CN114460883A - 一种基于双环控制的电压动态可控调节的occ驱动器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，属于OCC驱动器技术领域，包括微控制器U2，微控制器U2的PWM控制脚接60w电源输出电路的PWM控制电路，微控制器U2的LED信号控制脚接OCC驱动电路，OCC驱动电路接电流反馈电路，电流反馈电路接回微控制器U2的ADC采样脚。本发明提出的一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，引入双环控制后，通过电压内环就可以检测输入电压的变化，对输出电压进行调整，而无需等输出电压变化后，电压环再去调节，得到比单电压环更快的响应速度，还能实现过流保护。
Description
技术领域
本发明涉及OCC驱动器技术领域，特别涉及一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器。
背景技术
稳压电路控制环路的历史发展过程：最早期是单电压环控制，这种控制方式最直接也最容易理解，但是后来对于系统的负载调制率和相应速度要求的不断提高，单电压环控制越来越力不从心，因为电压是一个经过电感和电容后的表现值，属于二阶系统，其滞后性很大，环路控制相应慢；于是就加入电流内环，电流是经过电感的表现值，属于一阶系统，其对系统变化的敏感度大大好于电压环，因此才有了经典的双环控制方法。
为什么是电压外环，而不是电流外环：谁是外环不重要，重要的是你的控制目的，因为外环决定你的控制目的，控制目的就是系统是稳压还是稳流。如果是稳压，一般来说是电压外环+电流内环。
如果是稳流，一般来说可以是单电流环，可也以是电压外环+电流内环，甚至可以是电流外环+电压内环。单电流环不用解释，通俗易懂；电压外环+电流内环和稳压控制中的双环控制算法大有不同，电压外环只起到电压保护作用，通常情况下只有电流内环在起作用；电流外环+电压内环控制方法很少，至于原因就是，电流环系统本身是一阶系统，系统相应速度反而比电流外环+电压内环相应速度快，没必要要么做，所以你很少听过电流外环+电压内环。以Buck转换器为例，电压型控制的原理框图如图5所示：用电阻分压来检测输出电压Uo，Ur为给定电压，Uc为电压调节器(误差放大器)的输出，Uc为检测电压与给定电压之间的误差，即控制电压，它与锯齿波电压进行比较后，产生出占空比为Du的脉冲序列，此脉冲序列通过驱动电路往控制开关管V的通/断。
电压型控制的DC/DCPWM转换器的主要缺点是动态响应较慢，如当输人电压跃变增加时，必须等到控制系统检测出负载电压上升时，才能产生负反馈调节作用。
电压环介绍：
将输出电压采样得到回馈电压，与一个基准电压比较，对比较的结果分析判断，决定功率开关管的通断，这就是电压环反馈控制模式，这是开关电源最基本的一种控制技术，属于单环负反馈控制方式，在这种控制方式中控制信号只有单一的一个环路。如上图6
系统输出电压V0经过采样获得VFB与基准电压VREF比较，误差放大后得到VC，PWM比较器将VC和固定频率的锯齿波VS作比较，输出一组脉冲控制信号来控制功率开关V的通断。脉冲信号的宽度随误差信号VC的变化而变化，他们决定能量的大小。当负载消耗能量增大时，脉冲宽度增加；当负载消耗能量减少时，脉冲宽度减小，这样来维持电压的稳定。
它的优点在于设计简单、易于分析，缺点也很明显，瞬态响应慢。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，包括微控制器U2，微控制器U2的PWM控制脚接60w电源输出电路的PWM控制电路，微控制器U2的LED信号控制脚接OCC驱动电路，OCC驱动电路接电流反馈电路，电流反馈电路接回微控制器U2的ADC采样脚。
进一步地，微控制器U2的电源脚和接地脚与电容C15连接接入3.3V电压，微控制器U2的电源脚和接地脚分别是电源3.3V输入端和接地端。
进一步地，微控制器U2的UART通信系统的信号接收脚、UART通信系统的信号输出脚和电源脚构成uart通信回路。
进一步地，微控制器U2的LED信号控制脚接入OCC驱动电路的电阻R6，电阻R6的另一端接电阻R8、电阻R7和三级管Q1基极并联接口，电阻R7和电阻R9接入VIN电压端，电阻R9的另一端接三极管Q1、mos管栅极和稳压二极管Z1的并联接口，三极管Q1发射极与电阻R8共接地，mos管的源极接电阻R10和电流反馈电路，mos管的漏极接60w电源输出电路的LED-端脚。
进一步地，电流反馈电路中的电阻R5、电阻R6和电阻R8的并联点接mos管的源极和电阻R10的并联接口，电阻R8的另一端接电容C8和LMV321B-TR放大器U4输入端正极的并联接口，LMV321B-TR放大器U4的输出端负极接电阻R7和电阻R9的并联接口，电阻R9另一端接LMV321B-TR放大器U4输出端、电阻R10和电容C10的并联接口，电阻R10另一端接电容C11和微控制器U2的ADC采样脚。
进一步地，60w电源输出电路中的火零线L、N并联压敏电阻RV1以及电容CX1接入整流桥BR1的端脚1和2上，整流桥BR1的端脚3串联电感B1接电感L1、电阻R18、超级电容EC1的并联接口，电感L1和电阻R18另一端并联接超级电容EC2、电阻R2、电阻R5、电容C2以及多绕组双输出变压器T1端脚4的并联接口；
整流桥BR1的端脚4串联电感B2与超级电容EC1、超级电容EC2和电阻R4共接地，电阻R4的另一端接电阻R3和芯片U1端脚7的并联接口，电阻R3的另一端接电阻R2；
芯片U1端脚4接二极管正极以及多绕组双输出变压器T1端脚5的并联接口，二极管负极接电阻R5和电容C2的并联接口，芯片U1端脚1接电容C4和耦合器U2的并联接口，电容C4另一端接电容C3与芯片U1端脚2并联接二极管D2负极接入多绕组双输出变压器T1端脚1上；
多绕组双输出变压器T1的端脚10接电阻R9和二极管D3正极的并联接口，多绕组双输出变压器T1的端脚9接超级电容EC3和电源负极的并联接口，电阻R9另一端串联电容C5、二极管D3负极、电阻R17以及超级电容EC3接LED+端；
多绕组双输出变压器T1的端脚7接二极管D4正极，二极管D4负极超级电容EC5、电阻R10和VC的并联接口，多绕组双输出变压器T1的端脚8与超级电容EC5共接地；
电阻R10的另一端接耦合器U2和电阻R11的并联接口，接耦合器U2和电阻R11另一端接电容C6和可控精密稳压源TLV431的并联接口，可控精密稳压源TLV431接电阻R15、电阻R14、电阻R12以及电阻R13的并联接口，电阻R13另一端接电阻R17，电阻R15另一端接二极管D5负极，二极管D5正极接电阻R16和电容C7的并联接口，电容C7、电阻R14和可控精密稳压源TLV431共接电源负极，电阻R16的另一端接接口CN的端脚5以及的微控制器U2的PWM控制脚。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明提出的一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，在原来的电压环基础上增加电流反馈环，电感电流不再是一个独立变量，系统的小信号响应速度得到提高，过电流调节器放大后，生成控制信号VC，再由PWM调制器产生占空比D的开关脉冲信号，调节功率开关管的关断和导通时间，控制输出电压。引入双环控制后，通过电压内环就可以检测输入电压的变化，对输出电压进行调整，而无需等输出电压变化后，电压环再去调节，得到比单电压环更快的响应速度，还能实现过流保护。
附图说明
图1为本发明的微控制器原理图；
图2为本发明的OCC驱动电路原理图；
图3为本发明的电流反馈电路原理图；
图4为本发明的60w电源输出电路中原理图；
图5为现有的Buck转换器原理图；
图6为现有的电压环原理图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1，一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，包括微控制器U2，微控制器U2的PWM控制脚接60w电源输出电路的PWM控制电路，微控制器U2的型号为GD32，微控制器U2的LED信号控制脚接OCC驱动电路，OCC驱动电路接电流反馈电路，电流反馈电路接回微控制器U2的ADC采样脚。
微控制器U2的电源脚和接地脚与电容C15连接接入3.3V电压，微控制器U2的电源脚和接地脚分别是电源3.3V输入端和接地端。
PA1是电流反馈信号输入端，PA4检测是否有3.3V电压输入，PA7控制PWM信号的占空比调节，PA电阻R10控制OCC驱动电路那块的MOS管的通断，来控制LED灯珠射出肉眼不可见的亮暗条纹光斑，PA13和PA14是调试接。微控制器U2的UART通信系统的信号接收脚、UART通信系统的信号输出脚和电源脚构成uart通信回路。
请参阅图2，微控制器U2的LED信号控制脚接入OCC驱动电路的电阻R6，电阻R6的另一端接电阻R8、电阻R7和三级管Q1基极并联接口，电阻R7和电阻R9接入VIN电压端，电阻R9的另一端接三极管Q1、mos管栅极和稳压二极管Z1的并联接口，三极管Q1发射极与电阻R8共接地，mos管的源极接电阻R10和电流反馈电路，mos管的漏极接60w电源输出电路的LED-端脚。
微控制器U2通过LED脚发送一连串高频的方波来高速的控制三级管Q1的通断，当LED是高信号时，三级管Q1导通，mos管Q2的栅极接地被拉低，mos管Q2处于关断状态，当LED是低信号时，三级管Q1关断，mos管Q2的栅极，mos管Q2处于导通状态，如此循环形成一个完整的高频的开关过程。通过高频的开关mos管来让被控制的LED灯射出肉眼不可见的亮暗条纹光斑。
请参阅图3，电流反馈电路中的电阻R5、电阻R6和电阻R8的并联点接mos管的源极和电阻R10的并联接口，电阻R8的另一端接电容C8和LMV321B-TR放大器U4输入端正极的并联接口，LMV321B-TR放大器U4的输出端负极接电阻R7和电阻R9的并联接口，电阻R9另一端接LMV321B-TR放大器U4输出端、电阻R10和电容C10的并联接口，电阻R10另一端接电容C11和微控制器U2的ADC采样脚。
电流反馈电路的原理是将放大器输出信号(电压或电流)的一部分或全部，回收到放大器输入端与输入信号进行比较(相加或相减)，并用比较所得的有效输入信号去控制输出，就是LMV321B-TR放大器U4的反馈过程，5，R6是电流检测电阻，起检测电流大小的左右，8是限流电阻，电容C8，C9，C电阻R10是滤波电容，起滤除杂波的干扰作用，7，R9是分压电阻，通过1比12的比例，分割电压，电阻R10与电容C11组成低通滤波器，容许低于设置频率的信号通过吗，LEDVss信号从左边进入放大器，输出得到的一部分进入LMV321B-TR放大器U4的反向输入端，经过比例分割进入LMV321B-TR放大器U4进行比较，形成循环。
请参阅图4，60w电源输出电路中的火零线L、N并联压敏电阻RV1以及电容CX1接入整流桥BR1的端脚1和2上，整流桥BR1的端脚3串联电感B1接电感L1、电阻R18、超级电容EC1的并联接口，电感L1和电阻R18另一端并联接超级电容EC2、电阻R2、电阻R5、电容C2以及多绕组双输出变压器T1端脚4的并联接口；
整流桥BR1的端脚4串联电感B2与超级电容EC1、超级电容EC2和电阻R4共接地，电阻R4的另一端接电阻R3和芯片U1端脚7的并联接口，电阻R3的另一端接电阻R2；
芯片U1端脚4接二极管正极以及多绕组双输出变压器T1端脚5的并联接口，二极管负极接电阻R5和电容C2的并联接口，芯片U1端脚1接电容C4和耦合器U2的并联接口，电容C4另一端接电容C3与芯片U1端脚2并联接二极管D2负极接入多绕组双输出变压器T1端脚1上；
多绕组双输出变压器T1的端脚10接电阻R9和二极管D3正极的并联接口，多绕组双输出变压器T1的端脚9接超级电容EC3和电源负极的并联接口，电阻R9另一端串联电容C5、二极管D3负极、电阻R17以及超级电容EC3接LED+端；
多绕组双输出变压器T1的端脚7接二极管D4正极，二极管D4负极超级电容EC5、电阻R10和VC的并联接口，多绕组双输出变压器T1的端脚8与超级电容EC5共接地；
多绕组双输出变压器T1的端脚7接二极管D4正极，二极管D4负极超级电容EC5、电阻R10和VC的并联接口，多绕组双输出变压器T1的端脚8与超级电容EC5共接地；
多绕组双输出变压器T1用电磁感应原理制成的电器设备。简单说就是：电生磁：一次侧通入交变电流，在铁芯是产生变化磁场。变压器只能输入交流电压，从变压器一次绕组两段输入交流电压，从二次绕组输出交流电压。
上面这款变压器可以同时输出两个不同的电压，根据两侧的匝数比132:64和192:9可以计算得到对应的输出电压。
电阻R10的另一端接耦合器U2和电阻R11的并联接口，接耦合器U2和电阻R11另一端接电容C6和可控精密稳压源TLV431的并联接口，可控精密稳压源TLV431接电阻R15、电阻R14、电阻R12以及电阻R13的并联接口，电阻R13另一端接电阻R17，电阻R15另一端接二极管D5负极，二极管D5正极接电阻R16和电容C7的并联接口，电容C7、电阻R14和可控精密稳压源TLV431共接电源负极，电阻R16的另一端接接口CN的端脚5以及的微控制器U2的PWM控制脚；
电压反馈电路的输入电压有多绕组双输出变压器T1的NS2绕组生成，根据192:9生成对应的14.5V，通过单向整流滤波形成VC。当输出电压上升时，根据采样原理，TLV431的R脚电压随之升高，导致TLV431的阴极电压下降，流过光耦右侧的电流上升，光耦工作，拉低FB，PWM调节开始起作用，占空比减小，输出电压下降，形成电压反馈循环。
首先接入市电火零线L、N，输入电压范围是85～265VAC，接入熔断保险丝过流保护防止短路保护后级电路，接入压敏V1防雷击，接下来是整流桥BR1把交流转成直流，多绕组双输出变压器T1变压器左边是3电阻R10V交流信号，右边根据匝数比192:64生成大约电阻R103V的信号，进行整流滤波输出稳定的电压。
电流调节和恒流代码软件代码
恒流部分，采用模糊PID控制器，根据当前电流反馈值与设定值的差距，设置电压调节PWM的占空比，调节电源电压输出，从而保持LED上电流恒定，并且为了是恒流控制更稳定，在电流到达预设范围之内时，停止标志物累加，当电流在预设范围50次之后，停止调节；当电流超过预设范围值时，电流偏移40个单位，又开始调节。
综上所述；本发明的基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，适配市面上的主流的灯，在原来的电压环基础上增加电流反馈环，电感电流不再是一个独立变量，系统的小信号响应速度得到提高，过电流调节器放大后，生成控制信号VC，再由PWM调制器产生占空比D的开关脉冲信号，调节功率开关管的关断和导通时间，控制输出电压。引入双环控制后，通过电压内环就可以检测输入电压的变化，对输出电压进行调整，而无需等输出电压变化后，电压环再去调节，得到比单电压环更快的响应速度，还能实现过流保护。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
Claims (6)
1.一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，其特征在于，包括微控制器U2，微控制器U2的PWM控制脚接60w电源输出电路的PWM控制电路，微控制器U2的LED信号控制脚接OCC驱动电路，OCC驱动电路接电流反馈电路，电流反馈电路接回微控制器U2的ADC采样脚。
2.如权利要求1所述的一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，其特征在于，微控制器U2的电源脚和接地脚与电容C15连接接入3.3V电压，微控制器U2的电源脚和接地脚分别是电源3.3V输入端和接地端。
3.如权利要求1所述的一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，其特征在于，微控制器U2的UART通信系统的信号接收脚、UART通信系统的信号输出脚和电源脚构成uart通信回路。
4.如权利要求1所述的一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，其特征在于，微控制器U2的LED信号控制脚接入OCC驱动电路的电阻R6，电阻R6的另一端接电阻R8、电阻R7和三级管Q1基极并联接口，电阻R7和电阻R9接入VIN电压端，电阻R9的另一端接三极管Q1、mos管栅极和稳压二极管Z1的并联接口，三极管Q1发射极与电阻R8共接地，mos管的源极接电阻R10和电流反馈电路，mos管的漏极接60w电源输出电路的LED-端脚。
5.如权利要求1所述的一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，其特征在于，电流反馈电路中的电阻R5、电阻R6和电阻R8的并联点接mos管的源极和电阻R10的并联接口，电阻R8的另一端接电容C8和LMV321B-TR放大器U4输入端正极的并联接口，LMV321B-TR放大器U4的输出端负极接电阻R7和电阻R9的并联接口，电阻R9另一端接LMV321B-TR放大器U4输出端、电阻R10和电容C10的并联接口，电阻R10另一端接电容C11和微控制器U2的ADC采样脚。
6.如权利要求1所述的一种基于双环控制的电压动态可控调节的OCC驱动器，其特征在于，60w电源输出电路中的火零线L、N并联压敏电阻RV1以及电容CX1接入整流桥BR1的端脚1和2上，整流桥BR1的端脚3串联电感B1接电感L1、电阻R18、超级电容EC1的并联接口，电感L1和电阻R18另一端并联接超级电容EC2、电阻R2、电阻R5、电容C2以及多绕组双输出变压器T1端脚4的并联接口；
整流桥BR1的端脚4串联电感B2与超级电容EC1、超级电容EC2和电阻R4共接地，电阻R4的另一端接电阻R3和芯片U1端脚7的并联接口，电阻R3的另一端接电阻R2；
芯片U1端脚4接二极管正极以及多绕组双输出变压器T1端脚5的并联接口，二极管负极接电阻R5和电容C2的并联接口，芯片U1端脚1接电容C4和耦合器U2的并联接口，电容C4另一端接电容C3与芯片U1端脚2并联接二极管D2负极接入多绕组双输出变压器T1端脚1上；
多绕组双输出变压器T1的端脚10接电阻R9和二极管D3正极的并联接口，多绕组双输出变压器T1的端脚9接超级电容EC3和电源负极的并联接口，电阻R9另一端串联电容C5、二极管D3负极、电阻R17以及超级电容EC3接LED+端；
多绕组双输出变压器T1的端脚7接二极管D4正极，二极管D4负极超级电容EC5、电阻R10和VC的并联接口，多绕组双输出变压器T1的端脚8与超级电容EC5共接地；
电阻R10的另一端接耦合器U2和电阻R11的并联接口，接耦合器U2和电阻R11另一端接电容C6和可控精密稳压源TLV431的并联接口，可控精密稳压源TLV431接电阻R15、电阻R14、电阻R12以及电阻R13的并联接口，电阻R13另一端接电阻R17，电阻R15另一端接二极管D5负极，二极管D5正极接电阻R16和电容C7的并联接口，电容C7、电阻R14和可控精密稳压源TLV431共接电源负极，电阻R16的另一端接接口CN的端脚5以及的微控制器U2的PWM控制脚。
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|---|---|---|---|---|
| CN117092917A (zh) * | 2023-09-26 | 2023-11-21 | 山东华科信息技术有限公司 | 一种电源效率自适应调节装置和调节方法 |
Citations (2)
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| CN102202450A (zh) * | 2011-07-11 | 2011-09-28 | 江南大学 | 可调光大功率led驱动电源 |
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-
2022
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Patent Citations (2)
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Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 王廷宇;郭维;朱大中;: "大功率白光LED驱动电路的双环检测方法", 传感技术学报, no. 04, 20 April 2010 (2010-04-20) * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117092917A (zh) * | 2023-09-26 | 2023-11-21 | 山东华科信息技术有限公司 | 一种电源效率自适应调节装置和调节方法 |
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