CN114448251A - 一种数字控制谐波补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字控制谐波补偿电路，包括功率部分和控制部分；功率部分为Boost型电路，包括整流桥D_b、滤波电感L_f、滤波电容C_f、励磁电感L_m、有源开关S₁、二极管D₁和输出滤波电容C_o；控制部分包括采样电路、信号调理电路、A/D模块、控制算法、PWM模块和驱动电路，其中A/D模块、控制算法和PWM模块包含于DSP中。本发明在实现输出电压稳定的同时，保证输入电流相位与输入电压同相，并能控制输入电流中的谐波含量，使其产生谐波补偿电流，实现低压配电网的谐波补偿。同时，通过设定谐波缩放比例系数k_h，可以在同一拓扑上实现功率因数校正功能和谐波补偿功能，不需要改变电路结构，节省成本。

Description

一种数字控制谐波补偿电路

技术领域

本发明属于功率变换器技术领域，尤其涉及一种数字控制谐波补偿电路。

背景技术

随着非线性负荷在配电系统中的应用日益广泛，电能质量问题，特别是电网谐波问题，已成为配电系统中重点关注的问题。为限制开关变换器的输入电流谐波含量，变换器需具有功率因数校正功能。传统的功率因数校正变换器只具备谐波抑制的功能，不具有谐波补偿的功能。图1为公共耦合点谐波电压产生示意图，图中非线性负荷会向电网中注入含有谐波分量的电流，谐波电流在流经电网阻抗时，会产生谐波压降，造成公共耦合点的电压含有谐波分量，而功率因数校正式负荷只要求输入电流跟踪输入电压，满足自身功率因数接近于1，但不会降低公共耦合点电压的谐波含量。

图2为传统Boost功率因数校正变换器拓扑，整流桥D_b实现不控整流；直流侧电容C_dc实现稳压；开关管S₁、电感L_m、二极管D₁与电容C_o构成Boost电路。当Boost变换器实现功率因数校正功能时，输入电流跟踪输入电压，其功率因数接近于1。当交流输入电压中含有一定量的谐波时，输入电流也会含有同比例的谐波，如图3所示。此时，Boost功率因数校正变换器不能降低公共耦合点的谐波含量。

传统功率因数校正变换器只能实现输入电流跟踪输入电压，在公共耦合点电压含有一定谐波情况下，其无法降低公共耦合点的谐波含量。传统的谐波补偿设备接入低压配电网，可改善公共耦合点的电能质量，但会引入额外的成本。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供一种数字控制谐波补偿电路。

本发明的一种数字控制谐波补偿电路，包括功率部分和控制部分；功率部分为Boost型电路，包括整流桥D_b、滤波电感L_f、滤波电容C_f、励磁电感L_m、有源开关S₁、二极管D₁和输出滤波电容C_o；控制部分包括采样电路、信号调理电路、A/D模块、控制算法、PWM模块和驱动电路，其中A/D模块、控制算法和PWM模块包含于DSP中。具体为：

整流桥D_b的交流输入端与低压配电网相接，直流输出端与滤波电感L_f和滤波电容C_f组成的LC滤波电路相连；滤波电路的输出与由有源开关S₁、励磁电感L_m、二极管D₁与输出电容C_o构成的Boost电路相连；输出电容C_o与负载相并联；采样电路对公共耦合点电压经整流桥后的电压|v_in|、电感电流i_Lm和输出电压v_o进行采样，信号调理电路将采样得到的信号转化为可供DSP芯片的A/D模块识别的电压信号，DSP芯片集成的A/D模块将电压信号转化成数字信号，也就是公共耦合点电压经整流桥后的电压|v_in|、电感电流i_Lm和输出电压v_o的采样值；通过烧录在DSP芯片内部的控制算法，将采样值作为输入，输出当前时刻的有源开关S₁的占空比，再经PWM模块输出频率固定的有源开关S₁的开关信号；控制信号经驱动电路放大后，控制有源开关S₁的开通和关断。

控制部分的核心是控制算法，其主要实现输出电压稳定的同时，保证输入电流相位与输入电压同相，并能控制输入电流中的谐波含量，使其产生谐波补偿电流，实现低压配电网的谐波补偿。控制算法分为两个部分，分别为谐波控制信号|v_c|生成模块和变换器控制模块。

谐波控制信号|v_c|生成模块由过零检测、基于广义二阶积分器的单相锁相环、BP神经网络和运算部分组成，具体为：

通过对公共耦合点电压经整流桥后的电压|v_in|进行采样，得到其采样信号k₂|v_in|，其中k₂为采样比例系数；采样电压k₂|v_in|经过过零检测环节后，去掉其绝对值，得到经比例k₂缩小后的输入电压采样信号k₂v_in；单相锁相环对电压k₂v_in进行锁相，得到其相位信号sinθ；BP神经网络将电压k₂v_in作为输入，输出电压k₂v_in的幅值信号V_m；将两者相乘得到经比例k₂缩小后的电压v_in中频率为50Hz的基波信号k₂v_f，其中电压v_f为输入电压v_in中所含的基波；随后，用电压k₂v_in减去电压k₂v_f，得到经比例k₂缩小后的电压k₂v_h，其中电压v_h为输入电压v_in中所含的谐波；将电压k₂v_in乘以可调的谐波缩放比例系数k_h，随后与电压k₂v_in相加，得到输入电压采样中各次谐波含量变化后的电压v_c，其中k_h由程序自行设定；最后，对电压v_c取绝对值，得到电压信号|v_c|，根据生成的电压v_c中的各次谐波含量，控制输入电流i_in中的各次谐波含量。

谐波控制信号|v_c|生成模块和变换器控制模块相配合实现谐波补偿功能，具体为：

谐波控制信号|v_c|生成模块将整流桥输出直流电压的采样信号k₂|v_in|作为输入，输出一个基波幅值与输入电压采样信号k₂v_in相等，但各次谐波含量更大的电压信号v_c，v_c和k₂v_in的相位相同；电压信号v_c取绝对值得|v_c|，与电压补偿器输出信号v_e相乘后得到的信号i_ref作为电感电流的参考信号；当变换器稳定后，电压v_e是一个直流量，因此电感电流的参考信号i_ref与采样信号k₂|v_in|相比，各次谐波含量按照比例系数k_h有一定的缩放，并且当变换器稳定后，电感电流的采样信号k₃i_Lm会与电感电流的参考信号i_ref相等，而输入电流是电感电流滤除纹波后的信号，也就是电感电流在一个开关周期内的平均值，所以输入电流中的谐波含量与输入电压相比，按照可调比例系数k_h有一定的缩放；这样就使Boost型数字控制谐波补偿电路的输入电流中包含可控制的谐波补偿电流，实现谐波补偿；当系数k_h＝1时，Boost变换器工作在传统功率因数校正模式下，系数k_h由程序自行设定，可由外部按键自行更改。

本发明的有益技术效果为：

1.本发明通过设计一种新的控制算法，使Boost变换器在实现输出稳定的直流电压时，还能实现谐波补偿功能，减少公共耦合点的谐波含量。

2.本发明设计的Boost变换器相较于传统的Boost功率因数校正变换器，其所用控制算法不需要增加额外的采样点和改变采样点的位置，在保证低成本的同时，可在传统功率因数校正和谐波补偿两种模式中灵活切换。

本发明设计的控制算法采用基于广义二阶积分器的单相锁相环，保证在输入电压在有谐波存在的情况下，仍能准确地锁相，得到基波相位，并结合BP神经网络计算得到的基波幅值，可在凭借较少的计算量计算得到输入电压中的谐波信息。

附图说明

图1为公共耦合点谐波电压产生示意图。

图2为传统Boost功率因数校正变换器拓扑。

图3为含有谐波时的输入电流与输入电压。

图4为本发明数字控制谐波补偿电路拓扑及控制环路。

图5为谐波控制信号|v_c|生成模块。

图6为变换器控制模块。

图7为基于广义二阶积分器的单相锁相环。

图8为本发明实现谐波补偿的原理图。

图9为本发明输入电压，输入电流及电感电流波形图。

图10为谐波补偿电流幅值与谐波缩放比例系数和总谐波失真关系曲线。

图11为出现畸变的电网公共耦合点电压和非线性负载输入电流波形。

图12为Boost型数字控制谐波补偿电路的关键波形。

图13为3、5、7、9次谐波的补偿效果。

图14为本发明作功率因数校正功能时的波形图。

图15为本发明作谐波补偿功能时的波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方法对本发明做进一步详细说明。

本发明的一种数字控制谐波补偿电路如图4所示，包括功率部分和控制部分；功率部分为Boost型电路，包括整流桥D_b、滤波电感L_f、滤波电容C_f、励磁电感L_m、有源开关S₁、二极管D₁和输出滤波电容C_o；控制部分包括采样电路、信号调理电路、A/D模块、控制算法、PWM模块和驱动电路，其中A/D模块、控制算法和PWM模块包含于DSP中。

功率部分具体为：整流桥D_b的交流输入端与低压配电网相接，直流输出端与滤波电感L_f和滤波电容C_f组成的LC滤波电路相连；滤波电路的输出与由有源开关S₁、励磁电感L_m、二极管D₁与输出电容C_o构成的Boost电路相连；输出电容C_o与负载相并联；根据输入电压v_in中的谐波含量，控制输入电流i_in中的谐波含量，实现低压配电网中的谐波补偿，改善公共耦合点的电能质量。

控制部分具体为：采样电路对公共耦合点电压经整流桥后的电压|v_in|、电感电流i_Lm和输出电压v_o进行采样，信号调理电路将采样得到的信号转化为可供DSP芯片的A/D模块识别的电压信号，DSP芯片集成的A/D模块将电压信号转化成数字信号，也就是公共耦合点电压经整流桥后的电压|v_in|、电感电流i_Lm和输出电压v_o的采样值；通过烧录在DSP芯片内部的控制算法，将采样值作为输入，输出当前时刻的有源开关S₁的占空比，再经PWM模块输出频率固定的有源开关S₁的开关信号；控制信号经驱动电路放大后，控制有源开关S₁的开通和关断。

控制部分的核心是控制算法，其主要实现输出电压稳定的同时，保证输入电流相位与输入电压同相，并能控制输入电流中的谐波含量，使其产生谐波补偿电流，实现低压配电网的谐波补偿。控制算法分为两个部分，分别为谐波控制信号|v_c|生成模块和变换器控制模块，如图5和图6所示。

谐波控制信号|v_c|生成模块如图5所示，其将整流桥输出直流电压的采样信号k₂|v_in|作为输入，过零检测通过检测采样信号k₂|v_in|的过零点，将其从半波信号还原成经比例k₂缩小后的输入电压采样k₂v_in，它是一个交流信号，作为后面单相锁相环和BP神经网络的输入。单相锁相环如图6所示，它最终会计算出输入电压v_in中基波此时刻对应的频率f_o和相角θ，将相角θ对应的正弦量sinθ作为整个锁相环的输出。BP神经网络由输入层、隐含层和输出层构成，分别含有40个，13个，2个神经元。在拥有足够的训练样本的情况下，由Matlab软件训练生成，并将生成的BP神经网络编入DSP程序中。BP神经网络采样电压k₂v_in作为输入，利用较少的运算量即可得到其中基波的幅值V_m。将基波的幅值V_m和正弦量sinθ相乘，可得经比例k₂缩小后的电压v_in中基波信号k₂v_f，又经过后续的运算部分，可得输入电压采样k₂v_in中谐波经系数k_h缩放后的电压v_c，其基波幅值与采样信号k₂v_in相等，相位相同，但各次谐波含量更大，所以|v_c|和k₂|v_in|的相位相同，取其绝对值，得电压|v_c|。

变换器控制模块如图7所示，电压补偿环节将参考电压v_ref减去输出电压采样信号k₁v_o所得的误差电压v_err作为输入，输出的电压信号v_e。由于被控对象是输出电压v_o，为一个直流量，所以电压补偿环节采用PI调节，如下：

式中，k_p1是比例系数，k_i1是积分系数。

电压|v_c|与电压补偿器输出信号v_e相乘后得到的信号i_ref作为电感电流的参考信号。当变换器稳定后，电压v_e是一个直流量，因此电感电流的参考信号i_ref与采样信号k₂|v_in|相比，谐波含量按照比例系数k_h有一定的缩放，k_h由程序自行设定，可由外部按键等更改。电流补偿环节将参考电流信号i_ref减去电感电流的采样信号k₃i_Lm的误差电流信号i_err作为输入，输出占空比信号d。为保证变换器的稳定性、快速响应以及减少高频干扰，电流补偿环节采用单零点-单极点补偿，如下：

式中，k_c是环路增益，ω_z是低频零点频率对应的角频率，ω_p是高频极点频率对应的角频率。

当变换器稳定后，电感电流的采样信号k₃i_Lm会与电感电流的参考信号i_ref相等，而输入电流i_in是电感电流i_Lm滤除纹波后的信号，所以输入电流中的谐波含量与输入电压相比，按照可调的比例系数k_h有一定的缩放。这样就可以使Boost变换器的输入电流中包含可控制的谐波补偿电流，实现谐波补偿。当系数k_h＝1时，Boost变换器工作在传统功率因数校正模式下。

结合图8对本发明实现谐波补偿作详细分析。该Boost变换器并联在电网中，向电网注入与谐波源的谐波电流方向相反的补偿电流，电流的大小由可调的谐波缩放比例系数k_h决定。如图8所示，可以将电流型谐波源等效成一个理想谐波电流源i_h和等效电阻Z_h并联的形式。该Boost变换器的电感电流工作在连续模式下，所以不会出现死区时间，输入电流能够完全跟随输入电压，功率因数可为单位1，此时可以将该变换器等效成一个电阻R_c，此时的输入电流为i_in。当该变换器用作谐波补偿时，输入电流i_in中会产生一额外的谐波补偿电流i_c，此时的等效模型如图8所示，电流i_in可分为负载供电电流i_R和谐波补偿电流i_c，即

i_in＝i_R+i_c (3)

假设电网电压v_s中不含有谐波。由于谐波电流源i_h的存在，它会使电网电流i_s中产生谐波分量i_s-h，该谐波分量在流经电网时，会在电网等效阻抗Z_g上产生Z_gi_s-h的谐波压降，使公共耦合点处的电压v_in不在是标准的正弦波，含有一定的谐波，电压v_in如下：

v_in＝v_s-Z_gi_s＝v_s-Z_gi_s-f-Z_gi_s-h (4)

式中i_s-f是电网电流i_s中的基波部分，i_s-h是电网电流i_s中的谐波部分。

如果需要抵消谐波电流的影响，需要变换器产生一个谐波补偿电流i_c，来抵消谐波电流源i_h的影响。根据基尔霍夫定律，只考虑谐波情况，可以求得i_s-h与其它变量的关系如下：

式中v_s-h是电网电压v_s中的谐波部分

由公式(5)可知，当电网电压v_s无畸变时，即v_s-h＝0，需要i_c＝i_a-h，则i_s-h＝0，说明当该变换器补偿的谐波电流等于理想谐波电流源提供的电流时，可以消除该系统中的谐波。本质上，该变换器看作一个受控电流源，根据谐波电流来调整自己的输出电流值。此时的公共耦合点电压v_in如下：

v_in＝v_s-Z_gi_s-f (6)

由于电网电压中电压v_s中不含有谐波成分，即可说明公共耦合点电压v_in只含有基波成分，此变换器可实现谐波补偿功能。

结合图9分析该发明的谐波补偿电流。假设公共点耦合点电压v_in(t)中即包含50Hz的基波分量也包含谐波分量，如下：

式中，v_in-f(t)是公共耦合点电压v_in(t)的基波分量，v_in-h(t)是公共耦合点电压v_in(t)的谐波分量，ω_n是50Hz基波正弦波对应的角频率，V_m1是基波正弦波幅值，V_mi是第i次谐波幅值，θ_i是第i次谐波相对于基波的相角，由于电网中偶次谐波占比很小，主要是奇次谐波，所以i＝1,3,5,…,2n+1。

从图9中可以看出，该变换器工作在开关频率固定的平均电流模式。输入电流i_in与输入电压v_in相比，其谐波含量有一定的变化，所以输入电流中间的下凹部分更深。电感电流i_Lm呈锯齿状，其一个开关周期内的平均值连接成的包络线为输入电流。

负载供电电流i_R(t)中的谐波含量与输入电压v_in(t)相等，并且相位相同，可以认为v_in＝i_R·R_c。已知该变换器负载所消耗功率为P_o，忽略掉变换器的损耗，输入电流中给负载供能部分的功率P_R如下：

式中T_L是50Hz基波正弦波对应的周期，M的表达式如下：

由公式(8)可得i_R表达式如下：

当Boost变换器稳定后，电感电流的采样信号k₃i_Lm会与电感电流的参考信号i_ref相等，而输入电流i_in是电感电流i_Lm滤除纹波后的信号，所以输入电流中的谐波含量与输入电压相比，按照可调的比例系数k_h有一定的缩放。由此可得输入电流i_in的表达式如下：

由公式(11)，Boost变换器向电网输送的谐波补偿电流可求得为：

由于电网中的偶次谐波含量很少，主要为奇次谐波，定义电网公共耦合点的总谐波失真THD如下：

可以求得谐波补偿电流与总谐波波失真的关系如下：

式中，K为一比例常数，单位和导纳一样，为西门子s。将公共耦合点谐波电压v_in-h缩小K倍，可得到谐波补偿电流i_c，K与i_c的幅值呈正相关，K越大，i_c的幅值越大。

根据总谐波失真的定义，可以用其来表示公共耦合点电压的谐波含量。随着公共耦合点电压的谐波含量的增加，总谐波失真也随之增加。从公式(14)中可以看出，谐波补偿电流i_c的形状和公共耦合点谐波电压v_in-h相关。当Boost变换器的输出功率P_o和基波电压V_m1固定不变时，谐波补偿电流i_c的幅值K与谐波缩放比例系数k_h和总谐波失真THD相关，关系曲线如图10所示。从图10可知，虽然随着公共耦合点电压的THD增加，谐波补偿电流会减小，但可以通过程序自行增大k_h，可增大谐波补偿电流。

图4中Boost型数字控制谐波补偿变换器的电路拓扑的参数如表1所示。

表1 Boost型谐波补偿变换器实验参数

图11为出现畸变的电网公共耦合点电压和非线性负载输入电流波形，电压畸变由非线性负载接入引起，此时接入的非线性负载功率为20W。i_h为非线性负载的谐波电流，v_in为电网公共耦合点电压。为解决电网公共耦合点的电压畸变，可以用Boost型数字控制谐波补偿电路提供谐波补偿电流，减少公共耦合点处的总谐波失真。

图12为Boost型数字控制谐波补偿电路的关键波形，v_in为加入三次谐波后的公共耦合点电压。由于该变换器工作在平均电流模式下，控制其电感电流的平均值为所需要的波形。电感电流i_Lm由频率为开关频率的锯齿波组成，其平均值为输入电流i_in。图13为3、5、7、9次谐波的补偿效果，左上为3次，右上为5次，左下为7次，右下为9次。实验图中最上方的波形为公共耦合点电压经整流桥后的采样信号k₂|v_in|，其经过谐波控制信号|v_c|生成模块后，得到中间的波形|v_c|，v_c中的谐波含量相对于采样信号k₂v_in有k_h倍的缩放，而k_h由程序自行设定。当变换器稳定后，输入电流中的谐波含量也会有k_h倍的缩放，产生谐波补偿电流i_c，用于改善公共耦合点的总谐波失真。图14为该变换器作功率因数校正功能时的波形，输入电流跟随输入电压，无法补偿谐波，此时公共耦合点电压v_in的总谐波失真为17.2％，谐波缩放比例系数k_h＝1。图15为该变换器作谐波补偿功能时的波形，输入电流的形状跟随电压信号v_c，其谐波含量也有一定幅度增大，产生谐波补偿电流，此时公共耦合点电压v_in的总谐波失真为12.5％，谐波缩放比例系数k_h＝8。这说明该Boost型数字控制谐波补偿电路具有谐波补偿功能，并且通过设定谐波缩放比例系数k_h，可以在同一拓扑上实现功率因数校正功能和谐波补偿功能。

通过上述分析可知本发明所提出的数字控制谐波补偿电路可实现谐波补偿功能，减少电网耦合点电压的总谐波失真。同时，通过设定谐波缩放比例系数k_h，可以在同一拓扑上实现功率因数校正功能和谐波补偿功能，不需要改变电路结构，节省成本。

Claims (3)

1.一种数字控制谐波补偿电路，其特征在于，包括功率部分和控制部分；功率部分为Boost型电路，包括整流桥D_b、滤波电感L_f、滤波电容C_f、励磁电感L_m、有源开关S₁、二极管D₁和输出滤波电容C_o；控制部分包括采样电路、信号调理电路、A/D模块、控制算法、PWM模块和驱动电路，其中A/D模块、控制算法和PWM模块包含于DSP中；具体为：

整流桥D_b的交流输入端与低压配电网相接，直流输出端与滤波电感L_f和滤波电容C_f组成的LC滤波电路相连；滤波电路的输出与由有源开关S₁、励磁电感L_m、二极管D₁与输出电容C_o构成的Boost电路相连；输出电容C_o与负载相并联；采样电路对公共耦合点电压经整流桥后的电压|v_in|、电感电流i_Lm和输出电压v_o进行采样，信号调理电路将采样得到的信号转化为可供DSP芯片的A/D模块识别的电压信号，DSP芯片集成的A/D模块将电压信号转化成数字信号，也就是公共耦合点电压经整流桥后的电压|v_in|、电感电流i_Lm和输出电压v_o的采样值；通过烧录在DSP芯片内部的控制算法，将采样值作为输入，输出当前时刻的有源开关S₁的占空比，再经PWM模块输出频率固定的有源开关S₁的开关信号；控制信号经驱动电路放大后，控制有源开关S₁的开通和关断；

所述控制算法分为两个部分，分别为谐波控制信号|v_c|生成模块和变换器控制模块。

2.根据权利要求1所述的一种数字控制谐波补偿电路，其特征在于，所述谐波控制信号|v_c|生成模块由过零检测、基于广义二阶积分器的单相锁相环、BP神经网络和运算部分组成，具体为：

通过对公共耦合点电压经整流桥后的电压|v_in|进行采样，得到其采样信号k₂|v_in|，其中k₂为采样比例系数；采样电压k₂|v_in|经过过零检测环节后，去掉其绝对值，得到经比例k₂缩小后的输入电压采样信号k₂v_in；单相锁相环对电压k₂v_in进行锁相，得到其相位信号sinθ；BP神经网络将电压k₂v_in作为输入，输出电压k₂v_in的幅值信号V_m；将两者相乘得到经比例k₂缩小后的电压v_in中频率为50Hz的基波信号k₂v_f，其中电压v_f为输入电压v_in中所含的基波；随后，用电压k₂v_in减去电压k₂v_f，得到经比例k₂缩小后的电压k₂v_h，其中电压v_h为输入电压v_in中所含的谐波；将电压k₂v_in乘以可调的谐波缩放比例系数k_h，随后与电压k₂v_in相加，得到输入电压采样中各次谐波含量变化后的电压v_c，其中k_h由程序自行设定；最后，对电压v_c取绝对值，得到电压信号|v_c|，根据生成的电压v_c中的各次谐波含量，控制输入电流i_in中的各次谐波含量。

3.根据权利要求1所述的一种数字控制谐波补偿电路，其特征在于，所述谐波控制信号|v_c|生成模块和变换器控制模块相配合实现谐波补偿功能，具体为：

谐波控制信号|v_c|生成模块将整流桥输出直流电压的采样信号k₂|v_in|作为输入，输出一个基波幅值与输入电压采样信号k₂v_in相等，但各次谐波含量更大的电压信号v_c，v_c和k₂v_in的相位相同；电压信号v_c取绝对值得|v_c|，与电压补偿器输出信号v_e相乘后得到的信号i_ref作为电感电流的参考信号；当变换器稳定后，电压v_e是一个直流量，因此电感电流的参考信号i_ref与采样信号k₂|v_in|相比，各次谐波含量按照比例系数k_h有一定的缩放，并且当变换器稳定后，电感电流的采样信号k₃i_Lm会与电感电流的参考信号i_ref相等，而输入电流是电感电流滤除纹波后的信号，也就是电感电流在一个开关周期内的平均值，所以输入电流中的谐波含量与输入电压相比，按照可调比例系数k_h有一定的缩放；这样就使Boost型数字控制谐波补偿电路的输入电流中包含可控制的谐波补偿电流，实现谐波补偿；当系数k_h＝1时，Boost变换器工作在传统功率因数校正模式下，系数k_h由程序自行设定，可由外部按键自行更改。

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