信号和所述第二导通时间控制信号，生成所述脉宽调制信号包括：
基于所述第一导通时间控制信号，生成第一使能脉冲信号；
基于所述第二导通时间控制信号，生成脉宽等于所述第一使能脉冲信号的第二使能脉冲信号；
基于所述第一使能脉冲信号和所述第二使能脉冲信号，利用双向计数编码器生成用于控制所述ZVS功率管的导通时间的脉冲计数编码信号；
基于所述脉冲计数编码信号，利用导通时间产生和选择器生成用于控制所述ZVS功率管从导通状态变为关断状态的关断控制信号；以及
基于所述关断控制信号和时钟信号，生成所述脉宽调制信号。
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