CN1144132A - 廉价的可植入的医疗器 - Google Patents

Abstract

一种成本低，功能受限的可植入医疗器件。该器件的同步电路是由不用晶体振荡器产生的一个特低主时钟信号驱动的。该电路由一外加的编程磁铁进行不可侵害的(non-invasively)编程的，该编程磁铁由该植入器件中的一固态磁传感器(MAGFET)进行检测。该MAGFET电路能鉴别该可编程磁铁的两个极性间的取向，结果一个极性和增加的可编程参数有关，以及相反的极性和减小的可编程参数有关。

Description

廉价的可植入的医疗器

本发明涉及可植入的医疗器的领域，特别涉及到一种廉价的可植入的心脏起搏器。

在过去的数十年间，包括起搏器，心力计(cardioverters)，除纤维颤动器(defibrillators)，药物处理器，神经激励器等的可植入的医疗器的领域已经有了显著的改进。这种在医疗器件技术方面的进步不仅仅是由于医学知识方面的进步，而且在很大程度上还由于当今在电子学和半导体方面的进步。由于采纳了最新技术改进的优点，厂商已经有可能借助增进其基本潜在能力，精巧化，以及复杂度来增加医疗器件的全方面的效果和实用性。

早期的可植入的起搏器，给出固定比率心脏激励脉冲而不具备抑制作用，同今日的技术先进的多功能起搏器相比似乎是简陋的。今天，可得到的起搏器被编成各种工作方式中之一种方式，从简单的单一腔异步整速(pacing)到双一腔同步要求的整速。许多现代的起搏器有能力根据患者内在的心电功能和/或患者新陈代谢对氧的需求自动地调整他们的整速率。大多数技术先进的起搏器可以编程或多道编程，例如用一个外部编程装置，该装置通过无线电频率遥测器和该植入器件相连通。起搏器可以根据多个参数进行编程，这些参数包括整速模式(DDD，VDD，AOO，etc…)，整速率，激励脉冲宽度，(肌体组织)不起反应的(refractory)周期，灵敏放大器的灵敏度，对被测生理参数响应速度，等等。

由于可植入的医疗器件一般植入于皮下，并且植入患者皮下许多年，因此，它们总是被做得尽量小而轻，而后者为设计可植入器件的一个目标。通常，在器件的尺寸和功能之间作出权衡。增加一个植入器件的功能涉及到增加电路的尺寸，重量，以及功耗和/或实现增加功能要求的其他功能元部件。功耗是一个重要的考虑方面，这是由于功耗的增加既关系到增加电池的尺寸和重量，还降低了器件的工作概率寿命。

起搏器的设计者和厂商在权衡例如考虑起搏器功能度，采用先进技术，以及与考虑尺寸，重量和功耗有关的复杂度方面已取得显著成功。但是在很多情况下，这些因素的权衡要抓住不可忽视的经费问题。那就是，具有十分特色的，非常精致的，同时体积小，重量轻，并寿命长的起搏器对设计，制造，以及销售已经日益昂贵。在某些情况下，技术先进的起搏器使消费者耗费3000-4,000美元或更多。

可植入医疗器件的高费用问题由于分派到用于这些技术先进的器件的研究与发展的高消耗而愈加严重，同时也由于与在大多数国家中所要求的扩大的临床调查以及受规章限制的鉴定程序相关的费用而愈加严重。

一种具有十分特色的以及非常精制的起搏器(例如，一种多道编程，双腔，速率响应或DDDR起搏器)能适合于某些起搏器应试者，例如具有最严重的或陷入心脏紊乱的那些人。但是，也还有那样一些起搏器应试者，对于他们的心脏健康状态只需要一个简单的起搏器治疗(例如需要单腔整速)。在某些情况下，当不需要更大范围的起博器治疗时，内科医生能够借助于植入一种小的，功能受到一定限制的起搏器而使一起搏器患者的费用降到最低。即，一个(内科)医生能够在精制化和功能度很宽的范围内从许多市购起搏器中进行挑选，并能选择出一种其功能度最符合该起搏器应试者的起搏器。

因此，发明人确信，这里尚需功能受限制但价格低的可植入起搏器，以符合健康条件并不要求更精制和复杂的起搏器全部特色的起博器应试者的需要。

发明人还确信本发明适用于除起搏器以外的可植入治疗器的其他种类，在这些情况中，一种给定治疗器的功能度受限制的改型可对某些应试者提供合适而有效的治疗，但却不是更昂贵和复杂的类型。

按照本发明，一些在一个可植入器件中的子系统被按比例缩小和/或被简化，以降低有关设计，制造和生产的价格。这些子系统包括主定时振荡器，编程系统，以及内部定时系统。

在现有的起搏器中，共同的是用一个晶体振荡器去测量某些时间间隔，例如整速周期，A-V延时周期，(肌体组织)不起反应的和消隐周期，等等。一般，该晶体振荡器产生具有例如32，768HZ的相对高频率的时钟信号，该基频被一般的时钟分频电路分频，以产生一些频率更低的时钟信号。在这种晶体控制的起搏器中，所有的时间间隔都用时钟周期为单位进行测量。例如，时间间隔可以用具有加到其时钟输入端的32，768HZ晶体振荡信号的一个二进制记数器进行测量；然后，一秒间隔能够使该二进制记数器从1-32,768记数进行测量。

许多同整速算法(例如基本整速率，A-V延时(肌体组织)不起反应的周期，消隐周期，等等)有关的时间间隔具有约数十或数千毫秒量级的持续期。例如，心脏周期一般是一秒(1000msec)量级，典型的A-V延时值是120-150msec，典型的不起反应的周期是300msec，以及典型的上限比率极限可以是约400msec，如果借助32，768HZ时钟的周期数可以测量高达一秒的时间间隔，则需要一个15位二进制记数器。另一方面，如果使用更慢的时钟，则为测量这样的间隔，需要具有不多位的计数器。因此，如果使用一台32，768HZ的晶体振荡器，按传统电路形式既需要将32，768HZ信号向下分频到更低频率，又要记15位二进制值，而这将是要付出代价的。这种传统电路可能增加该植入器件的尺寸，重量和/或电流耗损。此外，晶体本身是一个相当脆弱的元件，在制造过程中要求附属装置，在装卸中要求注意。该可植入等级的晶体是一种昂贵的元件，并附加“真实等级”(realestate)或尺寸相应于该起搏器混合电路。此外，该晶体振荡器和二进制记数器分频链(15位)一般都从该起搏器电池消耗数微安培的电流。

因此，发明人确信，就有可能降低生产成本，同时也可能减少体积和重量以及增加电池寿命而言，取消在植入器件中的晶体振荡器将是会有好处的。根据本发明的一个方面，使用一个特低频(即10HZ振荡电路于现有起搏器，替代高频晶体振荡器。由于慢时钟在任何相关时间间隔期间时钟周期产生的数量将比特快时钟的少，因此电路尺寸将为最小化。也不需要时钟分频电路。

为本发明目的的可植入医疗器件的另外方面是编程和遥测系统。在许多现有的可植入器件中，编程是依靠传送至少识别被编参数以及被编的所要求的参数值的植入器件的数字信息来完成的。这个信息一般是二进制数字数据形式，它是由无线电频率加以调制并发射到植入器件中的天线。在该植入器件中，这个被调信号被解调，同时数字信息被解码。例如，该被编参数能用一个8位或16位二进制字加以识别，而所要求的参数值可以用一第二个8或16位二进制字来表示。其他的信息，如植入器件识别，校验码，误差校正码，存取校验码等也可以在编程期间传送到该器件。此外，发射的信息可以包括初始化数据，以降低器件错误的编程。因此，一次编程处理可包括对植入器件传送数十或数百个二进制数字位。

典型的遥测系统要求一付天线和一个磁弹簧开关，以便同外部编程装置通信。这两个元件都是脆弱的，并在制造过程中要求特殊处理。另外，两个元件都要求混合的“真实等级”(real estate)，这将增加该起搏器的尺寸和成本。

一种具有使大量数据很快送到植入器件的优点的无线电频率遥测系统之所以昂贵，不仅仅在于经济方面，而且还在于它在该植入器件中使用的空间，消耗在接收和解调该无线电频率信号的功率，以及它的重量。因此，发明人确信，提供一种不使用无线频率遥测，但仍能使必要的信息传送到该植入器件的编程系统将是有优越性的。

本发明涉及的另一个可植入医疗器的元件是用于储存被编参数值的存储器子系统。许多现有的起搏器在它们操作中基本上是数字式的，而不是模拟式的。如上所述，被编程参数值按数字二进制格式提供给这种器件。数字信息然后可存储在随机存取存储器(RAM)中或其他类似的存储器中，在需要时，用该器件的数字控制电路从它们取出。因此，发明人确信，现在研制的模拟存储器件可方便地应用在可植入医疗器件中替代数字存储器件。

例如，在某些现有技术的可植入器件中，可编程的参数值被接收并以数字形式储存在起搏器中。在某些情况中，该储存的参数值能以数字形式由植物器件使用，例如提供一台二进制计数器或同一个记数器值进行比较。在另外的一些情况中，该数字参数值首先加到一个数-模转换器(DAC)，DAC的模拟输出被用作为一个参考电压，用于该器件的一个压控分量，如果一个参数值必须以模拟形式由该植入器件使用，就不必须要DAC，只要该参数值以模拟形式储存，而不是以数字形式储存。

此外，数字数据一般是存储在易失性存储器(RAM)中，并且在EMI腐蚀，或除纤颤过程中可能遗失或被污染(无效)。为阻止危险操作，一般现有技术起搏器具有“电流-重置”(POR)电路，以便将器件的参数重新调整到一个“典型”的置位值。该电路增如了植入器件的复杂性和成本，并且如果RAM内容已经复原，则可导致非最佳的操作。

参照本发明一个具体实施例的详细说明，并结合附图学习时，本发明的上述的以及其他方面将被很好地理解。其中：

图1为按本发明一个实施例的起搏器的方块图；

图2a，2b和2c为在图1起搏器的编程期间表示整速脉冲定时的时间线；

图3为在图1起搏器中的振荡电路的简图；

图4为在图3振荡电路中的比较器的简图；

图5a，5b和5c为表示用于在图3和图4的时钟电路中呈现的被选择信号的信号电平的定时图；

图6为在图1的起搏器中的一个向上-向下控制电路的部分的简图；

图7为在图1的起搏器中的一个单一脉冲发生电路的方块图；

图8为图7的延时基本电路的简图；

图9为图6-8的一单一脉冲发生电路的定时图；

图10为图1起搏器的定时图；

图11为说明用于图1中所示起搏器的现有技术偏置电流电路的简图，它需要一个连接到焊盘并和一个电容并联的可变电阻；

图12为说明可编程偏置电流电路的简图，它替代表示在图11中的现有技术偏置电流电路；

图13A为说明图11的现有技术偏置电流电路耦合到图3中所示的振荡电路的简图；

图13B为说明图12的可编程偏置电流电路耦合到图3中所示的振荡电路的简图；

图14为流程图，说明在图13B中描绘的电路如何用来对图3中所示振荡电路进行编程；

图15为局部方块图，说明一种电压灵敏电路，该电路使用一个电压阈值检波器，以觉察变化输入电压的电压电平，其中，该阈值检波器可以用如图17所示的本发明的一个实施例如以实施；

图16为说明图11中所示的一种偏置电流电路的现有实施例的一部分的目前的实施；

图17为一个简图，说明将图16中描绘的偏置电流电路转换到用作一电压阈值检波器的一个可编程电压灵敏电路。

图1为方块图，描述按本发明一个实施例的小的，轻的，功能受限的起搏器10的主要部件。起搏器优选植入式的，包装在一密封罩内(图中未示)并借助一根心脏导线连接到患者(图中也未示)。该心脏导线通过一般的馈道装置连接到起搏器10的密封电路，这与现有技术中共同实践相一致。起搏器导线和起搏器10的电路间的连接点用图1中的参考数码12表示。

通过目前的公开可以理解到，组成起搏器10的各种内部电子元件都连接到一个电源，例如连接到一个电池，但在图中未示出。为清析起见，每个元件同电源的连接都未表示出来。深信，一种市购锰氧(MnO₂)照相机电池或其他类似的电池适合用作本发明目的电源，它具有可接受的输出电压和电流水平，并且具有实用的寿命，尺寸和重量。

起搏器10包括一个输出和泵电路14，如以下将详细描述的，它在由脉冲单一触发电路16给出的整速触发信号的控制下，在点12将电激励脉冲传送到该起搏器导线。输出和泵电路14一般相当于在1984.10.16日颁发给Thompson等的美国专利US-4,476,868中公开的输出放大器，该专利在本发明中作为参考文本。但是，现代输出电路用CMOS电路实施，所以发明人确信，该输出电路对本发明并不是关键性的。这样，任何输出电路可适宜用作输出和泵电路14。具体地可以使用目前在欧洲能买到的Medtronic Bravo^TM起博器的输出和泵电路。此外，输出和泵电路14还包括一个下面描述的可编程幅度控制电路，该电路可将输出和泵电路14的输出脉冲的幅度进行编程。

患者内在的心电功能由滤波电路18和灵敏放大器20监视。来自患者心脏的内在的心电信号在起搏器导线上传到点12，然后再传到滤到器18的输入端。滤波器18对该原始的内在的心电信号执行基本的带通滤波操作，并将该整修过的信号提供到灵敏度放大的20。灵敏放大器20可以是现有技术中熟悉的一种灵敏放大器的改型。具体地说，可以使用Medtronic Bravo^TM起搏器的灵敏度放大器。灵敏放大器20的输出在线21上传到触发电路46的时钟输入端。当心脏活动(心房或腹部，取决于导线位置)被感觉到时，如同一般的灵敏放大器那样，灵敏放大器20在线21上产生正脉冲。灵敏放大器20通过下面将描述的消隐电路28的操作防止接收人为信号。

当视灵敏放大器20和输出/泵电路14的具体实施例以现有专利为基础时，这样作的目的仅仅是为了说明而已，它并不意味着将本发明的范围限制在这些电路的具体实施。发明人确信，选择灵敏放大器和输出电路的具体类型对本发明不是关键的，只要灵敏放大器20和输出电路14分别提供检测内在的心电功能活动以及产生适宜的心脏激励输出脉冲的必要的手段，符合本发明公开的提示的宗旨。

按本发明的一个方面，起搏器10的工作与一个在图1中由10HZ振荡电路产生的慢的，例如10HZ主定时时钟信号同步发生。10HZ振荡器22由速率限制解码电路26的输出线40起动。如图1所示，由电路22产生的该定时时钟信号通过线24加到速率限制解码电路26，消隐解码电路28，以及(肌体组织)不起反应的解码电路30。同样，如下面将更详细描述的，10HZ定时时钟信号还加到AND门32的一个输入端。

速率限制解码电路26，消隐解码电路28，以及(肌体组织)不起反应的解码电路30分别借助于对在线24上提供的10HZ时钟周期进行计数确定一个上限速率限制周期，一个消隐周期，以及一个不起反应的周期，该消隐解码电路确定跟随每一个感觉的或整速的心脏活动的“消隐间隔”。在该消隐间隔期间，消隐电路28的输出信号O升高；该信号在线29上传到灵敏度放大器20的DISABLE输入端。消隐间隔由在线29上的信号的一个逻辑高电平脉冲指示。用此方法，灵敏放大器20的输出信号防止影响起搏器10的操作。

在本发明的最佳实施例中，确信大约100-msec量级的消隐间隔是适宜的，在那种情况下，消隐解码电路28能确定对一个10HZ时钟周期是固定的消隐间隔。可以理解的是包括大量时钟周期计数的一个消隐周期根据要求的消隐间隔长度和电路22的实际的振荡值是可以确定的。

不起反应的解码电路30确定了跟随每个感觉的或整速的心脏活动的一个不起反应的周期。该不起反应的周期由在线44上一个逻辑低电平输出信号O指示，这个信号被加到一个D触发器46的D输入端。灵敏放大器20在线21上的输出被加到触发器46的时钟(CL)输入端。

不起反应的解码电路30从线24上的10HZ时钟周期计数测量不起反应的周期，正象消隐解码电路测量消隐间隔那样。在本发明的最佳实施例中，确信约300-msec量级的不起反应周期是适宜的；这样，不起反应的解码电路能确定对三个10HZ时钟周期是固定的不起反应的周期。在该不起反应的周期终止之后，在线44上的信号O返回到逻辑高电平；在这点上，在线21上的由感觉的或整速活动引起的断定(assertion)记录在线48上的D触发器46的输出至一逻辑高电平。

在线48上的该信号被加到AND门32的一个输入端；如前所指，AND门32的另一输入端接收10HZ时钟信号。在不起反应的周期终止之后，根据检测感觉活动或一个输出脉冲的产生，在线48上的信号将达到逻辑高电平。于是，10HZ时钟信号的下一个正偏差使AND门32的输出为一逻辑高电平。AND门32的输出在线50上传送到触发器46的复位(R)输入端；这样，当线50上的信号随着不起反应的周期的终止达到高电平时，触发器46的输出成为逻辑低电平。

在线48上的触发器46的输出信号还加到OR门52的一个输入端，其另一输入端接收D触发器54的输出。OR门52的输出在线56上传送到解码电路26，28和30的设置(S)输入端。这样，一个在线56上的正脉冲设置并重新开始上限速率限制间隔，消隐间隔，以及不起反应的间隔。

速率限制解码电路26确定由起搏器用来传递激励脉冲的上限速率限制，在本发明的目前公开的实施例中，可以确信，每400msec一个整速脉冲的上限速率限制，或150PPM的最大整速率是适宜的。在这种情况下，速率限制解码电路26对四个10HZ时钟周期是固定的一个上限速率极限间隔。对于跟随每一个感觉的或整速的心脏活动的400msec，速率限制电路26的输出O达到低电平。该信号在线62上被加到D触发器54的数据输入端(D)。在400-sec期间，速率单一触发电路58防止引起D触发器54输出端Q的断定，这将在下面描述。在400msec上限速率间隔随着整速的或感觉的心脏活动已消逝之后，速率限制电路26的输出端O的信号恢复到逻辑高电平。

如前指述，灵敏放大器输出信号通过线21加到触发器46的时钟输入端。按照这种配置，如前所述，一个感觉到的心电活动将导至一个正脉冲，由线21加到触发器46的时钟输入端。按照前面说明触发器46，解调器28和30，AND门32，以及OR门52的观点，一个感觉到心电活动将导至消隐和不起反应的周期的重新开始，这对于在起搏器技术中的一般技术人员而言将是明显的。

继续参照图1，一个速率单一触发和阈值边缘测试电路58(此后简称为速率/TMT电路58)确定基本整速速率，在此速率上，整速脉冲在没有心电活动的情况下将由起搏器10传递。速率/TMT单一触发电路58包括在线60上产生一输出信号O的可触发的单稳态多谐振荡器。在线84上加到速率/TMT电路58的复位(R)输入端的信号的前沿渐变段复位并重新开始速率/TMT电路58的定时。在由速率/TMT电路58产生的脉冲之间的定时和/或间隔是可编程的，如此后将描述的那样，在460-1200msec(即50PPM-130PPM)的范围内。只要前沿渐变段出现在速率/TMT电路50的R输入端的次数比编程的输出脉冲间隔更为频繁，则在线60上的输出信号将停留在逻辑低电平上。只有当前沿不出现在电路58的R输入端达到大于该编程的速率间隔一个周期时，在线60上的输出才将变成逻辑高电平。

速率限制解码电路26防止整速脉冲传递上述的一个预定的上限速率限制。这是由于只有当速率限制解码电路26处在逻辑高电平时，在线60上的输出信号的前沿才将使触发器54的输出达到逻辑高电平，从而指示上限速率限制间隔已经终止。速率限制解码电路26由OR门52的输出置位，每次一个感觉的或整速的心脏活动发生。当解码电路26被置位，其在线62上的输出信号达到逻辑低电平，该电平一直维持到解码电路26对在该预定的上限速率限制间隔中的10HZ时钟周期进行计数为止。当获得该计数时，指示该上限速率限制间隔已经终止，线62上的信号达到高电平。此后，在线60上的速率单一触发电路信号的下一个前沿将使触发器54的输出为逻辑高电平。

触发器54的输出在线55上传送到OR门52的第二输入端。该触发器54的输出还传送到脉冲宽度单一触发电路16的触发输入端(T)。如果速率限制解码电路26指示上限速率限制间隔已经终止，在线60上的速率单一触发信号的前沿段将触发传递一个整速脉冲。当线60上的信号的前沿出现时，如果该上限速率限制间隔已经终止，则触发器54的输出为高电平；它将触发脉冲宽度单一触发电路16，从而在线64上将产生一个脉冲，其持续期确定了由输出和泵电路14产生的一个整速脉冲的脉冲宽度。由脉冲宽度单一触发电路16在线64上产生的脉冲的持续期可以在0.1-1.0msec的范围内用下面参照图6-8详述的方式进行编程。

脉冲宽度单一触发电路16的输出脉冲在线64上传送到输出和泵电路14的触发输入端。对于在线64上的脉冲的持续期，输出和泵电路14通过耦合电容66将一个心脏激励电压加到患者的心脏。如以下将描述的那样，该整速脉冲的幅度是可以编程的。

脉冲宽度单一触发电路16的输出脉冲在线64上还加到触发器54的复位(R)输入端。这样，当传递一个整速脉冲时，在线55上的信号将从逻辑高电平变到逻辑低电平。按这种方式，在线55上的渐变段用以前参照触发器46，AND门32，OR门52，以及解码电路28和30所描述的方式使消隐和不起反应的间隔重新开始。

按照本发明的另一方面，目前公开的实施例的起搏器10的所选择的工作参数并不妨碍借助一新的编程装置进行编程。为了消除耗费空间和能量的无线电频率遥测电路和元件的需要，在本发明的目前公开的实施例中的编程方案使用对外磁场敏感的固态半导体器件。如果在起搏器10的电路中包括称为‘MAGFET’的剖分漏极场效应晶体管则该MAGFET能够用以和在现有技术中已使用磁励弹簧开关于起搏器大致相同的方式去检测外部位置磁场的存在。

适合用在可植入医疗器件遥测系统中的一种固态磁场传感器(MAGFET)公开在未决的一份美国专利申请中(编号07/982，132，Wahlstrand et al.)，它已被转让给本发明的受让人。Wahlstrand等的申请在这里被整体地作为参考。使用以MAGFET为基础的磁传感器可以确信优于一般的磁弹簧开关，它是一种灵巧的成本相当高，产量相当低的化学元件。

再参照图1，起搏器10包括MAGFET电路70，例如在上面作为参考的Wahlstrand等人的申请中公开的那样。如在该Wahlstrand等的申请中所指出的，MAGFET电路70在两个不同极性取向(例如在取向北-南的场和取向南-北的场之间)的外磁场之间具有洞察能力。因此，MAGFET电路70产生两个输出信号，在线72上的N(北)，以及在线74上的S(南)。例如，根据由施加的N-S取向。磁场的MAGFET电路70的检测，该N信号将被认定。同样，根据检测施加的S-N取向磁场将认定S信号。该N和S信号被加到NOR门76的输入端，同时还加到一个逻辑电路78，作为其输入，该逻辑电路78的功能将在下面详述。在不施加磁场的情况下，输出信号N(线72)和S(线74)都处逻辑零电平。

本发明目前公开的实施例的编程方案是基本检测外磁场的作用，例如借助于把一个磁铁固定在患者的接近植入器件的皮肤上。如在许多现有技术的起博情况中那样，检测外部磁场将使起搏器10进入一种异步整速模式，伴随着心电活动感觉到暂时的阻塞。为此，NOR门76在线80上的输出是处在逻辑高电平上的正常信号，但是应随N-S或S-N取向的磁场的检测而下落到逻辑低电平。这样，在线80上的信号有效地构成一个“磁铁不存在”信号；该信号被加到AND门82的一个输入端上，其另一输入端接收不起反应的触发器46的输出。AND门82的输出在线84上传送到速率/TMT单一触发器58的复位(R)输入端。该“磁铁不存在”信号在线80上传送到速率/TMT单一触发器58的TMT输入端上。

本发明目前公开的实施例的一个特征是起搏器10的可编程的功能的数量是受到限制的，以便将编程和所要求的遥测电路的总量减少到最低限度。实际上，可以确信三个可编程值就足够。例如，在目前公开的实施例中，基本整速率，整速脉冲宽度，以及整速脉冲幅度参数在所选择的范围内是可编程的。在此情况下，可以在另外的起搏器中可进行编程的其他的参数，例如灵敏放大器的灵敏度，不起反应的周期，等等被表示成或许适合于多数患者的固定的标称值。但是，发明人期待，例如基本整速率，整速脉冲幅度，和灵敏放大器的灵敏度这三个可编程的值的一种不同的置位可以选作为可编程参数，对于剩下的参数，例如整速脉冲宽度表示为固定的标称值。当三个可编程参数的具体的设置被确定的时候，发明人确信，可以确定可编程参数的其他组合来实施本发明。

为了分别对三个不同的参数值进行编程，必须用某些装置来选择这些将被编程的值之一个值。在某些使用无线电频率遥测来编程的起搏器中，用简单地发射一个代码到识别被编码参数变化的起搏器的方法完成对被编码的参数的识别。但是，在本发明的目前公开的实施例中，所有同起搏器10的联系必须依靠在MAGFET70的传感器中的一个磁铁的方位来完成。对于识别一个被编程的参数的起搏器10包括一开始放置在MAGFET70的传感器中的一个编程磁铁，然后一次或多次移动以及复位该磁铁，用不同的移动/复位周期来识别不同的参数。

逻辑78接收来自MAGFET电路70的N和S信号，因此能用包括一个外部磁铁的MAGFET70响应任何检测。根据在其TMT输入端上的断定的信号，速率/TMT单一触发电路58执行所谓阈值边缘试验(TMT)，该试验将帮助医生去确定目前被编程的脉冲宽度以及脉冲幅度设置对达到“捕获”患者心脏是否充分。在本发明目前公开的实施例中的TMT可以是例如在US-4,273,132美国专利中公开的那一种(1981年6月16日颁发给Hartlaub)，在此全文被作为参考。“捕获”意指一个整速脉冲已经靠在患者的心脏上了。只要一个整速脉冲具有足够的幅度和持续期以克服患者的激励阈值并引起心脏的收缩，这就被称作“捕获”。如果一个整速脉冲不具有足够的幅度或宽度以克服患者的激励阈值，并不能引起心脏收缩，这就被称作为未捕获。

由速率/TMT单一触发器电路58执行的阈值边缘试验包括在高于正常速率上成横行传递若干(例如三个)异步整速脉冲。在阈值边缘试验期间，医生在EKG监视器上观察患者心脏活动，同时由此能观察是否这三个整速脉冲的每一个引起了心脏收缩。如果答案是否定的，则医生可以既增加编程脉冲宽度，又增加脉冲幅度，结果该整速脉冲具有足够的能量去克服患者的激励阈值。

在速率/TMT单一触发器58执行该阈值边缘试验之后，起搏器10将在一个标称速率，例如70PPM上开始异步整速，只要磁铁继续由MAGFET电路70检测。按本发明目前公开的实施例，在该阈值边缘试验之后第一次移动并复位该磁铁使起搏器10(具体地指逻辑电路78)进入速率编程模式，在该模式中，基本整速率被进行编程。第二次磁铁的移动/复位周期使起搏器进入幅度编程模式，在该模式中，整速脉冲被编程，而跟随TMT的第三次磁铁移动/复位周期使起搏器10进入脉冲宽度编程模式，在该模式中整速脉冲宽度被进行编程。

对该三个可以进行编程的参数的任一个完成编程首先要使起搏器执行TMT并进入异步(磁铁)模式，然后执行适当数量(一，二，或三次)的磁铁移动/复位周期，以便使起搏器10进入所期待的编程模式。一旦处于所期待的编程模式，起搏器10将依靠被检测的磁场的极性，借助每个整速周期的递增总量上下调整所选择的参数。例如，在速率编程模式(由进入磁铁模式开始，然后只一次移动并复位磁铁)；只要检测N-S取向磁场，起搏器10将按每一个整速周期的递增总量增加整速率。相反，只要在按速率编程模式期间检测S-N取向磁场，起搏器100将按每一个整速周期的递增总量减小整速率。这样使整速率编程到所期待的水平是借助维持MAGFET电路70上的S-N或N-S取向磁场的方法完成的，以使得有足够的整速周期达到期待的水平。当该所期待的速率达到时，只要移动磁铁即可终止速率编程。

医生为能证实所期待的参数的编程是否成功地发生，按本发明目前公开的实施例的起搏器10在编程期间的每一个整速周期期间递送附加的一个或快速连续的整速脉冲。在正常(即不进行编程)操作期间，每一个传递到患者心脏的整速激励源包括宽度和幅度编程的单个脉冲。但是，当起搏器10进入一种编程模式时，每一个传递到患者心脏的激励源包括两个或多个例如分开5msec的快速连续脉冲。

例如考虑在起搏器10中编程整速率。如上所述，借助于在起搏器10上放置一个编程磁铁，然后在执行TMT之后只一次移动并复位该磁铁，使起搏器10进入速率编程模式。这样，依靠所加磁场的极性，由在每一个连续的整速周期期间的递增总量将上下调整该整速速率。在此发生期间，每一个传递到患者心脏的整速激励源将包括其脉冲宽度以及幅度目前受编程的分开5msec的两个电脉冲。在起搏器编程期间，患者最好连接到EKG监视器。按此方法，医生能证实，利用记录传递每一个心脏周期的双脉冲整速激励源方法就能证明速率编程正在进行。要指出的是传递多个快速连续的整速脉冲对患者只有小的或无生理冲击的作用，因而当磁铁移开患者从而终止编程时，整速激励源恢复到单个脉冲状态。

当起搏器10进入脉冲幅度编程模式时，每一个整速激励源包括宽度和幅度处编程状态的，分开5msec的三个电脉冲。同样，当起搏器10进入脉冲宽度编程模式时，每一个整速激励源包括分开5msec传递的四个电脉冲。这样，在编程期间，医生能由对传递每一个心脏周期的脉冲数进行记数来识别欲进行调整的参数。

包括在编程起搏器10中的过程顺序最好参照图2a，2b和2C的时间图理解。在图2a，2b和2c中，整速脉冲如用100和102标示的垂直线表示；这和在EKG监视器上看到的整速脉冲大致相符。在图2a中，假定起搏器10正常工作到时间T1，在这个时间应用了一块编程磁铁。根据编程磁铁的检测，起搏器10执行TMT。该TMT包括传递处于异步速率例如为70-PPM的三个整速脉冲102，104和106。这三个整速脉冲可以由医生在EKG监视器上进行观察，因此医生可以确定该整速脉冲是否超出患者的整速阈值。

在TMT之后，在时间T2开始，起搏器进入异步模式，在该模式中，如整速脉冲108和110在例如为70-PPM的正常异步速率上传递。要理解的是在图2a中在时间T2和T3之间的异步整速间隔可以维持一确定的时间周期，只要编程磁铁保持在适当位置。

在时间T3，磁铁被移动，而在时间T4，磁铁被复位。这就构成了一个磁铁移动/复位周期。在T3-T4时间间隔期间，一个或多个整速脉冲可以或不可以被传递。对于移动/复位周期而言，不必在单个心脏周期内发生，只要在移动之后，复位跟随在一个合理的时间总量之内(例如约2.0-sec)。

当第一个移动复位周期在时间T4以后被检测时，起搏器10将进入速率编程模式。始于时间T3并终于时间T4的移动/复位周期再次表示在图2b中。如图2b所示，在速率编程模式期间，每一个整速激励源包括两个分开5msec的脉冲，如脉冲112和114，或脉冲116和118。这样，如果整速脉冲在时间T5被传递，则整速脉冲114在时间(T5＋5sec)被传递。(当然要指出图2a，2b和2c并不按比例尺画出)。

如上所述，在起搏器10处整速编程期间，被编程的整速率在每一个心脏周期期间被上下调整一递增总量Δ_R。在图2b中，将假定磁铁按N-S取向放置，这相应增加整速间隔。这样，如果在时间T1前的初始编程整速间隔100-msec(相应60-PPM的整速，率)，在时间T5整速间隔增加到1000＋Δ_R)msec，而在T6该整速间隔增加到(100＋2Δ_R)msec，在另一方面，如果在时间T4编程磁铁具有S-N取向，在时间T5，该整速间隔可能减缩到(1000－Δ_R)msec，而在时间T6它可能减缩到(1000－2Δ_R)msec。

在时间间间隔从T7-T8期间(图2b)，执行第二个移动/复位周期。如图所示，一个或多个整速脉冲可在T7-T8间隔进行传递。该第二个移动/复位周期使起博器10进入始于时间T8的幅度编程模式。由图2b在T7-T8之间发生的移动/复位周期再次被表示在图2c中。在幅度编程模式期间传递的整速激励源三个脉冲，例如分开5msec在时间T9开始的三个脉冲120，122，以及124。在起博器10处幅度编程模式期间，被编程的整速脉冲幅度在一个心脏周期期间被上下调整(根据编程磁场取向)一个递增总量ΔA。假定磁场取向N-S(相应增加幅度)，如果在时间T1的初始编程脉冲幅度是3.0伏，则在时间T9该编程幅度增加到(3＋Δ_A)，而在T10时间该编程幅度增加到(3＋2Δ_A)伏。

在图2c时间T11，编程磁铁被移动。如果在其后的2.0sec内未检测磁场的复位，编程终止，而起搏器将在新的编程参数上重新工作。当然可以理解的是如果另一个移动/复位周期发生在图2c的时间T11，可能导至起搏器10进入脉冲宽度编程模式。每一个在脉冲宽度编程模式期间传递的整速激励源可能包括分开0.5msec四个整速脉冲序列，而且脉冲宽度在每一个心脏周期期间可能被上下调整一递增总量Δ_P。

本发明目前公开的实施例的这种编程技术的一个优点在于所有被编程参数的变化都是用一系列小的，递增或递减的间隔完成的。一般可以确信，编程参数突然的和急剧的变化对患者不利并应当加以回避。例如，对于用于一个起搏器的整速率而言，不期望从高速率-每分120个脉冲(PPM)到特低速率-60PPM急剧降低，因为患者的固有的心率或许永远不能经受如此极端的非生理性的变化。因此参数的急剧变化对患者具有有害作用。如果在每一个整速周期期间只是用一个递增总量来增加或减小编程参数，即可防止这样的突然的参数变化。

如以上参照图1指出的逻辑电路78响应来自MAGFET电路78的N和S信号的检测磁铁的复位和移动，并开始要求的参数变化。逻辑电路78通过在图1中一同表示成92的控制线对上下控制电路90发生控制信号。逻辑电路78包括用来检测磁铁移动和复位周期的数字逻辑电路；此外将不详述该电路，因为发明人确信，实施这种电路对逻辑设计的普通技术人员而言只是一个程序问题。为了目前公开的目的，将假定电路78检测磁铁移动和复位，并且断定响应各种控制信号。例如，根据一磁铁移动/复位周期的检测，逻辑电路78将断定一控制信号到指示整速率应当递增地调整的上/下控制电路90。在线72和74上的从N和S磁铁极性信号产生另一控制信号可断定指示整速率是向上还是向下进行调整。

按照本发明的一个特征，上/下控制电路90产生许多输出信号，这些信号分别在线94，96和98上传送到速率/TMT电路58，脉冲宽度单一触发电路16，以及输出/泵电路14。在线94，96和98上的信号是模拟参考电流，它将在后参照图6作更详尽的描述。如图1所示，线94，96和98分别加到速率/TMT电路58。脉冲宽度单一触发电路16，以及输出/泵电路14的程序(P)输入端。在线94和96上的参考电流确定了各单一触发电路58和16的输出脉冲的持续期，并因此确定了起搏器的整速率和脉冲宽度。在线98上的参考电流借助在电阻15产生一个参考电压确定输出/泵电路14的输出脉冲幅度。该参考电压用来同在输出/泵电路14中的一个比较器和充电路相连接，以便如在现有技术中熟悉的将一个输出电容充电到编程幅度。

例如，对于整速率参数情况，上/下控制电路90在线94上提供一个参考电流到速率/TMT电路58的P输入端。在线94上参考电流电平的一个递增减额将导至由速率/TMT电路58建立的整速间隔的一个增额；同样，在线94上参考电流电平的一个递增增额将导至由速率单一触发电路58建立的整速间隔的一个递增减额。脉冲宽度单一触发电路16和输出/泵电路14按相同方式由分别在线96和98上提供的参考电流进行控制。

图3为10HZ振荡电路22的简图。在本发明的目前公开的实施例中，起搏器10的电路是以一个或多个使用一般CMOS处理制造的集成电路方式最佳地加以实施的，虽然另外的实施也可以是合适的。在该图中，晶体管是用开头为“P”或“N”的参考符号识别的，分别相应于P型和N型场效应晶体管(FETS)。图中所示的每个晶体管器件的沟道尺寸于表1说明：

              表1

器件    沟道尺寸(长/宽，以微米为单位)

P1                 7/16

P2        5×7/16

P3        4/3

P4        7/16

P5        7/16

P6        4/12

P7        4/3

P8        4/12

P9        4/7

P10       4/7

P11       4/7

P12       4/7

P13       4/7

P14       4/7

P15＝P16  4/4

P18       10×15/20

P19       15/20

P20       15/20

P21       15/20

P22       4/3

P23       4/3

P24       9/3

P25       4/3

P26       2×15/10

P28       9/10

N1         4×7/7

N2         7/3

N3         7/7

N4         7/7

N5         4×7/3

N6         7/3

N7         5×4/3

N8         4/60

N9         4/60

N10        7/3

N11        7/3

N12        7/4

N13        7/4

N14        7/4

N15        7/20

N16        4×7/20

N17        2×7/20

N18        4/7

N19        4/7

N20        4/7

N21        4/7

N22        4/4

N23＝N24   4/3

N25＝N26   4/3

N27    25/8

N28    25/8

N29    10×15/20

N30    15/20

N31    5/10

N32    4/3

N33    5/3

N34    4/10

N35    4/10

图3的振荡电路产生三个输出偏置信号，表示成IOSCV(在线130上)，IOSCCOMP(在线132上)，以及OSCI(在线134上)。该在线134上的OSCI信号被加到比较器136的同相(+)输入端上。OSCI线134还通过一个电容器138接地，在最佳实施例中，该电容具有16.67(PF)的电容量。在图3和其后的图中，一个正电压V_DD加到电路中各个点。在图中应理解的是，符号‘V_DD’相应连接到正电流。电流源和晶体管N25和N26来自一个1_nA的电流偏置源，用于图3振荡器电路。

在线130上的IOSCV信号加到比较器136的反相输入端(-)。该IOSCV信号还加到晶体管N7和N8的栅极，还加到晶体管N8的源极。在线132上的IOSCCOMP信号加到放大器136的输入偏置电流端。当电源刚加到起搏器10的电路时，断定暂短时间周期的PWRUP信号被加到图3中晶体管N11的栅极。在技术中共同的实践是当电源刚加到该电路，或当电源由于某些原因瞬间中断时要提供这样一个信号作为PWRUP，它将连接到可植入器件的各个元部件，其目的是防止该器件的异常工作。在起搏器电路设置到正常操作状态时间，该PWRUP初始化信号瞬间使起搏器10的某些信号线保持在所要求的电平上。发明人确信，提供该PWRUP信号对于可植入医疗器领域中的普通技术人员而言可能只是一个程序实施问题。因此，这里对PWRUP信号的说明将局限到其对于与本发明相关的起搏器10的元件的影响。而且要理解的是，根据共同的技术实践，PWRUP信号将可能加到在这里未详述的起搏器100的其他的元件。

振荡器22的工作是基于电容器138的重复的充放电。当电源刚加到起搏器10时，该初始化信号PWRUP瞬间被断定。如从图3能看到的那样，PWRUP的断定导通晶体管N11，使OSCI线保持在大于加到放大器136的输入端130的一个正电压。结果，放大器136的BCNTL输出(它相应于放大器136(+)和(-)输入端间电压差的放大量)也达到一个正电压。BCNTL输出信号加到晶体管N10的栅极，而且还反馈加到图3中的晶体管N2和P3的栅极。由于正的BCNTL电压，使晶体管N10导通，因此，使标志为106的结点有效地接地。这个作用使标志为130(即IOSCV)的结点电压等于一个N沟道阈值加上约100mv(即晶体管N7的V_DS)电压的和；按此方法建立的这个电压保证比较器136的差分对保持在饱和状态。

如从图3所见，当BNCTL为高电平时，晶体管P3截止——截止由晶体管P6形成的电流源——以及晶体管N2导通——实现由晶体管N3形成的电流源。这样，电容器138由电流源N3牵引(这个作用将在图5a中描述)，它表示OSCI处V_DD0.5V上(近似1N-沟道阈值低于V_DD)。当OSCI上的电压下降低于标志为130的结点上的电压时(近似一个N-沟道阈值加上100mv)，BCNTL为低电平，这使晶体管N10和N2截止，而晶体管P3导通。

这样，在标志为106的结点上的电压被允许从地上升到近似一个N-沟道阈值，这使标志为130的结点上升相同总量达到两个N-沟道阈值加100mv的最终值。之后，在标志134的结点(OSCI)上的电压开始上升，如果电容器138接受电流源P6的充电的话；这个作用表示在图5a中。当OSCI线上的电压已经上升到在结点130上的电压时(近似两个N-沟道阈值加100mv)，比较器136的BCNTL输出将恢复到其高电平；之后刚描述的整过程将被重复。

转到图4，表示比较器136电路的简图。由于以下原因，图4的比较器是独一无二的：(1)其差分对负载(P11和P12)是电流源，它由二极管-线连晶体管P13控制。这允许在晶体管N12和N13的漏极上有大电压输出摆动。这样，P14和P10用比一般比较器在正常情况下更大的V_GS值驱动。(2)由P9，P10，N21，N22，N20，以及N19形成的网络用于限制在由P10，N22，以及N19形成的通道中的电流-该电流可以达到很大的电流值。如果不用这样一个事实-即N22只能容纳2倍于在N21中的电流-来加以限制的话(所有在该网络中的其他晶体管尺寸相同)。这样，在同时许可高增益和高转换率时，图4的比较器的全部电流沟道是被控制的，高增益和高转换率是由在晶体管N12和N13的漏极上的大信号摆动引起的。

振荡器电路22的工作参照图5a-5c可以更容易地加以理解。在图5a-5c中，一些瞬时是用标志T12，T13等的垂直虚线表示的。例如，从图可理解到，T12对所有图5a-5c是相同的。实际上，将假定电源首先在时间T12加到图3的电路，并且PWRUP信号(图中未示)在T12-T13间隔期间被确立。在时间T13，PWRUP信号下降到零伏。

图5a是图3的OSCI信号的图形，它被加到比较器136的同相输入端。在时间T12，PWRUP信号达到高电平。在该时间上N11在其棚极上具有V_DD，而且电流通过它由电流源N3提取；这样其源极(该结点标志为134-OSCI)必须接近低于V_DD的一个N-沟道阈值。该电压高于在标志130(IOSCV)结点上可获得的电压；这样，如图5c中所示，BCNTL被增强到V_DD高电平。这种对BCNTL结果的影响是由于在图4中N13的栅极被牵引成低电平，而这使BCNTL牵引成高电平。图5b表示当0SCI下降到和IOSCV相同电平时，标志130(IOSCV)的结点直到T14一直接近0.6V，如早先所描述，当BCNTL为高电平时，IOSCV的电压是一个N-沟道阈值加上约100mv的和，而当BCNTL为低电平时，IOSCV的电压是二个N-沟道阈值加上约100mv的和。

当PWRUP在T13为低电平，BCNTL为高电平时，使晶体管N2和N3导通。晶体管N2和N3对电容器138提供一个放电通道。这样在T13-T14间隔期间，在线134上的电压下降。当线134上的电压下降低于在线130(IOSCV)上建立的电压时，晶体管N13(图4)导通，比N12小的电流使P14的栅极电压升高。该作用使P14传导比N18所要求的更小的电流；由此，BCNTL下降到地电位。

还是在T13-T14时间周期期间，如上所示，在线24上为高电平的BCNTL信号使晶体管N10，N7，和N8导通，如图5b中所示，这使在线130上的IOSCV信号保持在约0.5V的低电平上(N8的阈值电压加上N7的V_DS的和约100mv)。但是，当BCNTL在时间T14下降到地电位时，晶体这N10截止，使N9导通；这样N9的阈值电压附加到早已跨接N7和N8的电压的和电压。因此，当BCNTL下降到地电位时，线130上的电压升高到接近1.2V。同样，下降到地电位的BCNTL使N2截止，使P3导通，从而允许电容138通过由P6形成的电流源开始累积充电。这样，在时间T14，图5a的OSCI信号开始升高。

如图5a所示，在T14-T15间隔期间，OSCI信号上升，直到OSCI超过被设置在线130上的近似1.2V(为跨接晶体管N8，N7和N9的电压总和)的电压为止。当这种情况在时间T15发生时，BCNTL达到高电平，IOSCV恢复到跨接晶体管N8和N7电压的总和，同时，对电容器138的充放电过程将重复进行。

如上所指出，可以确信在本发明公开的实施例中包含极低的10HZ振荡器电路22将是最佳的，因为它在器件尺寸，器件制造成本，以及功耗方面都是节约的。由于同样的原因，按本发明目前公开的实施例的一种可植入器件还使用一种浮动栅电可擦可编程只读存储器(EEPROM)单元作为非易失性器件，用来储存模拟电压。

EEPROM存储单元对半导体设计者是熟悉的。一个EEPROM单元主要一个MOS晶体管，该晶体管把电荷储存在一个电气绝缘的导电电容板(故称为“浮动栅”)上。该浮动栅被固定在该晶体管的漏极。在该浮动栅上的电荷产生调整该晶体管漏极的导电率的电场。EEPROM存储单元的结构和应用对半导体集成电路设计领域的普通技术人员而言可能只是一个程序问题。

这里讨论EEPROM存储单元用作模拟存储器件的目前公开的性能。例如，在Electronic Design(vol.39，No.2，January31，1991，pp.39-44)中；在EDN News Edition(vol.36，No.3A，February7，1991，pp，1 and 38)中；以及在由Information Storage Devices，Inc.ofSan Jose，California公开的ISD 1016 Series PreliminarySpecifications(January，1991)中。这些在此作为整体组合起来作为参考。

在本发明目前公开的实施例中，例如在以上指出的参考中所描述的EEPROM存储单元同单一触发电路58和输出，泵以及再充电电路14，以及振荡器电路22有关。对于单一触发器58和16，储存在其相关的EEPROM中的参考电压的幅度确定了该单一触发器的输出脉冲持续期。储存在相关的EEPROM单元中的电压的增减引起该单一触发器输出脉冲持续期的增减。对于输出，泵和再充电电路14，储存在其EEPROM单元中的参考电压的幅度确定了输出，泵和再充电电路14的输出脉冲的幅度。

在图6中，表示-EEPROM存储电路25的简图。图6可理解为仅表示在上/下控制电路90中提供的三个相同的EEPROM电路之一个电路，其中之一个同速率单一触发器58有关，一个同脉冲宽度单一触发电路16有关，以及一个同输出，泵和再充电电路14有关。为了下面说明目的，图6的EEPROM电路25当其操作同脉冲宽度单一触发器16有关时再进行描述。

如前所述，上/下控制电路90在线96上提供一参考电流到脉冲宽度单一触发电路16的P(编程)输入端。(一参考电流在线94上还加到速率单一触发器58的P输入端，以及加到输出，泵，以及再充电电路14的P输入端。)

在本发明目前公开的实施例中，编程漏极和栅极控制电路170和172使用类似一种模拟EEPROM编程的普通熟悉技术，以便在N24的浮动栅极上增或减其电荷(该浮动栅被示意地表示成置于符号N24的本体与控制栅极之间)。对于脉冲宽度单一触发器16的情况，储存在N24的浮动栅上的电压确定了在线96上向电路16的P输入端提供的参考电流，该参考电流本身又确定了在电路16的O输出端上产生的输出脉冲的宽度，这些脉冲在线64上被传送到输出，泵，和再充电电路14的T(触发)输入端。这样脉冲宽度电路16的输出脉冲的宽度确定了由起搏器10递送的整速脉冲的宽度。对于速率单一触发器58的情况，根据上/下控制电路90中第二EEPROM单元上的储存电压，上/下控制电路90在线94上提供一参考电流到速率单一触发器58的P输入端，这个参考电流确定了起搏器10的基本整速率的持续期。对于输出，泵，和再充电电路14的情况，存储在N24的浮动栅上的电压确定了在线98上产生并提供到输出，泵，和再充电单一能触发器14的P输入端的参考电流。

在编程期间，编程控制电路170和172在N24的栅极和漏极上建立起合适的电压，以便对N24的浮动极进行充电或放电。实际上，如在图6中所示，控制电路170和172从电路78接收逻辑信号92，该信号指示何时参数将被编程。例如，根据该逻辑信号92指示该脉冲宽度应增加，控制电路170和172改变晶体管N24的浮动栅极上和脉冲宽度单一触发电路16有关的电压。如果来自电路78的逻辑信号92需增加或减小基本整速率，同该整速率EEPROM单元有关的编程控制电路170和172将增加或减小存储在EEPROM单元上和速率单一触发电路58有关的电压，这种增加或减少将反映出在线94上加到速率单一触发器58的参考电流的变化。

在EEPROM单元N24的浮动栅极上的附加电荷将有效地降低加到N24的栅极电压。在起搏器正常操作期间加到N24的净栅极电压是V_g。V_g由下式给出：

V_g＝V_b＋V_f这里V_b是通过N23栅-漏极加到N24控制栅极的电压，而V_f是储存在N24的漂浮栅极上的有效电压。由于电子是储存在浮动栅上这个事实，V_f是负电压。

这样，当电荷附加到N24浮动栅极时，N24的导电性比其原来变得更低，如果它是一个普通的由V_b控制的N-沟道MOSFET 。如果N23和N24被偏置在亚阈值工作范围，描述它们特性的方程如下： $I_{\mathrm{ds}}\left(N23\right)=J_o\×\left(\frac{W}{L}\right)\×\exp \left(\frac{(V_g-V_s-V_{\mathrm{thn}})}{(n\×V_t)}\right)$ $I_{\mathrm{ds}}\left(N24\right)=J_o\×\left(\frac{W}{L}\right)\×\exp \left(\frac{(V_g-V_s+V_f-V_{\mathrm{thnf}})}{(n\×V_t)}\right)$ 这里J_o是由处理确定的导电常数，(W/L)是晶体管宽度对长度的比，V_g是栅极电压，V_s是源极电压，V_thn是N-沟道阈值电压，V_thnf是EEPROM N-沟道阈值电压，V_f是储存在N24浮动栅极上的有效电压，n是亚阈值电导常数(它表示在亚阈值模式状态下，晶体管的L_og(I_ds)和V_gs的关系曲线的斜率)，而V_t是热电压(是(K×T/q))，这里K是Boltzman常数，T是以K为单位的强度，q是一个电子的电荷。

给定I_ds((N23)是由电流源120(图6)提供的，V_s对两个晶体管是地电位，而V_g对N23，N24相同，它遵循： $I_{\mathrm{ds}}\left(N24\right)=I_{120}\×\exp \left(\frac{(V_f-V_{\mathrm{chnf}}+V_{\mathrm{thn}})}{(n\×V_t)}\right)$

这样可看出，借助于通过EEPROM编程栅极和漏极控制电路170和172调整V_f值，I_ds(N24)值能引起变化。

再参照图6，揭示I_ds(N24)加到P15，其栅极和漏极连接在一起。这样，P15上的栅极电压被设置到允许它导通等于I_ds(N24)的电流的电压上(即，I_ds(P15)＝I_ds(N24)。P15的栅极连接到P16，因此P16被偏置以传导正比于I_ds(P15)的I_ds(P16)。具体地为： $I_{\mathrm{ds}}\left(P16\right)=I_{\mathrm{ds}}\left(P15\right)\×\left(\frac{S_{16}}{S_{15}}\right)$ 这里S₁₆是P16的宽度/长度比，而S₁₅是P15的宽度/长度比。在图6中的CURRENT1是I_ds(P16)，并为对图7中所示的脉冲宽度单一触发电路16提供编程作准备。

跳到图11，表示用于图1本发明的起搏器中的现有技术的偏置电流电路200的实施例。该基本的偏置发生器200由P10，P11，N10和N11结合Rb构成。Rb两端的电压是由四个晶体管P10，P11，N10和N11的尺寸导出的。对该电压的完整的方程为：

V_r＝n^k*T/q*ln((sp10/sp11)*(sn11/sn10))这里：n是一个处理常数；

K是Boltzman常数；

T是以K°为单位的温度；

q是一个电子的电荷；

sp10是P10的W/L；

sp11是P11的W/L；

sn10是N10的W/L；

sn11是N11的W/L。N12的尺寸比N10大一个系数K。这样，如果N12的源极为地电位，它传导K倍于在N10中的电流。但是，如果N12的源极电压上升超过地电位，它将传导较小的电流。具体地，提高N12的源极电压高于地电位将降低其V_gs。在N12源极和地之间配量R1204将在R1204引起IR压降，该压降用来降低N12的V_gs，因此，也降低了它的电流。从而R1204能用来测定在N12中是否达到所要求的电流。

N12中的电流必须通过接成二极管的P3，P3的栅极电压加到P1和P2的栅极。当P1和P2导电时，它们将个别通过电流I₁和I₂。I₁和I₂将正比于它们的W/L对P3的W/L的比值乘以P3中的电流的比值。

现在转到图12，这里说明一种用作可编程偏置电流电路的最佳实施例300，它将替代图11中所示的现有技术偏置电流电路实施例200。除N12用前面27页上描述的一种EEPMDM n-沟道晶体管替代外，图12中所示的可编程偏置电流电路同图11中描画的现有技术中的电路是相同的，由此不必需要可修整的电阻204，一个电容器206和一块连接垫片202。从发明的起搏器消去这些部分将降低整系统的成本，部分计算和具体尺寸。根据历史上的观点，例如生产处理需要激光整修R1204，以获得在N12中一个所要求的电流。此外，在电流转换和/或中断期间，在现有技术的偏置电流发生器200中要求电容206实现合适的EMI滤波并完成电流的平滑作用。在现有技术的偏置电流发生器200中，电阻204和电容206用连接垫片202连接到偏置电流发生电流200。这样，如前所示，取消修整电阻204和电容206，同时也就取消了连接片202。因此可以看到，取消电阻204，电容206和连接垫片202之所以降低了整个系统成本，乃是因为需要修整电阻204，连接电阻204和电容206至垫片202的生产过程，以及观察和试验具有这些部分的偏置电流发生器200的工作现有都被去掉了。

可编程偏置电流发电器最佳实施例300的工作参照图12将更容易理解。图12中所示的EEPROM型晶体管302包括一个电气绝缘栅(通常为多晶硅)它能用在该绝缘栅上的储存的电子被充电到一个负电压。该储存的电荷的净效应是提高晶体管302的视在的阈值电压。这样，加到EEPROM NFG302的控制栅极的N10的栅极电压(该控制栅极是第二个多晶硅栅，它直接驻留在上面，而且同浮动栅极在电气上绝缘)将使NFG302传导由下式断定的一个电流：

I(NFG)＝K^*I(N10)^exp((v_th(N10)－V_th(NFG)－V_fs)/n*V_t))这里：V_th(N10)是N10的阈值电压；

V_th(NFG)是当无电荷储存在其浮动栅极上时NFG302的阈值电压；

V_fg是储存在NFG302漂浮栅极上的负电压的绝对值；

n是一个处理常数；以及

Vt是K*T/q，它是上面定义的，是热电压。该表示式I(NFG)假定NFG302是处于亚阈值导电状态；这样，电流是电压的指数函数。在现有技术的偏置电流发生器200中，同样也在可偏程偏置电流发生器最佳实施例300中，必须处于亚阈值导电状态的晶体管只有P10和P11。所有其他的晶体管既可处亚阈值状态，也可处强转换状态。对于强转换，电流对V_gs显示平方律关系，而不是指数关系。值得注意的是，由N10，N11和N12(或NFG)以及P3，P1和P2构成的电流镜的精度由它们处于强转换状态时得到改善，这是由于平方律关系对于小的阈值电压的变化是不灵敏的。

现在转到图13A，可以看出，已经用在上述起搏器去驱动振荡器电路22的现有的偏置电流发生器200要求额外的前面已讨论过的元件，即一个修整电阻204，一个电容206和一个连接垫片。这些元件在本发明的起搏器中已被取消，本发明的起搏器使用在图13中描绘的可编程偏压电流发生器300。

在图12和13B说明的最佳实施例中，可编程偏置电流发生器300在制造处理期间就被编程，这种编程使用一种类似于普通熟悉的模拟EEPROM编程技术，增加或减小在EEPROM NFG302浮动栅极上的电荷。这样，可编程偏置电路发生器300不必固定不变地使用那些在前面描述的用于在图6中加以说明的EEPROM储存电路25那样的漏极和栅极控制电路。例如，对于IC薄膜探针，图12的浮动栅晶体管302是通过一个标准的探针垫片(未示)用9-18伏正脉冲通过在一个薄膜探针卡片(未示)上的电路来编程的。例如一个编程脉冲被施加来改变晶体管302的阈值，修正输出电流I1。该已编程电流改变了图110HZ振荡器22的频率。如图14所示，通过对脉冲应用408编程，并测量输出频率404，轮流地对电流进行编程，10HZ振荡器22被非易失性地修整到一予定值。依次制造步骤即，薄膜划痕和中断，封装，腐蚀，装进混合器和可植入医疗器，都不影响予编程修整。成本明显降低，尺寸减小以及改善的可靠性均由于取消了多个元件以及接着的试验和修整。

图15说明一个电压灵敏电路500，它使用一个电压阈值检测器502感受一变化输入电压的电压电平变化。一个用作阈值检波器502的最佳实施例700在图17中说明。在图17中，一个浮动栅极晶体管302替代图16中描绘的现有技术的元件，即电容204，电阻206，和连接垫片202。结合晶体管302表示出的优点和在35-37页上对于可编程偏置电流电路300所讨论的那些优点相同。

在图7中，由图6的电路在线162上产生的电流控制信号CURRENT1被加到单一触发电路124的CURRENT1输入端。单一触发电路124的一个实施例的简图表示在图8中。回想图6，CURRENT1信号的电流电平相应于向EEPROM单元N24的浮动栅极充电编程的总量。同样，回想图1，输出，泵和再充电电路14的“T”输入端接收脉冲宽度单一触发电路16的输出脉冲。该在图1中，输出和泵电路14的“T”输入端具有相应于通过电容66传递到患者心脏的一个整速脉冲所要求的宽度的持续期。

图7代表了一个电路的目前最佳的实施例，该电路在脉冲宽度单一触发电路16，速率单一触发和TMT电路58，以及输出电路14的再充电单一触发部分中重复出现。图7电路包括反相器150，152，154，158和160，一个NAND门156，以及一个延时电路124，该延时电路在CURRNT1线162上从上/下控制电路(对于脉冲宽度单一触发16和速率单一触发58的情况)接收一个已编程的电流或一固定的电流(对于电路14中再充电情况)。延时电路124在其PULSE输入端(模式c)由一个信号触发。

图8中表示的延时电路124是控制定时单元；其延时由在CURRENT1线162上加到它的CURRENT1输入端的参考电流建立起来的。表示在图9定时图中的波形显示该电路的工作。驱动图7中结点A以及NAND门156的反相器150，152，以及154在结点B产生一窄脉冲，该窄脉冲产生在加到R输入端的信号的前沿，并且仅仅通过反相器150，152和154维持传播延时。在结点C的信号是在结点B信号的逻辑转换，并且驱动延时电路124的PULSE输入端。电路124输出端的输出信号当R延时电路输入为高电平时被强制成低电平；只要在R输入端的信号达到低电平，延时就开始。除非用加到R输入端的信号的另一上升前沿，结点D(延时单元124的输出)将在时延终止处达到高电平。这样，可以看出，脉冲宽度单一触发器的O输出端(即图1中的线64)在R的前沿达到高电平，并且在一段时间延迟后达接近低电平。但是，如果R前沿发生在该时间延迟结束之前，则将重置该时间延迟，结果在一逻辑高电平上保存了该O输出信号。该O输出端将保留高电平，直到不存在R前沿使该时间延迟结束。

现在参照图8，使得有可能说明延时单元如何作用以及该参考CURRENT1如何控制时延。CURENT1加到N27的栅极和漏极，建立起允许N27传送该电流所要求的电压。N27和N28具有同样的宽度/长度比；因此N28的电流I_ds将等于CURRENT1。优选值为3PF的电容C1提供噪声和电源的干扰抑制。N28的I_ds加到P18的栅极和漏极，建立起传送该电流所要求的电压。这样，P19和P26被驱动传送正比于它们各自宽/长比对P18的宽/长比的比值电流量。P18，P19，N29，N30，P20和P21形成电流镜/源级，其中，宽/长比的比值被减小，使P21的I_ds为P18的I_ds的0.01或者标称为1.5nA。这样，电路124包括：(1)由电流源P21和N31构成的反相器INV1；(2)由P24和N33构成的反相器INV2；(3)由P25，电流源P26和N35构成的反相器INV3；(4)由P28和N34构成的反相器INV4；(5)P22和P23，它们提供快速牵引N35的栅极到正电流的一个通道；以及(6)N32和C2。

延时单元124基本工作情况如下：当加到电路124的脉冲输入信号保持高电平时，(1)N31牵引N35的栅极接地；(2)P22截止；(3)INV2的输出达低电平；(4)P25导通并牵引INV3的输出为高电平；(5)P23截止和N32导通；(6)C2通过N31放电到地；以及(7)OUT为低电平。这种状态当加高电平PULSE输入电压时将立即达到。当PULSE变成低电平，延时电路124经历三种状态，(1)充电，(2)转换，以及(3)稳定的输出。当PULSE经一次达到低电平时，(1)N31截止；(2)P22导通；(3)INV2的输出为高电平；(4)P25截止；(5)INV3的输出仍是高电平；(6)INV4的输出仍是低电平；(7)N32导通；以及(8)C₂开始由电流源P21向正电源充电-这就是充电状态。该充电状态将继续，直到C₂和N35的栅极(它们是连在一起的，直到N32被截止为止)达到接近N35的阈值电压-在这个时刻N35将开始导电。当N35开始导电时转换状态开始。如果其栅极电压持续上升，N35将最后有可能传导比电流源P26提供的电流更大的电流；在那个时间INV3的输出将开始向地电位降落。当INV3的输出降落到比低于正电源的P23的阈值电压更低时，P23导电，这将加建C₂和超过N35的阈值电压的N35的栅极的充电。在这点上，INV4的输出加速向地电位降落，这导至N32电阻性增加，这使N35的栅极甚至更快地向正电源充电。最后的结果是一旦达到N35的阈值电压，N35的栅极很快充到正电源，这使INV3的输出成为低电平，而INV4的输出到达高电平-在这点上该延时单元处于稳定的输出状态。

该延时单元实际的延时是该延时单元充电时间加上转换时间的和。按设计，转换时间为充电时间的一个小部分。因此，对实际目的，延时可表示成： $\mathrm{Delay}=C2\×\left(\frac{V_{\mathrm{thn}}}{I}\right)$ 这里V_thn为N-沟道阀值电压，I为电流源P21的电流(即1.5nA)，以及C₂为1.06PF。

如前所指出，一个单独的如在图8中所示的延时电路124被提供在速率单一触发和TMT电路58，脉冲宽度单一触发电路16，以及输出，泵，和再充电电路14中。当它的输入，R，成为高电平时，它的输出，O，成为高电平，并且对于由电路90提供的电流所建立的时间维持高电平，这个在线94上来自电路90的电流是按以上对CURRENT1描述的同样方式产生的。但是C2的值为2000PF，从而给出一个标称的923msec或65-PPM的速率单一触发间隔。

延时电路124还有输出电路14的-5msec再充电单一触发中重复出现。在这种情况下，除电容C₂具有10PF值以及图6的电流控制用标准的N-沟道CMOS晶体管(即，非EEPROM)替代N24而得到改善外，该电路的作用同上述脉冲宽度单一触发电路的相同。这样，使用了一个150nA的固定的，非可编程电流。

图1起搏器10的整速工作参照图10的定时图能更好地加以理解。图10描绘的过程在时间T20随着传送一个整速脉冲开始。图10中符号RATE ONE SHOT描绘与速率单一触发电路58有关的延时电路124中的电容C₂上的电荷。在时间T20，快速放电的这个电容立即开始确定延时电路24延时的充电周期。具有由在CURRENT1输入端上加到电路124的参考电流所确定的充电速率。响应于脉冲宽度单一触发器16的O输出端产生的输出脉冲产生一个整速脉冲的传递；该信号在图10中被标记成PULSE WIDTH。在时间T20，脉冲宽度单一触发器16产生在图10中标志180的一个输出脉冲，其持续期由加到同脉冲宽度单一触发器16有关的延时电路124的CURRENT1输入端的参考电流所决定的。脉冲180加到输出，泵，和再充电电路14的T(触发)输入端。使电路14产生一个输出脉冲182从其O输出端到输出电容66。

如参照图1描述的，10HZ振荡电路22，速率限制电路26，消隐电路28，以及(肌体组织)不起反应电路30也都是在传递一个整速脉冲时重新启动的。如图10所示，消隐电路认定其在线29上的消隐输出信号为100mse，即-10HZ时钟周期。(肌体组织)不起反应电路认定其在线44上的REFRACTORY输出信号为300msec，即三个10HZ时钟周期。同样，速率限制电路26认定其在线40上的RATE LIMIT输出为400msec，即四个10HZ时钟周期。

继续参照图10，在时间T20和T22之间，未觉察到内在的心脏活动，因此在速率单一触发电路58中的电容C₂被允许去完成另一个充电周期，在时间T22达最大值并立即放电。速率单一触发器的终止使10HZ振荡器22，速率限制电路26，消隐电路28和(肌体组织)不起反应电路30重新启动，同时使脉冲宽度单一触发器16以及输出，泵，和再充电电路14传递一个整速脉冲。

在时间T24上，在速率单一触发58已具有时间去完成C₂电容充电周期之前，发生一感觉到的活动，这使灵敏放大器20在线21上产生一个SENSE AMP脉冲184。如前面参照图1所示。灵敏放大器脉冲184通过D触发器46和AND门82传送，使速率单一触发器58对电容C₂放电，并重新启动电容充电周期。

根据以上对本发明的具体实施例的详细说明，应当明显的是已经公开了一种简单的，功能受到限制的可植入医疗器件。该公开的器件当使其工作效率最高和设计最简单化时可引起它使用一些子系统，这些子系统将使该装置体积和成本降低到最小，减小体积和减少元件数量。当本发明的一个具体实施例已经在此详尽地被公开的时候，这样作仅仅是说明的目的，而并不意指限制本发明在下面权利要求中所确定的范围。应当理解，对该公开的实施例能做出各种替代，改型或改进而不脱离权利要求的精神和范围。

例如，虽然本发明已经在上下文中描述了关于一种心脏起搏器，但发明人确信，本发明可以方便地用到上下文中描述的其他医疗器件中，例如心力计，除纤颤器，神经激励器，或其他具有同步操作或非侵害的(non-invasively)可编程元件的可植入器件。此外，上面还讨论了某些起搏器子系统的具体实施(包括半导体器件尺寸和类型的说明)，应当理解，这些只不过是发明人目前优选的或设想的实施，因此，并不用来限制本发明于公开的实施例。

Claims (10)

1.一种由应用磁场装置产生具有第一极性的第一外磁场以及产生具有第二极性的第二外磁场的可植入心脏起搏器包括：

一个用于产生心脏激励脉冲的脉冲振荡器；

耦合到用于产生第一模拟电压和第二模拟电压的所说脉冲振荡器的电压发生装置；

耦合到用于储存所说模拟电压的所说电压发生装置的第一模拟电压储存器件；

一个第一磁传感器电路，具有第一磁铁信号发生装置，响应所说第一极性的所说第一外磁场，以产生第一磁铁信号，以及还具有第二磁铁信号发生装置，响应所说第二极性的所说第二外磁场，以产生第二磁铁信号；

一个逻辑电路，耦合到所说磁传感器电路和所说第一模拟电压储存器件，所说逻辑电路具有第一上升信号发生装置，响应所说第一和第二磁铁信号的第一予定顺序，以产生第一上升信号，以及还具有第一下降信号发生装置，响应所说第一和第二磁铁信号的第二予定顺序，以产生第一下降信号，这样以致使所说第一储存电压按所说第一予定序列上升，而按所说第二予定序列下降：

第一参考电流发生电路，耦合到所说第一模拟电压储存器件，用于产生正比于所说第一储存模拟电压的第一参考电流；

传感装置；用于至少传感一个心脏活动；

—基本速率电路，耦合到所说脉冲振荡器，所说传感装置，以及所说参考电流发生电路，所说基本速率电路当第一时间间隔失去跟随的一个在前的心脏活动时具有用来产生一个触发信号的装置，其中，在所说第一时间间隔期间无新的心脏活动发生，以及其中所说第一时间间隔正比于所说第一参考电流。

2.一种按权利要求1的起搏器，还包括：

—第二模拟电压储存器件，用于储存第二模拟电压；

—第二磁传感器电路，具有一第三磁铁信号发生装置，响应所说第一极性的第一外磁场，以产生第三磁铁信号，以及具有一第四磁铁信号发生装置，响应所说第二极性的第二外磁场，以产生第四磁铁信号；

—第二逻辑电路，耦合到所说第二磁传感电路和所说第二模拟电压储存器件，具有一第二上升信号发生装置，响应所说第三和第四磁铁信号的第三予定顺序，以产生一第二上升信号，以及还具有一第二下降信号发生装置，响应所说第三和第四磁铁信号的第四予定顺序，以产生一第二下降信号，这样以致使所说第二储存电压响应所说第三予定顺序上升，以及响应所说第四予定顺序下降；

—第二参考电流发生电路，耦合到所说第二模拟电压储存器件，用于产生正比于所说第二储存模拟电压的第二参考电流；以及

—脉冲宽度电路，耦合到所说基本速率电路，所说脉冲宽度电路响应所说触发电路，以产生具有正比于所说第二参考电流的可编程持续期的一个脉冲宽度脉冲，其中，所说脉冲宽度脉冲确定用于所说心脏激励脉冲的持续期。

3.一种按权利要求2的起搏器，其中所说第二模拟储存电路包括一个MAGFET。

4.一种按权利要求2的起搏器，其中所说第二模拟电压储存电路包括一个浮动栅晶体管。

5.一种按权利要求1的起搏器，其中所说第一磁传感器包括一个MAGFET。

6.一种按权利要求1的起搏器，其中所说第一模拟电压储存电路包括一个浮动栅晶体管。

7.一种操作一个心脏起搏器的方法包括下列步骤：

(a)产生一第一电压；

(b)将所说第一电压储存在一第一模拟电压储存器中；

(c)产生正比于所说第一储存电压的一第一参考电流；

(d)产生在一基本速率上具有正比于所说第一参考电流的一可编程持续期的心脏激励脉冲；

(e)检测应用具有一第一极性的外磁场；

(f)检测应用具有一第二极性的外磁场；

(g)响应所说检测具有所说第一极性的磁场产生一第一磁铁信号；

(h)响应所说检测具有所说第二极性的磁场产生一第二磁铁信号；

(i)检测所说第一和第二磁铁信号的第一予定顺序；

(j)检测所说第一和第二磁铁信号的第二予定顺序；

(k)响应所说检测第一和第二磁铁信号的所说第一予定顺序，增加所说第一储存电压；以及

(l)响应所说检测第一和第二磁铁信号的所说第二予定顺序，减少所说第一储存电压。

8.一种按权利要求7的方法，还包括如下步骤：

(m)将一第二电压储存在一第二模拟电压储存电路中；

(n)产生正比于所说第二储存电压的一第二参考电流；以及

(o)设置所说可编程激励脉冲到正比于所说第二参考电流的一持续期。

9.权利要求8的方法，还包括如下步骤：

(p)响应所说检测具有所说第一极性的一磁场，产生一第三磁铁信号；

(q)响应所说检测具有所说第二极性的一磁场，产生一第四磁铁信号；

(r)检测所说第三和第四磁铁信号的第三予定顺序；

(s)检测所说第三和第四磁铁信号的第四予定顺序；

(t)响应所说检测第三和第四磁铁信号的所说第三予定顺序，增加所说第二储存电压；

(u)响应所说检测第三和第四磁铁信号的所说第四予定顺序，减少所说第二储存电压。

10.一种可植入的医疗器，至少具有一个由可编程可变时间间隔定义的操作参数，这样使所说参数由用于产生具有第一极性的第一外磁场以及具有第二极性的第二外磁场的一个磁场装置编程，包括：

具有在那里储存电压的一模拟电压储存电路；

—参考电流发生电路，耦合到所说电压储存电路并适于产生正比于所说储存电压的一参考电流；

—单一触发电路，耦合到所说参考电流发生电路，并响应所说参考电流产生一个具有正比于所说参考电流的持续期的输出脉冲；

—磁传感电路，具有响应所说第一极性的所说第一外磁场以产生一第一磁铁信号的装置，以及还具有响应所说第二极性的所说第二外磁场以产生第二磁信号的装置；以及

—编程电路，耦合到所说磁传感电路和所说模拟电压储存电路，响应所说第一和第二磁铁信号的一第一予定顺序以递增地减小所说储存电压，并且响应所说第一和第二磁铁信号以递增地增加所说储存电压。

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