CN114424082A - 低功率接收器及相关电路 - Google Patents

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CN114424082A CN202080045692.5A CN202080045692A CN114424082A CN 114424082 A CN114424082 A CN 114424082A CN 202080045692 A CN202080045692 A CN 202080045692A CN 114424082 A CN114424082 A CN 114424082A
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B·H·卡尔霍恩
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Abstract

本发明描述低功率射频(RF)接收器及相关电路。

Description

低功率接收器及相关电路
政府利益声明
本申请案中描述的发明是在政府支持下根据由DARPA授予的批准号HR0011-15-C-0139进行。政府对这些发明享有一定权利。
以引用方式并入
同时申请的PCT请求或申请案数据表中识别的本申请案主张其利益或优先权的每一申请案以其全部内容引用方式且出于所有目的并入本文中。
背景技术
射频(RF)唤醒接收器用于在各种应用中触发相关联电路及装置的操作。举例来说，此类应用包含其中传感器节点通常断电或处于低功率状态以节省功率的无线传感器网络。此类电路及装置响应于由唤醒接收器检测到RF唤醒信号或代码而通电。因为唤醒接收器的至少一部分必须始终或频繁开启以“侦听”唤醒信号，所以接收器消耗非常少电力同时具有用于检测唤醒信号的适当灵敏度水平是非常重要的。这对嵌入远程或不可达区域中且其唤醒信号的功率水平要非常低的传感器网络来说尤其如此。近零功率唤醒接收器可显著增加此类应用中传感器节点的操作寿命。
发明内容
根据特定类别的实施方案，一种射频(RF)接收器包含经配置以放大RF信号的RF增益级。所述RF信号以位持续时间为特征。包络检测器在所述RF增益级之后。基带电路系统在所述包络检测器之后。所述基带电路系统经配置以检测与所述RF信号一起传输的调制信号。启用电路系统经配置以使所述RF增益级能够使用采样持续时间对所述RF信号进行采样。所述采样持续时间可配置为降至小于所述位持续时间的10％。
根据此类别的特定实施方案，所述RF增益级包含再生环形放大器。所述再生环形放大器采用不包含电感组件的反馈。根据更特定实施方案，所述反馈包含经配置以在不稳定点附近维持所述再生环形放大器的操作的可调谐电容器。根据更特定实施方案，所述可调谐电容器在所述RF接收器的操作期间固定。根据替代特定实施方案，所述可调谐电容器在所述RF接收器的操作期间动态可调谐。根据更特定实施方案，所述可调谐电容器在所述采样持续时间期间动态可调谐。
根据此类别的另一特定实施方案，辅助接收器电路系统经配置以接收所述RF信号且响应于检测到RF干扰而调整所述RF接收器的一或多个参数。根据更特定实施方案，所述辅助接收器电路系统包含第二RF增益级及在所述第二RF增益级之前的第二包络检测器。
根据此类别的另一特定实施方案，所述RF接收器包含在所述RF增益级之后且在所述包络检测器之前的高Q滤波器。根据更特定实施方案，所述高Q滤波器包含微机电组件。根据另一更特定实施方案，所述RF增益级、所述包络检测器及所述启用电路系统在一或多个集成电路中实施，且所述高Q滤波器用与所述一或多个集成电路分离的一或多个离散组件实施。
根据此类别的另一特定实施方案，所述启用电路系统还经配置以在启用所述RF增益级之前启用所述基带电路系统。根据更特定实施方案，所述启用电路系统经配置以在不同时间启用所述基带电路系统的不同部分。
根据此类别的另一特定实施方案，所述RF接收器包含在所述RF增益级之前的高Q滤波器。
根据此类别的另一特定实施方案，所述RF接收器包含在所述RF增益级之前的阻抗匹配网络。
根据此类别的另一特定实施方案，所述启用电路系统经配置以使所述RF增益级能够在所述位持续时间期间对所述RF信号进行多次采样。
根据此类别的另一特定实施方案，所述采样持续时间可配置为降至小于所述位持续时间的1％。
根据此类别的另一特定实施方案，所述包络检测器是三极管模式包络检测器。根据更特定实施方案，所述三极管模式包络检测器包含多个N型晶体管及多个P型晶体管。所述N型晶体管及P型晶体管经配置于多个级中。每一级包含在对应源极端子处彼此连接且在对应漏极端子处电容性耦合到接地的N型晶体管及P型晶体管。每一级中的所述N型晶体管包含经配置以接收第一偏置电压的栅极端子。每一级中的所述P型晶体管包含经配置以接收第二偏置电压的栅极端子。每一级的所述连接源极端子经配置以接收射频(RF)输入信号。所述第一偏置电压控制所述N型晶体管中的每一者的沟道阻抗，且所述第二偏置电压控制所述P型晶体管中的每一者的沟道阻抗。
根据此类别的另一特定实施方案，所述RF接收器包含控制电路系统，其经配置以控制所述基带电路系统的一或多个增益组件的增益且控制与所述基带电路系统的一或多个检测组件相关联的动态范围。根据更特定实施方案，所述基带电路系统的所述一或多个检测组件包含经配置以检测与所述RF信号一起传输的位的第一比较器，且其中所述控制电路系统经配置以通过调整与所述第一比较器相关联的比较器阈值来控制所述动态范围。根据更特定实施方案，所述基带电路系统的所述一或多个检测组件包含第二比较器及第三比较器。所述第二及第三比较器经配置以产生表示所述包络检测器相对于所述动态范围的放大信号电平的范围信号。所述控制电路系统经配置以基于所述范围信号来控制所述动态范围。根据另一更特定实施方案，所述基带电路系统的所述一或多个检测组件包含经配置以检测与所述RF信号一起传输的位的模/数转换器(ADC)。
根据此类别的另一特定实施方案，与所述RF信号一起传输的所述调制信号由位序列表示。每一位使用第一频率处的第一音调及第二频率处的第二音调表示。所述基带电路系统包含经配置以抑制干扰信号的带通滤波器。
根据此类别的另一特定实施方案，与所述RF信号一起传输的所述调制信号由位序列表示。每一位使用参考频率处的参考音调及第一频率处的第一音调或第二频率处的第二音调表示。所述第一及第二音调结合所述参考音调交替用于表示连续位。所述基带电路系统包含经配置以抑制干扰信号的带通滤波器。根据更特定实施方案，所述基带电路系统经配置以在没有本地振荡器的情况下检测所述位序列。
根据另一类别的实施方案，一种包络检测器包含多个N型晶体管及多个P型晶体管。所述N型晶体管及P型晶体管经配置于多个级中。每一级包含在对应源极端子处彼此连接且在对应漏极端子处电容性耦合到接地的N型晶体管及P型晶体管。每一级中的所述N型晶体管包含经配置以接收第一偏置电压的栅极端子。每一级中的所述P型晶体管包含经配置以接收第二偏置电压的栅极端子。每一级的所述连接源极端子经配置以接收射频(RF)输入信号。所述第一偏置电压控制所述N型晶体管中的每一者的沟道阻抗，且所述第二偏置电压控制所述P型晶体管中的每一者的沟道阻抗。
根据此类别的特定实施方案，所述第一及第二偏置电压在所述包络检测器的操作期间固定。
根据此类别的另一特定实施方案，所述第一及第二偏置电压在所述包络检测器的操作期间动态可控。根据更特定实施方案，所述第一及第二偏置电压响应于温度、RF干扰、匹配网络阻抗或天线阻抗中的一或多者而动态可控。根据更特定实施方案，所述第一及第二偏置电压可使用存储于与所述包络检测器相关联的存储器中的查找表来动态控制。
可通过参考说明书的其余部分及图式来实现进一步理解各种实施方案的性质及优点。
附图说明
图1是根据特定类别的实施方案设计的接收器的简化示意图。
图2是说明根据特定实施方案的接收器的各种部分的交错开启的时序图。
图3是根据特定实施方案的接收器的RF前端的简化图。
图4是根据特定实施方案的接收器的基带电路系统的简化图。
图5是说明根据特定实施方案的接收器在存在干扰的情况下操作的时序图。
图6是说明特定实施方案的性能特性的表。
图7是说明特定实施方案的性能特性的图表。
图8是说明特定实施方案的性能特性的图表。
图9(a)及(b)是说明包络检测器的实施方案的简化示意图。
图10是其中额外接收器与主接收器并联配置的简化框图。
图11A、11B及11C说明可与各种实施方案一起采用的不同编码调制技术。
具体实施方式
现将详细参考特定实施方案。附图中说明这些实施方案的实例。应注意，描述这些实例是出于说明目的而非希望限制本公开的范围。确切来说，所描述实施方案的替代、修改及等效物包含于由所附权利要求书定义的本公开的范围内。另外，可提供特定细节来促进所描述实施方案的透彻理解。本公开的范围内的一些实施方案可在没有这些细节中的部分或全部的情况下实践。此外，为清楚起见，可能未详细描述众所周知的特征。
根据本文描述的各种实施方案，描述超低功率接收器，其中的至少部分体现本身新颖及/或可在其它背景下使用的技术、方法、电路及组件。一种类别的实施方案包含唤醒接收器，其表示相较于常规唤醒接收器的显著改进。然而，由本公开实现的接收器可在其它背景下采用，其包含例如作为数据接收器或作为低功率模式下非唤醒消息的接收器。还应注意，由本公开实现的实施方案可用于各种应用中，其包含(但不限于)国防应用(例如周界监测、持续传感)、工业应用(例如电机监测、设备监测)、农业应用(例如作物监测、牲畜监测)、健康应用(例如无线患者监测)等。因此，本文涉及的特定应用不应用于限制本公开或权利要求书的范围。
图1是根据特定类别的实施方案实施的接收器100的高级示意图。包含于使用65nmCMOS工艺制造的集成电路中的电路系统包含于虚线102内。外部离散组件展示于虚线外。如将论述，可交错启用接收器的不同部分的操作，使得每一者仅在需要时开启。
RF输入处的阻抗匹配网络包含可调谐电容器104及电感器106以将所接收RF输入信号从RF应用中的典型50欧姆源阻抗转变到更高阻抗环境。转变到更高阻抗环境希望确保芯片上电路系统的足够高电压。在所描绘实例中，输入RF信号的功率电平是-106dBm，且阻抗匹配网络实现428MHz下的20dB无源增益。如将了解，这些仅是用于说明所描绘的特定实施方案的操作的数值实例。
RF放大器108是使用RF EN信号被开启及关闭。如将论述，执行RF放大器108的工作循环的能力对接收器100的超低功率性质来说非常重要。根据各种实施方案，RF放大器108的工作循环处于位级，其意味着对于RF信号(例如唤醒信号)的每个传输位，RF放大器在位内循环开启及关闭多次，有点类似于采样A/D转换器。根据一些实施方案，由此工作循环占据的位持续时间的百分比可从0.01％调谐到100％。这与采用外差架构的先前接收器设计形成对比，在外差架构中，锁相环电路的启动时间严重约束最小可实现工作循环且因此约束最小可实现功率。
为了维持非常低功率，RF增益级(包含RF放大器108)可在大部分时间保持关闭。时序块110分别使用RF EN及BB EN启用信号来提供RF电路系统及基带电路系统的启用信号的独立控制。此允许交错激活接收器100的这些不同部分，使得每一者仅在需要时开启。此可参考图2的说明来理解。
图中的上迹线表示到接收器100的RF输入信号，其沿时间线描绘且以在其期间由远程传输器(未展示)传输位的TX开启周期及在其期间远程传输器不传输的TX关闭周期为特征。在所描绘实例中，通过接收器100的不同功耗周期在下迹线中由沿相同时间线的不同块表示。块202表示其中仅由接收器100(例如数字后端)的始终开启的非常低功率部分(例如运行时序块110的快速时钟、时序块110本身、相关器112(其包含存储数据)等)消耗功率的周期。块204表示其中由BB EN信号启用的始终开启组件及基带电路系统消耗功率的周期。基带电路系统在开启时需要时间来稳定，但消耗比RF电路系统更少的功率，因此可开启更长时间，从而有时间稳定。块206表示接收器100的所有不同部分(包含RF电路系统及RF放大器108)消耗功率的周期。如图中说明，块206对应于RF输入的TX开启周期的相对较小(且可调谐)部分。此方法允许相当灵活地使接收器的快速启动RF组件工作循环。
应注意，图2是仅用于说明目的的简化表示且未按比例展示。举例来说，如上文提及，RF电路系统的总开启时间可小至RF输入信号的位持续时间的0.01％且因此将表示比所描绘小得多的TX开启持续时间的一部分。事实上，开启时间甚至可低于0.01％，但超过此点增益可能减小。在另一实例中，在所描绘位持续时间内可存在块204及206的多次重复。在另一实例中，在每一块206内可存在RF电路系统的多次开启/关闭循环。每位持续时间对RF信号进行多次采样可具有一或多个优点。举例来说，如果所接收位在采样时发生转变，那么此可导致漏检。每位多次采样意味着至少一个样本将避免位转变。另外，如果漏检概率是X，那么两次采样将使概率降低到X2到一级(例如，概率从0.01降低到0.0001)。另一方面，每位多次采样将增加功耗，因此需要针对每一特定应用实现适当平衡。
在另一实例中，以交错方式向接收器组件提供电力可能更复杂，因为接收器的额外部分自身具有专用启动时间及在其期间供应电力的周期。举例来说，可在启用基带及/或IF电路系统之后但在TX开启周期之前向至少一些RF电路系统提供偏置。另外，可针对采用下文描述的ADC的实施方案向模/数转换器(ADC)提供专用启用及开启时间周期。更一般来说，本公开使接收器的各种块的主动每块优化工作循环能够相对于采用RF及基带路径的单个启动的实施方案实现非常短RF采样时间及/或较低平均功率。因此，本公开及权利要求书的范围不应因参考前述实例而受到限制。
再次参考图1，使用非常陡MEMS滤波器114(例如，Q>1600)进行芯片外噪声滤波。此导致包络检测器116的输出中的噪声功率显著降低。应注意，可使用具有类似特性的各种有源或无源高Q滤波器中的任一者。
包络检测器116将RF输入信号转换为基带以还将单端RF信号转换为伪差分基带信号。使用术语“伪”是因为基带信号不一定是经典意义上的“差分”。然而，信号在相反方向上移动，因此利用两者之间的差异允许检测的较高准确性。在基带处，可从功率角度更高效获得增益，因此包络检测器116之后是在基带(118)中操作的各种增益级，以及一些额外滤波以去除带外噪声及干扰(119)。比较器120数字化所得基带信号。自动增益及偏移控制(AGOC)块122设置比较器120的基带电路系统增益及阈值电压用于最优检测且无需外部校准信号。下文提供有关合适AGOC块的特定实施方案的操作的额外细节。
在所描绘实施方案中，链中的最后块是相关器112，其以误差容限实施以最小化代码误检且支持大量可寻址节点。误差容限允许将判决阈值置于信号的噪声内以降低最小可检测信号，但还潜在地导致逐位误报。通过使用具有误差容限的相关性，可在不遗漏代码或误检代码的情况下抑制误报。根据一个此实施方案，RF输入信号中的代码是多位代码，且相关器112是接收比较器输出且确定比较器输出处的位序列与预期代码的接近程度的15位相关器。另一实施方案采用31位相关器。如果所接收位序列与代码足够接近，那么相关器112产生对应命令。如上文提及，命令可为传输到接收器100是其一部分的传感器节点的电路系统的唤醒命令。
图3说明适合与由本公开启用的各种实施方案(例如接收器100)一起使用的RF前端电路系统的实例。RF前端(图3)通过共同设计电阻性反馈电流复用共源极低噪声放大器与高Q芯片外阻抗/噪声匹配网络及使用无电感再生环形放大器的有效增益来实现低噪声系数(例如约5dB)。
两个低噪声放大器(LNA)级302是标准拓扑的良好实施方案且对以低噪声获得初始增益位来说非常重要。在LNA级302之后，使用再生环形放大器304实现大量增益(例如28到38dB)。根据特定实施方案，由于实施再生环形放大器中的反馈的方式，此增益仅以约7.5微瓦功率实现。根据所描绘实施方案，使用可调谐电容器306调谐此反馈以使环形放大器304保持濒于不稳定，即，处于或接近在放大器不会变得不稳定的情况下针对给定DC功率输入可实现最高增益的点。可调谐电容器306经数字可编程输入设置以将放大器304推到尽可能靠近不稳定边缘，从而在不稳定的第一符号时后退。根据更特定实施方案，此值可在接收器部署且留在那里时设置，或可在接收器的操作(例如每一RF启用周期)期间动态设置。
从功率角度看，再生环形放大器304的一个优点是其不包含原本会大幅提高功耗的电感器。相比之下，前几代“低功率”再生放大器是基于依赖电感器与电容器的组合来提供再生增益的LC振荡器。此类设计的无源LC元件的低固有Q因数需要比所描绘设计更高很多的功耗。我们的反馈电容器允许我们调谐环形放大器且设置再生，且没有与使用电感器相关联的功率缺点。且应注意反馈电容器的可调谐性对设计不是非常重要的事实。即，可考虑其中使用固定电容器在稳定操作边缘处或附近配置环形放大器的实施方案。还应注意，可考虑采用可调谐或固定电阻器与固定电容器的组合来实现此操作点的实施方案。
再次参考图3，输出缓冲器308驱动芯片外MEMS滤波器310。且虽然通常可用缓冲器驱动滤波器，但应了解，在接收器链中的此点处使用滤波器并不常见。通常，滤波器放置在RF输入处以阻止带外干扰且因此导致输出级处的非常宽噪声带宽，这会严重限制接收器的灵敏度，尤其对于非常低功率应用(例如微瓦及以下)。相比之下，如图3中描绘那样在宽带及非常嘈杂增益级之后放置非常高Q滤波器导致比其它经调谐RF架构明显更好的灵敏度。举例来说，所描绘实施方案导致输出处的噪声带宽降低，其性能比其它接收器设计更好约20dB。根据特定实施方案，滤波器是高阻抗(例如5kΩ)氮化铝MEMS滤波器，其将RF输出噪声等效带宽降低到<1MHz，从而通过减轻噪声自平方效应来降低检测器输出噪声。应注意，可考虑其中在RF放大级之前及之后放置滤波的实施方案。
经滤波信号从MEMS滤波器310返回到芯片上包络检测器312。根据特定实施方案且如图3中展示，包络检测器312是相较于常规包络检测器改进可调谐性及速度且不造成基带处的闪烁噪声的三极管模式检测器。此将区别于其中晶体管经二极管连接(即，装置的漏极连接到其栅极以使每一晶体管更像二极管)的常规迪克森(Dickson)包络检测器。相比之下，在包络检测器312中，晶体管经配置用于亚阈值操作且仅在漏极连接到接地且栅极被独立驱动的情况下驱动于源极处。如将了解，应注意，此仅源极注入表示相较于其它经修改迪克森式检测器的显著优点。
亚阈值操作可描述为在弱反转模式下操作一或多个场效应晶体管(FET)，其中一或多个FET的栅极到源极电压在阈值电压(Vt)处或以下建立。此导致对依据栅极到源极电压而变化的漏极到源极电流的主要指数相依性。
我们发现，针对亚阈值操作配置的晶体管不需要常规栅极到漏极连接，因为整流及RF检测不需要常规二极管连接。此允许使用栅极设置其对应晶体管的偏置点，因此为每一晶体管提供沟道电导的可调谐性。此允许在包络检测器的输入电压与输出噪声之间进行设计权衡。此灵活性允许包络检测器的设计匹配MEMS滤波器以及改进包络检测器的输出处的信噪比。下文提供关于适于与由本公开启用的实施方案一起使用的三极管模式包络检测器的特定实施方案的额外细节。应注意，尽管由本公开启用的三极管模式包络检测器表示的性能优越，但可考虑其中使用常规包络检测器(例如二极管连接的迪克森包络检测器)来实施低功率RF接收器的实施方案。
图4说明适于与由本公开启用的各种实施方案(例如接收器100)一起使用的基带电路系统的实例。在所描绘实例中，基带电路系统接收包络检测器(例如检测器116或312)的输出，包络检测器已将从RF频带接收的信号转换为频率更低多个数量级的基带信号。在基带中，可针对纳瓦功率实现合适增益。包络检测器的输出由可编程增益放大器(PGA)链402接收，其中可启用或停用各种增益级以实现从0dB到45dB的增益。此增益范围允许比较器库404A到404C处的足够且一致信号电平，尽管在输入处变化相当大。如将描述，PGA链402的增益由自动增益及偏移(AGOC)块406控制。
根据特定实施方案，PGA链402中的每一单元403是CMOS电路，其以通过利用亚阈值饱和模式电路的指数性质来实现的非常低功率电平下的高度线性、可变基带增益为特征。主放大器在单元403的左手侧且类似电路在右手侧。因为电路在亚阈值模式下操作，所以增益仅与两个分支的偏置电流成比例，即，AV＝ID,1/ID,2。即，在正常操作期间，晶体管中的电流随栅极电压二次方增大。相比之下，在亚阈值操作期间，关系是指数的。指数改变电流与二极管负载的对数改变阻抗相互作用以产生线性电压，因此导致高度线性且严格控制增益。
如本文论述，不是针对整个数据字或分组开启接收器电路系统，而是可在每一位内多次开启及关闭此电路系统。因此，在此类实施方案中减少启动时间非常重要，因为启动时间是在其期间尚未接收数据的时间。因此，根据特定实施方案，图4的单位PGA单元中的启动块407使与其连接的晶体管栅极暂时接地，从而快速对栅极充电。即，在正常操作下，启动407表示实际上开路。由于性能原因，晶体管的偏置电阻器非常大，但由于电路的寄生电容，其呈现出非常大RC常数，此需要很长时间充电。通过将这些节点短接到接地，偏置电阻器暂时从电路取出以使RC常数接近于零。这将启动时间减少到约100微秒，而非原本的几十毫秒。
Gm-C带通滤波器408抑制由基带电路系统产生的噪声。Gm是接收电压输入且产生流过电容C的电流输出的跨导，其组合(Gm及C)设置滤波器的频带。Gm-C滤波器408依赖有源组件来合成电感以便用电容器构造有源滤波器。如所说明，频带可用一或多个可调整电容器调谐。根据特定实施方案，滤波器408是在IF信号由比较器404A以6位二进制加权可编程阈值数字化之前处理IF信号的二阶带通滤波器(可调谐1到10kHz带宽)。然而，应注意，可使用其它芯片上滤波器技术(例如双二次滤波器)。且如将论述，PGA链402及比较器404A由自动增益及偏移控制块数字控制以确定适当检测阈值电压。
来自滤波器408的经滤波信号由比较器404A到C接收，在此实例中，比较器404A到C包含三个比较器：一个(404A)用于检测传入代码位，且两个(404B及404C)用于确定是否需要调整数据检测阈值。举例来说，如果比较器404A存在阈值范围(例如，0到1的归一化范围)，那么可在所述范围内的任何位置设置阈值。然而，可能出现其中期望阈值在所述范围外的情形(例如，存在干扰信号)。在此类情形下，比较器404B及404C设置输入到AGOC块406的“边界旗标”。此支持其中PGA链402的增益(经由粗略控制块410)及/或比较器404A的检测阈值(经由精细控制块412)需要改变的情况的快速检测，从而帮助AGOC块快速收敛到新电平。举例来说，如果附近存在大干扰源，那么边界旗标比较器将检测所述条件，其中AGOC块降低基带增益且对应地调整检测阈值，使得比较器可继续处置传入信号电平。如将理解，此可导致一些灵敏度损失，但接收器保持功能正常。如将论述，此检测功能也可用模/数转换器来完成。
图5说明根据特定实施方案的AGOC块的操作的实例。上图表表示相对于比较器检测阈值504的RF输入信号502。下图表展示比较器输出。从时间t＝0开始，AGOC块通过递增阈值(例如，经由精细控制块412)来使比较器阈值504与输入信号502的信号电平一致，直到其在t＝3处等于或高于RF信号电平。在t＝4处，比较器输出被辨识(例如，通过相关器)为所接收代码(基于-100dBm处的所接收位506)。
在t＝5处，遇到在-78dBm处振幅比先前所接收的-100dBm代码更大22dB的干扰源。响应于此(如由边界旗标指示)，AGOC块调整PGA增益块的增益及比较器阈值两者，使得比较器阈值在t＝7处等于或高于RF信号电平。因此，当接收后续代码时，即使存在干扰信号，但代码的位508(也在-100dBm处)穿过比较器阈值，从而导致在t＝9处辨识所接收代码。
图4的比较器404A接收模拟输入且产生1或0，且AGOC 406基于先前已进行的比较来调整阈值及增益。根据替代实施方案，代替比较器(其仅提供1位信息)，逐次逼近寄存器(SAR)模/数转换器(ADC)可用于产生数字代码输出。使用此方法，SAR ADC的输出可表示输入超过阈值的程度。此继而允许自动校准明显更快收敛。判决在输出处仍为位判决，但有关输入与阈值的接近程度的信息用于校准。实现此所需的采样及处理可在传入信号未被采样的相对大量时间期间完成。
根据一些实施方案，前端判决电压的快速收敛通过基于ADC的监测电路实现以在信号电平离开ADC全范围时调整增益。根据特定实施方案，6位差分SAR ADC在RF采样周期期间量化基带输出信号。比较ADC结果与目标阈值以产生位判决。AGOC算法动态调整基带及IF增益以使阈值电平保持在ADC的范围的子集内。判决阈值在具有少量误报的周期期间缓慢调谐。相比之下，在高干扰条件下，判决阈值可基于监测6位ADC代码来快速调整且基于ADC值来直接跳到新阈值。如将了解，基于1位ADC值(例如比较器输出)进行类似转变通常将花费更长时间。
就图4来说，存在三个比较器；一个的阈值一路上升，一个的阈值一路下降，且一者的阈值被调谐。此允许确定输入电压是否在比较器阈值的范围外，借此设置边界旗标且导致可编程增益放大器的增益增大或减小。还可考虑其中不是一直等到比较器的阈值递增到其最大值，而是可检查最大值及最小值的实施方案。即，三个比较器中的一者用于实际确定1或0。第二者用于设置到最大阈值，即，如果此比较器跳闸，那么增益过高。第三者用于设置到最小阈值，即，如果此比较器未跳闸，那么增益过低。可针对SAR ADC实施方案采取类似方法，且可推广到任何电平检测用例。
由比较器检测到的位序列作为输入提供到相关器(例如图1的相关器112)。根据特定实施方案，相关器是确定所接收的位序列与预期代码的接近程度的15位相关器。根据另一实施方案，相关器是具有5个位的可编程误差容限的31位相关器。实际上，相关器将所接收序列放入到移位寄存器中且比较所接收序列逐位与预期代码。相关器将所有误差相加且如果误差小于某一阈值，那么其产生信号到相关联电路系统的可寻址节点。否则，相关联电路系统保持处于其休眠或低功率模式。
可参考图6到8理解由本公开启用的接收器的特定实施方案的至少一些优点。这些图中描绘的性能涉及包含以标准65nm LP工艺制造且针对428.3MHz的RF载波频率设计的CMOS芯片的接收器。以不同功率水平及不同延时为特征的操作模式的三个实例说明DC功率、延时及灵敏度之间的可实现权衡。这些模式被标记为低功率高灵敏度(LPHS)、低延时高灵敏度(LLHS)及低功率低延时(LPLL)。在此背景下，延时表示接收所有代码位所需的时间。
如图6中展示，在LPHS模式下，接收器实现-106dBm的灵敏度及10-3漏检概率、32.7nW DC功率(来自0.75V VDD)及5秒延时，其中代码误检率低于1/hr。LPLL(240ms)模式通过数字增大BB滤波器带宽且降低RF启用信号的作用时间来激活。灵敏度、延时及DC功耗的广泛可扩展性由图6的表及图7的接收器操作特性曲线展现。总的来说，展现DC功率的约9倍、延时的约20倍及灵敏度的约3dB的可调谐范围。这些性能数据表明，一种接收器设计可满足广泛范围的设计要求，其中由本公开启用的实施方案适于例如唤醒接收器或数据接收器的操作。图6中描绘的载波干扰比(CIR)是在3MHz偏移下-16dB的恒定包络干扰及10-2的漏检概率下测量。
图8说明三种工作模式中的每一者相对于其它亚毫瓦接收器的性能。[1]是指由J.穆迪(J.Moody)在2018年国际固态电路会议(ISSCC)上报告的工作。[2]是指由M.R.阿卜杜勒哈米德(M.R.Abdelhamid)在2018年定制集成电路会议(CICC)上报告的工作。[3]是指由N.E.罗伯茨(N.E.Roberts)在2015年射频集成电路(RFIC)研讨会上报告的工作。ISSCC'08、ISSCC'11、ISSCC'15、ISSCC'16、ISSCC'17及ISSCC'18是指在相应年份的所述会议上报告的工作。VLSI'14是指在2014年VLSI技术及电路研讨会上报告的工作。RFIC'17是指在2017年的所述研讨会上报告的工作。图8说明的是：由本公开启用的接收器可实现比以-100dBm灵敏度为特征的任何先前设计更低10,000倍的功率。且针对类似功率电平处的先前设计，此接收器可实现26dB更好灵敏度。除所述性能基准之外，还实现240ms的延时，其中可实际实现200ms以下的延时。
图6到8说明由本公开启用的位级工作循环接收器的至少一些实施方案以跨不同灵敏度水平、延时及功耗的广泛三维可调谐范围为特征。
如上文提及，由本公开启用的低功率RF接收器可使用三极管模式包络检测器实施。图9(a)(单端实施方案)及图9(b)(伪差分实施方案)的示意图中展示三极管模式包络检测器的两种实施方案。所描绘实施方案可在多个方面区别于迪克森型检测器。举例来说，在所描绘实施方案中，NMOS及PMOS晶体管在链中交替以将源极连接到源极及将漏极连接到漏极，且RF输入电容性耦合到链中相邻晶体管的源极，即，RF输入仅驱动源极。漏极通过电容器连接到接地。相比之下，迪克森型检测器通常使用一种类型的晶体管(例如NMOS)，将栅极短接到漏极，在链中连接这些中的若干者，且接着用RF输入驱动相邻晶体管的栅极/漏极及源极。如本文描述那样仅驱动源极显著降低呈现给RF输入的寄生电容，因为栅极及漏极节点也未被驱动。
且因为晶体管的栅极上不存在RF输入(即，因为其没有短接到对应漏极或用输入信号驱动)，所以可在栅极上提供独立偏置电压，例如，一个用于NMOS装置且一个用于PMOS装置，如图9(a)及9(b)中展示。偏置晶体管栅极(其包含将晶体管栅极连接到接地)需要很少(如果有的话)功率且允许控制晶体管的沟道阻抗。此继而允许权衡在RF输入处看到的输入阻抗与可实现电压整流及/或信噪比的程度。如果沟道阻抗较大，那么有助于输入阻抗，但代价是使包络检测器更嘈杂。如果沟道阻抗较小，那么较难获得输入阻抗匹配(及相关联输入电压提升)，但改进噪声性能。换句话说，与迪克森型检测器不同，由本公开启用的三极管模式包络检测器可以此方式调谐以适合于其中部署三极管模式包络检测器的特定应用。
控制包络检测器的晶体管的沟道阻抗的能力提供相对于先前检测器设计的相当大设计灵活性。举例来说，用于制造集成电路的特定半导体工艺技术以特定阈值电压为特征。这些导致非常特定的晶体管沟道电阻以对给定设计可使用的工艺及/或给定工艺可实施的内容施加设计约束。相比之下，控制晶体管沟道阻抗的能力允许在设计期间且甚至在设计之后优化这些阻抗以适合于特定工艺及/或应用。此优化可为一次性调整(例如，在设计及制造期间)。替代地或另外，可基于例如外部环境因素(例如温度(例如，通过使用简单查找表来设置偏置)、干扰(例如使阻抗降低，因此你不使ED饱和)、阻抗匹配网络的改变(例如，由于天线阻抗的改变))来动态调整阻抗。阻抗也可基于内部因素(例如包络检测器电路系统的自加热)来动态调整。
天线阻抗的改变对其中包络检测器在RF放大级之前的接收器设计来说可能特别重要。即，除本文论述的接收器设计(其中包络检测器在RF放大级之后)之外，还可考虑其中三极管模式包络检测器在RF放大之前的接收器的实施方案。鉴于在此类设计中呈现给包络检测器的输入的天线阻抗可显著改变，可利用调谐检测器的沟道阻抗的能力来减轻此影响。
控制沟道阻抗的能力还可导致具有比常规迪克森型检测器更高的灵敏度的包络检测器。即，已知在沟道阻抗与检测器级数的比率等于源阻抗时实现包络检测器的最优灵敏度，其暗示检测器的沟道阻抗的精细控制有益于检测器性能。但现代制造工艺以其为特征的先前设计的固定沟道阻抗及沟道阻抗范围表示对实现此检测器性能的严格约束。相比之下，在由本公开启用的三极管模式包络检测器中利用栅极偏置允许沟道阻抗的可调谐性且借此在此方面优化检测器性能。
在一些实施方案中，在接收器中利用芯片外电抗匹配来向RF前端提供更高电压提升，从而允许经改进接收器噪声系数。此可采取例如集总LC匹配、分布式元件匹配、MEMS匹配(例如，使用MEMS变压器)或天线匹配的形式。可使用各种不同匹配网络。举例来说，图3中展示的实施方案使用集总LC匹配网络及可调谐电容器。
除其在低功率接收器中使用之外，由本公开启用的三极管模式包络检测器可适于各种其它应用，其包含例如RF能量收集、频谱使用检测及用于时变传感器信号的传感器前端。因此，本公开关于三极管模式包络检测器的范围不应受限于参考本文描述的特定实施方案及应用。
根据图10中说明的特定实施方案，如本文描述那样实施的工作循环接收器1002可具有并联的单独接收器1004。接收器1004可为具有包络检测器第一拓扑的极低功率接收器(例如，5到10纳瓦)，且经配置以在存在强干扰的情况下监测干扰且调整接收器1002的参数。鉴于接收器1002的包络检测器在RF增益级之后，此方法解决关于压倒接收器1002的RF前端的问题。即，ED第一接收器可以灵敏度为代价，具有输入信号的更宽动态范围。相比之下，由本公开启用的设计以灵敏度方面的优越性能为特征，但潜在地易受强干扰。使用图10中说明的方法，如果检测到强干扰，那么接收器1004可检测到此且向接收器1002发送消息以降低其RF放大器上的增益，使得其不饱和。
根据一些实施方案，可使用多音调调制技术来改进接收器的干扰抑制。即，虽然已考虑采用单音启闭键控(OOK)调制的实施方案(例如，见图11A)，但可考虑其中使用不同频率处的多个音调将代码传输到接收器的其它实施方案。在图11B中说明的一个实例中，使用在频率上彼此稍有间隔的两个OOK音调信号将代码传输到接收器。当两个音调由接收器的包络检测器降频转换时，其不是降频转换为DC音调，而是降频转换为两个音调之间的频率差。此允许基带处的明显更好滤波，即，通过发送允许带通滤波器抑制干扰及互调制信号的F1及F2。
在另一实例中，使用三音调调制且在没有本地参考的情况下接收所传输音调。如图11C中展示，传输参考及接着以不同频率偏移传输一组音调以模仿接收器中没有本地振荡器的频移键控(FSK)传输。此方法可用于提高数据速率及改进干扰稳健性。此方法不是检测两个音调是开启还是关闭，而是从具有50kHz间隔的两音调信号切换到具有75kHz间隔的两音调信号，且检测IF处的频率差。在此方法中，Fref总是与F1或F2一起发送，即，一次仅发送三个频率中的两者。此导致基带处的一种FSK调制，其允许进一步干扰抑制。
所属领域的技术人员将理解，可在不脱离本公开的范围的情况下对本文描述的实施方案的形式及细节进行改变。另外，尽管已参考各种实施方案描述各种优点、方面及对象，但本公开的范围不应受限于参考此类优点、方面及对象。确切来说，应参考所附权利要求书来确定本公开的范围。

Claims (31)

1.一种射频(RF)接收器，其包括：
RF增益级，其经配置以放大RF信号，所述RF信号以位持续时间为特征；
包络检测器，其在所述RF增益级之后；
基带电路系统，其在所述包络检测器之后，所述基带电路系统经配置以检测与所述RF信号一起传输的调制信号；及
启用电路系统，其经配置以使所述RF增益级能够使用采样持续时间对所述RF信号进行采样，其中所述采样持续时间可配置为降至小于所述位持续时间的10％。
2.根据权利要求1所述的RF接收器，其中所述RF增益级包含再生环形放大器，所述再生环形放大器采用不包含电感组件的反馈。
3.根据权利要求2所述的RF接收器，其中所述反馈包含经配置以在不稳定点附近维持所述再生环形放大器的操作的可调谐电容器。
4.根据权利要求3所述的RF接收器，其中所述可调谐电容器在所述RF接收器的操作期间固定。
5.根据权利要求3所述的RF接收器，其中所述可调谐电容器在所述RF接收器的操作期间动态可调谐。
6.根据权利要求5所述的RF接收器，其中所述可调谐电容器在所述采样持续时间期间动态可调谐。
7.根据权利要求1所述的RF接收器，其进一步包括经配置以接收所述RF信号且响应于检测到RF干扰而调整所述RF接收器的一或多个参数的辅助接收器电路系统。
8.根据权利要求7所述的RF接收器，其中所述辅助接收器电路系统包含第二RF增益级及在所述第二RF增益级之前的第二包络检测器。
9.根据权利要求1所述的RF接收器，其进一步包括在所述RF增益级之后且在所述包络检测器之前的高Q滤波器。
10.根据权利要求9所述的RF接收器，其中所述高Q滤波器包含微机电组件。
11.根据权利要求9所述的RF接收器，其中所述RF增益级、所述包络检测器及所述启用电路系统在一或多个集成电路中实施，且其中所述高Q滤波器用与所述一或多个集成电路分离的一或多个离散组件实施。
12.根据权利要求1所述的RF接收器，其中所述启用电路系统还经配置以在启用所述RF增益级之前启用所述基带电路系统。
13.根据权利要求12所述的RF接收器，其中所述启用电路系统经配置以在不同时间启用所述基带电路系统的不同部分。
14.根据权利要求1所述的RF接收器，其进一步包括在所述RF增益级之前的高Q滤波器。
15.根据权利要求1所述的RF接收器，其进一步包括在所述RF增益级之前的阻抗匹配网络。
16.根据权利要求1所述的RF接收器，其中所述启用电路系统经配置以使所述RF增益级能够在所述位持续时间期间对所述RF信号进行多次采样。
17.根据权利要求1所述的RF接收器，其中所述采样持续时间可配置为降至小于所述位持续时间的1％。
18.根据权利要求1所述的RF接收器，其中所述包络检测器是三极管模式包络检测器。
19.根据权利要求18所述的RF接收器，其中所述三极管模式包络检测器包含多个N型晶体管及多个P型晶体管，所述N型晶体管及P型晶体管经配置于多个级中，每一级包含在对应源极端子处彼此连接且在对应漏极端子处电容性耦合到接地的N型晶体管及P型晶体管，每一级中的所述N型晶体管包含经配置以接收第一偏置电压的栅极端子，每一级中的所述P型晶体管包含经配置以接收第二偏置电压的栅极端子，其中每一级的所述连接源极端子经配置以接收射频(RF)输入信号，其中所述第一偏置电压控制所述N型晶体管中的每一者的沟道阻抗，且其中所述第二偏置电压控制所述P型晶体管中的每一者的沟道阻抗。
20.根据权利要求1所述的RF接收器，其进一步包括经配置以控制所述基带电路系统的一或多个增益组件的增益且控制与所述基带电路系统的一或多个检测组件相关联的动态范围的控制电路系统。
21.根据权利要求20所述的RF接收器，其中所述基带电路系统的所述一或多个检测组件包含经配置以检测与所述RF信号一起传输的位的第一比较器，且其中所述控制电路系统经配置以通过调整与所述第一比较器相关联的比较器阈值来控制所述动态范围。
22.根据权利要求21所述的RF接收器，其中所述基带电路系统的所述一或多个检测组件包含第二比较器及第三比较器，所述第二及第三比较器经配置以产生表示所述包络检测器相对于所述动态范围的放大信号电平的范围信号，且其中所述控制电路系统经配置以基于所述范围信号来控制所述动态范围。
23.根据权利要求20所述的RF接收器，其中所述基带电路系统的所述一或多个检测组件包含经配置以检测与所述RF信号一起传输的位的模/数转换器(ADC)。
24.根据权利要求1所述的RF接收器，其中与所述RF信号一起传输的所述调制信号由位序列表示，每一位使用第一频率处的第一音调及第二频率处的第二音调表示，且其中所述基带电路系统包含经配置以抑制干扰信号的带通滤波器。
25.根据权利要求1所述的RF接收器，其中与所述RF信号一起传输的所述调制信号由位序列表示，每一位使用参考频率处的参考音调及第一频率处的第一音调或第二频率处的第二音调表示，所述第一及第二音调结合所述参考音调交替使用以表示连续位，且其中所述基带电路系统包含经配置以抑制干扰信号的带通滤波器。
26.根据权利要求25所述的RF接收器，其中所述基带电路系统经配置以在没有本地振荡器的情况下检测所述位序列。
27.一种包络检测器，其包括多个N型晶体管及多个P型晶体管，所述N型晶体管及P型晶体管经配置于多个级中，每一级包含在对应源极端子处彼此连接且在对应漏极端子处电容性耦合到接地的N型晶体管及P型晶体管，每一级中的所述N型晶体管包含经配置以接收第一偏置电压的栅极端子，每一级中的所述P型晶体管包含经配置以接收第二偏置电压的栅极端子，其中每一级的所述连接源极端子经配置以接收射频(RF)输入信号，其中所述第一偏置电压控制所述N型晶体管中的每一者的沟道阻抗，且其中所述第二偏置电压控制所述P型晶体管中的每一者的沟道阻抗。
28.根据权利要求27所述的包络检测器，其中所述第一及第二偏置电压在所述包络检测器的操作期间固定。
29.根据权利要求27所述的包络检测器，其中所述第一及第二偏置电压在所述包络检测器的操作期间动态可控。
30.根据权利要求29所述的包络检测器，其中所述第一及第二偏置电压响应于温度、RF干扰、匹配网络阻抗或天线阻抗中的一或多者而动态可控。
31.根据权利要求30所述的包络检测器，其中所述第一及第二偏置电压可使用存储于与所述包络检测器相关联的存储器中的查找表来动态控制。
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