CN114400989A - 脉冲发生电路、脉冲发生装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种脉冲发生电路、脉冲发生装置及其控制方法，该脉冲发生电路包括高压直流电源、至少一个磁驱动回路电路，以及与高压直流电源并联连接的Marx主电路，磁驱动回路电路中的半桥控制电路的输出端和至少一个门极驱动电路组通过高压导线利用磁感应定律传递控制信号，门极驱动电路组设有第一输出端和第二输出端，第一输出端与Marx主电路中的主开关连接，第二输出端与所述Marx主电路中的尾切开关连接。通过高压导线同时控制Marx主电路中的主开关和尾切开关，以实现高电压幅值输出，相比于现有技术来说，本申请不需要复杂而昂贵的光纤控制电路，从而大大简化多级脉冲发生电路中磁驱动的隔离电路结构，提高了脉冲发生电路的输出电压和输出功率。

Description

脉冲发生电路、脉冲发生装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及等离子体放电领域，特别涉及一种脉冲发生电路、脉冲发生装置及其控制方法。

背景技术

随着脉冲功率技术在生物医疗、食品处理、等离子体产生等领域日益广泛而深入的应用，全固态脉冲发生器面临着更高电压幅值、更长脉宽、更高频率等新要求。其中，针对食品处理的脉冲发生器需要输出几十千伏的脉冲高压，几十到几百安培的脉冲电流，同时放电频率需要达到几百到几千赫兹。这对脉冲发生器提出了高电压输出，强带载能力和大功率运行等要求。

目前，实现上述要求的脉冲发生器主要有以下三种类型：加法型，开关串联型和Marx型，这三种类型的脉冲发生器在驱动电路的隔离上常采用的方式是使用磁驱动变压器提供栅极驱动，然而磁驱动变压器只能控制一路开关，且同步性能较差，其是应用在开关串联电路中，会出现开关导通不同步，从而导致开关烧毁；尤其是应用在存在开关电路的Marx型电路中，其回路设计复杂且无法满足Marx储能电容的快速恢复电压需求。

发明内容

本发明主要目的在于提供一种脉冲发生电路、脉冲发生装置及其控制方法，以解决现有的脉冲发生器中，磁驱动的隔离电路结构复杂的技术问题。

为实现上述目的，本发明第一方面提出了一种脉冲发生电路，所述脉冲发生电路包括：高压直流电源、至少一个磁驱动回路电路，以及与所述高压直流电源并联连接的Marx主电路；

所述磁驱动回路电路包括信号控制电源、磁驱动信号发生器、半桥控制电路和至少一个门极驱动电路组；所述信号控制电源与所述半桥控制电路并联连接，所述磁驱动信号发生器与所述半桥控制电路的信号输入端连接，所述半桥控制电路的输出端和所述至少一个门极驱动电路组通过高压导线利用磁感应定律传递控制信号；

所述门极驱动电路组设有第一输出端和第二输出端，所述第一输出端与所述Marx主电路中的主开关连接，所述第二输出端与所述Marx主电路中的尾切开关连接。

在本发明第一方面的一实施例中，所述Marx主电路包括N级的Marx电路，其中，N级所述Marx电路相互并联连接后，第一级的所述Marx电路与所述高压直流电源并联。

在本发明第一方面的一实施例中，所述Marx电路包括依次与所述门极驱动电路组的两个输出端连接的主开关管和尾切开关管，以及第一二极管和第一储能电容；

所述主开关管的S极与所述尾切开关管的D极连接，所述第一储能电容的两端依次与所述主开关管的D极与所述尾切开关管的S极连接，所述第一二极管串联于所述高压直流电源的正极和所述主开关管的D极之间；下一级所述Marx电路并联于所述主开关管的D极和S极。

在本发明第一方面的一实施例中，若所述半桥控制电路输出正脉冲驱动信号时，所述门极驱动电路组的两个输出端分别输出电平控制各级的所述Marx电路中的主开关管导通和尾切开关管断开，以实现所述脉冲发生电路输出高压脉冲；

若所述半桥控制电路输出负脉冲驱动信号时，所述门极驱动电路组的两个输出端分别输出电平控制各级的所述Marx电路中的尾切开关管导通和主开关管断开，使所述尾切开关管和所述负载形成回路，将所述负载上的残余电荷迅速释放。

在本发明第一方面的一实施例中，所述门极驱动电路组包括磁环、门极调制电路组，以及缠绕于所述磁环上的第一绕组和第二绕组，其中，所述第一绕组和第二绕组的绕向相反，所述门极调制电路组设有第一输入端和第二输入端，且第一输入端和第二输入端中均设有两个引脚；所述第一绕组与所述门极调制电路组的第一输入端连接，所述第二绕组与所述门极调制电路组的第二输入端连接，所述高压导线穿过所述磁环后与所述半桥控制电路连接。

在本发明第一方面的一实施例中，所述门极调制电路组包括第一门极调制电路和第二门极调制电路；

所述第一门极调制电路包括第一输入端、第一MOSFET、第二MOSFET、第一驱动电阻、第二驱动电阻、第一门极电容、第一瞬间抑制二极管、第一分压电阻和第一输出端；所述第一输入端上设有第一输入引脚和第二输入引脚，所述第一输入引脚与所述第一MOSFET的S极连接，所述第二输入引脚与所述第二MOSFET的S极连接；所述第一MOSFET的G极通过所述第一驱动电阻与所述第二MOSFET的S极连接；所述第二MOSFET的G极通过所述第二驱动电阻与所述第二MOSFET的D极连接；所述第一门极电容串联于所述第一MOSFET的D极和所述第二MOSFET的D极之间；所述第一输出端上设有第一输出引脚和第二输出引脚，所述第一输出引脚与所述第一瞬间抑制二极管的第一端连接，同时通过所述第一分压电阻与所述第二MOSFET的D极连接；所述第二输出引脚与所述第一瞬间抑制二极管的第二端连接，同时与所述第一MOSFET的D极连接；

所述第二门极调制电路包括第二输入端、第三MOSFET、第四MOSFET、第三驱动电阻、第四驱动电阻、第二门极电容、第二瞬间抑制二极管、第二分压电阻和第二输出端；所述第二输入端上设有第三输入引脚和第四输入引脚，所述第三输入引脚与所述第三MOSFET的S极连接，所述第四输入引脚与所述第四MOSFET的S极连接；所述第三MOSFET的G极通过所述第三驱动电阻与所述第四MOSFET的S极连接；所述第四MOSFET的G极通过所述第四驱动电阻与所述第四MOSFET的D极连接；所述第二门极电容串联于所述第三MOSFET的D极和所述第四MOSFET的D极之间；所述第二输出端上设有第三输出引脚和第四输出引脚，所述第三输出引脚与所述第二瞬间抑制二极管的第一端连接，同时通过所述第二分压电阻与所述第四MOSFET的D极连接；所述第四输出引脚与所述第二瞬间抑制二极管的第二端连接，同时与所述第三MOSFET的D极连接。

在本发明第一方面的一实施例中，所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的阻值相等。

在本发明第一方面的一实施例中，若所述半桥控制电路输出正脉冲驱动信号时，所述高压导线与所述第一绕组和所述高压导线与所述第二绕组之间基于磁感应定律分别感应出两个相反的第一脉冲信号，通过两个所述第一脉冲信号分别控制所述第一MOSFET和所述第四MOSFET导通，以实现对所述第一门极电容和所述第二门极电容充电以及所述主开关管导通和尾切开关管断开；

若所述半桥控制电路输出负脉冲驱动信号时，所述高压导线与所述第一绕组和所述高压导线与所述第二绕组之间基于磁感应定律分别感应出两个相反的第二脉冲信号，通过两个所述第二脉冲信号分别控制所述第二MOSFET和所述第三MOSFET导通，以实现对所述第一门极电容和所述第二门极电容充电以及主开关管断开和尾切开关管导通；

若所述半桥控制电路输出信号为从正脉冲驱动信号变化为零脉冲信号时，所述第一MOSFET和所述第四MOSFET均断开，所述主开关管在所述第一门极电容的作用下持续保持导通，所述尾切开关管在所述第二门极电容的作用下持续保持断开；

若所述半桥控制电路输出信号为从负脉冲驱动信号变化为零脉冲信号时，所述第一MOSFET和所述第四MOSFET均断开，所述主开关管在所述第一门极电容的作用下持续保持断开，所述尾切开关管在所述第二门极电容的作用下持续保持导通。

在本发明第一方面的一实施例中，所述半桥控制电路包括并联连接开关组合电路和电容组合电路，所述电容组合电路与所述高压直流电源并联连接，所述高压导线的两端依次与所述开关组合电路和所述电容组合电路连接。

为实现上述目的，本发明第二方面提出了一种脉冲发生装置，该装置包括至少一个如上所述的脉冲发生电路。

为实现上述目的，本发明第三方面提出了一种脉冲发生电路的控制方法，应用于上述的脉冲发生电路，其特征在于，所述控制方法包括：

所述器驱动信号发生器向所述半桥控制电路中的开关组合电路输出脉冲信号，并基于所述脉冲信号控制所述半桥控制电路输出对应的驱动信号；

若所述驱动信号为正脉冲驱动信号时，根据磁感应原理，利用所述正脉冲驱动信号控制高压导线与第一门极调制电路中的第一绕组和高压导线与第二门极调制电路中的第二绕组输出两个相反的第一脉冲信号，通过两个相反的第一脉冲信号导通第一门极调制电路中的第一MOSFET和第二门极调制电路中的第四MOSFET，向第一门极调制电路中的第一门极电容和第二门极调制电路中的第二门极电容充电以及导通主开关管和断开尾切开关管，控制所述Marx主电路输出高压脉冲；

若所述驱动信号为负脉冲驱动信号时，根据磁感应原理，利用所述负脉冲驱动信号控制高压导线与第一门极调制电路中的第一绕组和高压导线与第二门极调制电路中的第二绕组输出两个相反的第二脉冲信号，通过两个相反的第一脉冲信号导通第一门极调制电路中的第一MOSFET和第二门极调制电路中的第四MOSFET，向第一门极调制电路中的第一门极电容和第二门极调制电路中的第二门极电容充电以及断开主开关管和导通尾切开关管，控制所述Marx主电路输出高压脉冲。

在本发明第三方面的一实施例中，在输出第一脉冲信号之后，还包括：

采集所述第一门极调制电路和所述第二门极调制电路，分别在所述第一脉冲信号驱动下输出的第一开关电压波形和第二开关电压波形；

将所述第一开关电压波形和第二开关电压波形交叉处理，得到交叉点，并计算各所述交叉点的电压值和死区时间Td；

判断各所述死区时间Td是否相等，以及是否为零；

若不相等且不为零，则确定所述死区时间的变化规律，并基于所述变化规律调整所述第一门极调制电路和所述第二门极调制电路中的驱动电阻的阻值，直到所述死区时间与预设的死区时间阈值一致。

在本发明第三方面的一实施例中，所述基于所述变化规律调整所述第一门极调制电路和/或所述第二门极调制电路中的驱动电阻的阻值，包括：

基于所述变化规律增大所述第一门极调制电路中的第一驱动电阻和第二驱动电阻的阻值，以增大所述第一开关电压波形的上升沿；

和/或，

基于所述变化规律减小所述第二门极调制电路中的第三驱动电阻和第四驱动电阻的阻值，以减小所述第二开关电压波形的下降沿。

本发明提出的脉冲发生电路包括高压直流电源、至少一个磁驱动回路电路，以及与高压直流电源并联连接的Marx主电路，磁驱动回路电路包括信号控制电源、磁驱动信号发生器、半桥控制电路和至少一个门极驱动电路组，信号控制电源与半桥控制电路并联连接，磁驱动信号发生器与半桥控制电路的信号输入端连接，半桥控制电路的输出端和至少一个门极驱动电路组通过高压导线利用磁感应定律传递控制信号；门极驱动电路组设有第一输出端和第二输出端，第一输出端与Marx主电路中的主开关连接，第二输出端与所述Marx主电路中的尾切开关连接。相比于现有技术来说，本申请只需通过一根高压导线即可同时控制Marx主电路中的所有主开关和尾切开关，利用高压导线的耐压实现高电压幅值输出，利用尾切开关实现快速对储能电容充电，不需要复杂而昂贵的光纤控制电路，从而大大简化多级脉冲发生电路中磁驱动的隔离电路结构，提高了脉冲发生电路的输出电压和输出功率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。

图1为本发明中脉冲发生电路的原理框图；

图2为本发明中Marx主电路的一实施例的结构示意图；

图3为本发明中门极驱动电路组的原理框图；

图4为本发明中门极驱动电路组的一实施例的结构示意图；

图5为图4的门极驱动电路组的PCB板示意图；

图6为本发明中磁驱动回路电路的一实施例的结构示意图；

图7为本发明中磁驱动回路电路的控制波形与输出波形的关系示意图；

图8为本发明中磁驱动回路电路的另一实施例的结构示意图；

图9为死区时间为0时的门极调制电路的驱动波形图；

图10为死区时间稳定后的门极调制电路的驱动波形图；

图11为本发明中半桥控制电路的电路原理图；

图12为本发明中半桥控制电路的输出波形图；

图13为本发明中主开关管的驱动波形图；

图14为本发明中尾切开关管的驱动波形图；

图15为本发明中主开关管和尾切开关管的驱动波形及其局部放大图；

图16为本发明中脉冲发生电路输出的笔直脉冲的波形图；

图17为本发明中脉冲发生电路输出的快速上升沿波形图；

图18为本发明中脉冲发生电路输出30kV电压的波形图；

图19为本发明中脉冲发生电路输出300A电流的波形图；

图20为本发明中脉冲发生电路输出30kV/100Hz的波形图；

图21为本发明中脉冲发生电路输出30kV/40A的波形图。

本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明，本发明实施例中所有方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。

另外，在本发明中涉及“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。

请参阅图1，本发明提出一种脉冲发生电路，具体是基于磁驱动实现供电隔离的Marx脉冲发生电路，其具体包括高压直流电源110、Marx主电路120和至少一个磁驱动回路电路130，该磁驱动回路电路130的具体设置数量是根据Marx主电路120中的级数设置，而该Marx主电路120优先选择是包含15级以上Marx电路的带尾切Marx电路，其中，Marx主电路120与高压直流电源110并联连接，至少一个磁驱动回路电路130与Marx主电路120中的开关电路120a连接。

在实际应用中，该开关电路包括主开关电路和尾切开关电路，通过磁驱动回路电路130输出的脉冲信号控制主开关电路和尾切开关电路的导通和断开，以实现对脉冲发生电路整体输出的脉冲信号，优选的，主开关电路和尾切开关电路两者不能同时导通。

在实际应用中，所述磁驱动回路电路130分别与Marx主电路120中的每级Marx电路连接，可选的，磁驱动回路电路130的数量与Marx电路的数量相同，每个Marx电路单独设置一个磁驱动回路电路130。

在本实施例中，所述磁驱动回路电路130包括至少一个门极驱动电路组131、磁驱信号发生器132、高压导线133、信号控制电源134和半桥控制电路135，其中磁驱信号发生器132与所述高压直流电源110并联连接，高压导线133与所述磁驱信号发生器132连接；所述磁驱信号发生器132和所述门极驱动电路组131通过所述高压导线133利用磁感应定律电性连接。

所述信号控制电源134与所述半桥控制电路135并联连接，所述磁驱动信号发生器132与所述半桥控制电路135的信号输入端连接，所述半桥控制电路135的输出端和所述至少一个门极驱动电路131组通过高压导线133利用磁感应定律传递控制信号；

所述门极驱动电路组131的第一输出端和第二输出端依次与所述Marx主电路120中的主开关120b和尾切开关120c连接。

在实际应用中，每个门极驱动电路组131设有两个输出接口(120b和120c)，两个输出接口输出的脉冲信号互为相反信号，两个输出接口作为一组接口，该组接口与每级Marx电路中的主开关120b和尾切开关120c连接。磁驱信号发生器132为可输出方波的信号源，其输出的方波输入至半桥控制电路135，半桥控制电路135在方波的控制下将信号控制电源134的输出的脉冲转换成双极性方波的脉冲，双极性方波的脉冲通过高压导线133后控制门极驱动电路组131工作。

该高压导线133与门极驱动电路组131之间会形成一个双输出的变压器的等效电路，该等效电路是利用磁感应定律实现将磁驱信号发生器132输出的双方波感应输出两个相反的脉冲，并输入至门极驱动电路组131中，作为门极驱动电路组131的驱动信号。

在实际应用中，所述门极驱动电路组131上设有两个门极调制电路，分别为第一门极调制电路和第二门极调制电路，其中第一门极调制电路与主开关120b连接，第二门极调制电路与尾切开关120c连接。

通过对上述脉冲发生电路的实施，隔离电路采用磁驱动回路电路实现，该磁驱动回路电路由信号控制电源、门极驱动电路组、磁驱信号发生器和高压导线组成，磁驱信号发生器将信号控制电源产生的电压脉冲信号，通过高压导线实现门极驱动电路组的脉冲输出，以实现对Marx主电路的主开关和尾切开关的控制，相比与现有的供电隔离电路来说，该磁驱动的隔离电路结果更加简单，并且隔离效果好，控制也简单，同时利用尾切开关实现快速对储能电容充电，弥补储能电容在放电过程中损失的电荷，提高了脉冲发生电路的输出电压和输出功率。

进一步的，本申请提供的基于磁驱动的脉冲发生电路中的Marx主电路120具体由N级Marx电路组成，每级电路包含主开关和尾切开关，当主开关导通、尾切开关断开时，脉冲发生电路输出高压脉冲；当尾切开关导通、主开关闭合时，尾切开关和负载形成回路，将负载上的残余电荷迅速释放，从而实现尾切；同时，高压直流电源110通过二极管和尾切开关对储能电容进行充电，弥补储能电容在放电过程中损失的电荷。

如图2(a)所示，所述Marx主电路120包括N级的Marx电路121，其中，N级所述Marx电路121相互并联连接后，第一级的所述Marx电路121与所述高压直流电源110并联，其中N为大于等于15。

在本实施例中，所述Marx主电路120还包括负载122，所述负载122的一端与所述高压直流电源110的负极连接，所述负载122的另一端与第N级的所述Marx电路121连接。

在实际应用中，该Marx主电路120包括32级Marx电路121，每级Marx电路121具有一路主开关120b和一路尾切开关120c，这两路开关通过一根高压导线控制的门极驱动电路组131就可以同时对这两路开关进行控制，从而避免使用了复杂而昂贵的传统控制回路，这使得整个脉冲发生电路的成本和系统复杂性大大较低，而脉冲发生电路的可靠性得到了提升。此外，其最高可输出电压由高压导线之间的耐压决定，解决了传统Marx脉冲发生电路受隔离电压模块控制的难题。通过这种电路结构和控制方法，可以制得高电压(数十kV)、大功率(数十kW)输出的Marx型脉冲发生电路。

在本实施例中，如图2(b)所示，所述Marx电路121包括依次与所述门极驱动电路组131的两个输出端连接的主开关管(如图中的S1至S10)和尾切开关管(如图中的S11至S20)，以及第一二极管(如图中的VD1至VD10)和第一储能电容(如图中的C1至C10)。在实际应用中，一个Marx电路包括一个第一二极管、一个第一存储电容、一个主开关管和一个尾切开关管，图2(b)为包含多个Marx电路。

下面以第一级Marx电路为例说明各器件支架你的连接关系和工作原理，所述主开关管S1的S极与所述尾切开关管S11的D极连接，所述第一储能电容C1的两端依次与所述主开关管S1的D极与所述尾切开关管S11的S极连接，所述第一二极管VD1串联于所述高压直流电源110的正极和所述主开关管S1的D极之间。下一级所述Marx电路121并联于所述主开关管S1的D极和S极，所述负载R_load122的另一端与第N级的所述Marx电路121中的主开关管S1的S极连接。

在实际应用中，第一级的Marx电路121中的各元器件按照上述的方式连接，而第二级与第一级的连接关系为第二级并联在第一级中的主开关管S1上，如图2(b)所示，第二级的Marx电路并联在主开关管S1的D极和S极上。每级的主开关管和尾切开关管与磁驱动回路电路130的输出端连接，可选的，该磁驱动回路电路130选择两路输出的磁驱动电路，以第一级的Marx电路为例说明，磁驱动回路电路130中的一路与主开关管S1连接，另一路与尾切开关管S11连接，同理，每级Marx电路的主开关管和尾切开关管都设置一个磁驱动电路回路130进行驱动。

在实际应用中，磁驱动回路电路130与主开关管S1连接时，具体是与主开关管S1中的G极和S极连接，同理，磁驱动回路电路130与尾切开关管S11连接时，具体也是与尾切开关管S11中的G极和S极连接。

该磁驱动回路电路130在工作时，下面以第一级的Marx电路为例说明其工作原理：

若所述磁驱信号发生器132输出正脉冲驱动信号时，所述门极驱动电路组131的两个输出端分别输出电平控制所述Marx电路121中的主开关管S1导通和尾切开关管S11断开，以实现所述脉冲发生电路输出高压脉冲；

若所述磁驱信号发生器132输出负脉冲驱动信号时，所述门极驱动电路组131的两个输出端分别输出电平控制所述Marx电路121中的尾切开关管S11导通和主开关管S1断开，使所述尾切开关管S11和所述负载122形成回路，将所述负载122上的残余电荷迅速释放。

如图3所示，所述门极驱动电路组131包括磁环1316、门极调制电路组1313，以及缠绕于所述磁环1316上且绕向相反的第一绕组1314和第二绕组1315，所述第一绕组1314与所述门极调制电路组1313的第一输入端1311连接，所述第二绕组1315与所述门极调制电路组1313的第二输入端1312连接，所述高压导线133穿过所述磁环1316后与所述磁驱信号发生器132连接，另外，门极驱动电路组131的两个输出端(第一输出端1317和第二输出端1318)与Marx电路121中的主开关120b和尾切开关120c连接。

如图4和5所示，为门极调制电路组1313的具体电路原理图和PCB板，该图选择所述门极调制电路组设有两路输出，所述门极调制电路组1313包括第一门极调制电路和第二门极调制电路；

如图4所示，所述第一门极调制电路包括第一输入端、第一MOSFET(Q1-1)、第二MOSFET(Q1-2)、第一驱动电阻(R1-1)、第二驱动电阻(R1-2)、第一门极电容Cg1、第一瞬间抑制二极管Z1、第一分压电阻Rg1和第一输出端；所述第一输入端的一个引脚与所述第一MOSFET(Q1-1)的S极连接，所述第一输入端的另一个引脚与所述第二MOSFET(Q1-2)的S极连接；所述第一MOSFET(Q1-1)的G极通过所述第一驱动电阻(R1-1)与所述第二MOSFET(Q1-2)的S极连接；所述第二MOSFET(Q1-2)的G极通过所述第二驱动电阻(R1-2)与所述第二MOSFET(Q1-2)的D极连接；所述第一门极电容Cg1串联于所述第一MOSFET(Q1-1)的D极和所述第二MOSFET(Q1-2)的D极之间；所述第一输出端的一个引脚与所述第一瞬间抑制二极管Z1的一端连接，同时通过所述第一分压电阻Rg1与所述第二MOSFET(Q1-2)的D极连接；所述第一输出端的另一个引脚与所述第一瞬间抑制二极管Z1的另一端连接，同时与所述第一MOSFET(Q1-1)的D极连接。

所述第二门极调制电路包括第二输入端、第三MOSFET(Q2-1)、第四MOSFET(Q2-2)、第三驱动电阻(R2-1)、第四驱动电阻(R2-2)、第二门极电容Cg2、第二瞬间抑制二极管Z2、第二分压电阻Rg2和第二输出端；所述第二输入端的一个引脚与所述第三MOSFET(Q2-1)的S极连接，所述第二输入端的另一个引脚与所述第四MOSFET(Q2-2)的S极连接；所述第三MOSFET(Q2-1)的G极通过所述第三驱动电阻(R2-1)与所述第四MOSFET(Q2-2)的S极连接；所述第四MOSFET(Q2-2)的G极通过所述第四驱动电阻(R2-2)与所述第四MOSFET(Q2-2)的D极连接；所述第二门极电容Cg2串联于所述第三MOSFET(Q2-1)的D极和所述第四MOSFET(Q2-2)的D极之间；所述第二输出端的一个引脚与所述第二瞬间抑制二极管Z2的一端连接，同时通过所述第二分压电阻Rg2与所述第四MOSFET(Q2-2)的D极连接；所述第二输出端的另一个引脚与所述第二瞬间抑制二极管Z2的另一端连接，同时与所述第三MOSFET(Q2-1)的D极连接。

在实际应用中，当磁环1316前端接收到半桥控制电路135输出双极性方波时，通过门极调制电路组1313，两个门极电容Cg上将分别形成两个极性相反的门极信号，门极信号的幅值由双极性方波的幅值决定，门极信号的脉宽由双极性方波的正负极性方波间距决定，门极信号的频率由双极性方波的频率决定；通过调节门极调制电路组1313中的驱动电阻，使门极信号的上升沿变缓，下降沿变快，从而实现了控制时序的“死区时间”。将两个门极信号接至主开关管S1和尾切开关管S11的驱动端，从而实现了可靠稳定地同时控制主开关和尾切开关。

在本实施例中，对于“死区时间”存在理想状态和非理想状态两种，而对于理想状态下，MOSFET管Q1-1和Q1-2(Q2-1和Q2-2)的驱动电阻R1-1和R1-2(R2-1和R2-2)大小一致，则门极调制电路输出的上升沿和下降沿将一致。那么Vgs-z和Vgs-wq的波形示意图将如图9所示，二者的交叉点将在0电平上，也就是死区时间几乎为0。虽然半导体开关的导通需要触发电平超过Uth，即Vgs-z和Vgs-wq的交叉点在0电平也可能不会使主开关和尾切开关同时导通。

在实际应用中，门极调制电路很难在理想状态下工作，为了保证门极调制电路的稳定工作，即是有可靠的死区时间，可以将门极调制电路中的四个驱动电阻采用可调电阻来设计，这时可以通过调节四个驱动电阻R1-1、R1-2、R2-1和R2-2的阻值来实现：增大R1-2和R2-2的阻值以增大Ug的上升沿，减小R1-1和R2-1的阻值以减小Ug的下降沿。从而使Vgs-z和Vgs-wq的交叉点稳定在0电平以下，实现了可靠的死区时间。这时门极调制电路输出的驱动波形的示意图如图10所示。

在本实施例中，当所述磁驱动回路电路130设置一个门极驱动电路组131时，该门极驱动电路组131中的两个输出端分别与各级的Marx电路中的主开关和尾切开关连接，实现统一的导通和断开控制，其波形的关系图7所示，其中V12和V34代表L上和L下的感应电压，具体的控制原理如下：

若所述磁驱信号发生器输出正脉冲驱动信号时，所述高压导线与所述第一绕组和所述高压导线与所述第二绕组之间基于磁感应定律分别感应出两个相反的第一脉冲信号，通过两个所述第一脉冲信号分别控制所述第一MOSFET和所述第四MOSFET导通，以实现对所述第一门极电容和所述第二门极电容充电以及所述主开关管导通和尾切开关管断开；

如图6所示的电路结构，所述半桥控制电路135由开关组合电路(图中的Q1和Q2)和电容组合电路(图中的C1和C2)并联连接形成，所述半桥控制电路135与所述信号控制电源134并联连接，所述高压导线133的两端依次与所述开关组合电路和所述电容组合电路连接。其具体电路原理图如图11所示，开关组合电路包括第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第一电容C1和第二电容C2，第一MOS管Q1的S极与第二MOS管Q1的D极连接，第一MOS管Q1的D极与电容组合电路的一端连接，第二MOS管Q2的S极与电容组合电路的另一端连接，电容组合电路由两个电容串联形成，高压导线133的一端与两个电容的共同连接端连接，高压导线133的另一端与第二MOS管Q2的D极连接，第一MOS管Q1的G极与第二MOS管Q2的G极接入控制信号。

在实际应用中，第一MOS管Q1的G极与第二MOS管Q2的G极通过数字信号发生器控制芯片IR2110控制，进而控制半桥控制电路135的输出。

在本实施例中，若半桥控制电路135输出正脉冲驱动信号时，高压导线L0流过一个向下的电流，由于磁感应定律，磁芯二次侧的两个绕组(L上和L下)也会分别感应出一个脉冲，在图中首先形成①和⑤两个回路。这两个回路分别使Q1-1和Q2-2导通，随即，②和⑥回路开启，磁环的二次侧转而对门极电容充电。经过一段时间后，第一门极电容Cg1和第二门极电容Cg2上分别形成了上正下负和上负下正的电压，即两个引脚G_Z和S_Z两端的Vgs-z为正，两个引脚G_WQ和S_WQ两端的Vgs-wq为负。如此，主开关120b导通，尾切开关120c关断。

若所述半桥控制电路135输出负脉冲驱动信号时，所述高压导线133与所述第一绕组1314和所述高压导线133与所述第二绕组1315之间基于磁感应定律分别感应出两个相反的第二脉冲信号，通过两个所述第二脉冲信号分别控制所述门极调制电路组中的第二MOSFET(Q1-2)和第三MOSFET(Q2-1)导通，以实现对所述门极调制电路组中的第一门极电容Cg1和第二门极电容Cg2充电以及主开关120b断开和尾切开关120c导通；

如图6所示的电路结构，若半桥控制电路135输出负脉冲驱动信号时，高压导线L0流过了一个向上的电流，由于磁感应定律，磁芯二次侧的两个绕组(L上和L下)也会分别感应出一个脉冲，在图1中首先形成③和⑦两个回路。这两个回路分别使Q1-2和Q2-1导通，随即，④和⑧回路开启，磁环的二次侧转而对门极电容充电。经过一段时间后，第一门极电容Cg1和第二门极电容Cg2上分别形成了上负下正和上正下负的电压，即两个引脚G_Z和S_Z两端的Vgs-z为负，两个引脚G_WQ和S_WQ两端的Vgs-wq为正。如此，主开关120b关断，尾切开关120c导通。

若所述半桥控制电路135输出信号为从正脉冲驱动信号变化为零脉冲驱动信号时，所述第一MOSFET(Q1-1)和所述第四MOSFET(Q2-2)均断开，所述主开关120b在所述第一门极电容Cg1的作用下持续保持导通，所述尾切开关120c在所述第二门极电容Cg2的作用下持续保持断开；

如图6所示的电路结构，若所述半桥控制电路135输出的正脉冲驱动信号结束，变为0电平时，Q1-1和Q2-2断开，此时第一门极电容Cg1和第二门极电容上的电荷没有释放通路，因此两个引脚G_Z和S_Z两端的Vgs-z持续为正，两个引脚G_WQ和S_WQ两端的Vgs-wq持续为负。由此，主开关120b持续导通，尾切开关120c持续关断。

若所述半桥控制电路135输出信号为从负脉冲驱动信号变化为零脉冲驱动信号时，所述第一MOSFET(Q1-1)和所述第四MOSFET(Q2-2)均断开，所述主开关120b在所述第一门极电容Cg1的作用下持续保持断开，所述尾切开关120c在所述第二门极电容Cg2的作用下持续保持导通；

如图6所示的电路结构，若所述半桥控制电路135输出的负脉冲驱动信号结束，变为0电平时，Q1-2和Q2-1断开，此时第一门极电容Cg1和第二门极电容上的电荷没有释放通路，因此两个引脚G_WQ和S_WQ两端的Vgs-z持续为负，两个引脚G_WQ和S_WQ两端的Vgs-wq持续为正。由此，主开关120b持续关断，尾切开关120c持续导通。直到下一个周期的正脉冲来临，状态又回到输出正脉冲，周而复始。

在实际应用中，若所述半桥控制电路135输出的驱动信号为0时，门极调制电路1313的MOSFET都处于关断状态，两个门极电容上均无电压，此时主开关120b和尾切开关120c均关断。

在本实施例中，该门极驱动电路组131的数量还可以根据实际设计要求进行增加或者减少，如图8所示，设置两个时，其共同使用一个磁环1316，每个门极驱动电路组131设置一个磁环1316，高压导线133和两个门极驱动电路组131中的绕组均缠绕在同一个磁环1316中，在半桥控制电路135输出双极性方波后，通过高压导线133在磁环1316的磁感应下，向两个门极驱动电路组131提供驱动信号，两个门极驱动电路组131输出相同的一组脉冲。每一个门极驱动电路组131与一级Marx电路的主开关120b和尾切开关120c连接。

在实际应用中，对于设置多个门极驱动电路组时，可以设置为每个门极驱动电路组设置一个磁环1316，这时高压导线133穿过所有磁环1316，高压导线133接收半桥控制电路135输出的双极性方波，通过磁环1316，将双极性方波的电信号转为磁信号，在磁环1316二次侧感应出双极性方波；脉冲发生电路的最高隔离电压(最高输出电压幅值)由高压导线133和磁环1316二次侧绕组导线(即是上述的第一绕组和第二绕组)的隔离电压共同控制，其中提升高压导线133的耐压值更容易，一般可达到30～50kV以上的隔离效果。

在本实施例中，磁驱动涉及到较多的参数选择，只有参数选择在合理的区间内，磁驱动才会有理想的输出，其参数选择主要包括：

半桥控制电路135中两个电容的容值：理想的半桥控制电路135输出应该要为标准的双极性脉冲方波，如果两个电容的容值过小，可能会使双极性方波发生畸变。仿真和实验的结果表明，半桥控制电路135储能电容的容值应在5μf及以上。

双极性方波的脉宽：如果磁驱信号的脉宽过短，可能会导致门极电容尚未达到预设电压就停止充电了，这将使主开关的上升沿、通流能力等受到影响；如果脉宽过长，则可能导致磁芯饱和，使磁信号发生器输出短路。仿真和实验的结果表明，双极性方波的脉宽应在2μs及以上较为合适，其输出波形如图12所示。

门极驱动电路组131中磁环1316的磁芯材料、尺寸、线圈匝数：如果选择磁芯磁导率过低，磁芯可能无法完整有效的将磁驱信号传递给门极调制电路，进而影响输出；磁芯的尺寸(截面积)和匝数影响驱动导线的等效电感值，电感值大时，电感电压回复为0需要的时间越长。如果频率过快，可能发生自激振荡。仿真和实验的结果表明，尺寸为25/40/10mm(内直径、外直径、高)的低剩磁纳米晶磁环可以较好地传递磁驱信号。

门极调制电路1313的驱动电阻、门极电容：门极电容的大小直接影响驱动信号的上升沿和下降沿，容值过大越慢，而容值过小时，其可以提供的功率又不足以驱动大型开关；驱动电阻类似，过小的驱动电阻会导致Ugs的震荡，过大的驱动电阻会导致开通关断速度变缓。仿真和实验的结果表明，门极电容的取值在10nf左右较为合适；驱动电阻在10Ω左右较为合适。

瞬间抑制二极管(TVS)的型号选择，TVS也是门极调制电路中的重要元件(在图6中为Z1和Z2)，其作用有两个，一是防止过高的Vgs使开关的栅源极受损而失灵；二是保证Marx电路的开关同步性。仿真和实验的结果表明，18V的双向TVS较为合适。

基于上述的电路参数设计的脉冲发生电路，其主开关120b和尾切开关120c的驱动波形，以及最终输出的高压脉冲波形具体如图13至图21所示。

本发明还提供了一种脉冲发生装置，该装置包括上述任一实施例提供的脉冲发生电路，可选的，上述脉冲发生装置包括至少一个脉冲发生电路。

本发明还提供了一种脉冲发生电路的控制方法，该方法应用于上述实施例提供的脉冲发生电路，所述控制方法包括以下步骤：

所述驱动信号发生器向所述半桥控制电路中的开关组合电路输出脉冲信号，并基于所述脉冲信号控制所述半桥控制电路输出对应的驱动信号；

若所述驱动信号为正脉冲驱动信号时，根据磁感应原理，利用所述正脉冲驱动信号控制高压导线与第一门极调制电路中的第一绕组和高压导线与第二门极调制电路中的第二绕组输出两个相反的第一脉冲信号，通过两个相反的第一脉冲信号导通第一门极调制电路中的第一MOSFET和第二门极调制电路中的第四MOSFET，向第一门极调制电路中的第一门极电容和第二门极调制电路中的第二门极电容充电以及导通主开关管和断开尾切开关管，控制所述Marx主电路输出高压脉冲；

若所述驱动信号为负脉冲驱动信号时，根据磁感应原理，利用所述负脉冲驱动信号控制高压导线与第一门极调制电路中的第一绕组和高压导线与第二门极调制电路中的第二绕组输出两个相反的第二脉冲信号，通过两个相反的第一脉冲信号导通第一门极调制电路中的第一MOSFET和第二门极调制电路中的第四MOSFET，向第一门极调制电路中的第一门极电容和第二门极调制电路中的第二门极电容充电以及断开主开关管和导通尾切开关管，控制所述Marx主电路输出高压脉冲。

在本实施例中，在输出第一脉冲信号之后，还包括：

采集所述第一门极调制电路和所述第二门极调制电路，分别在所述第一脉冲信号驱动下输出的第一开关电压波形和第二开关电压波形；

将所述第一开关电压波形和第二开关电压波形交叉处理，得到交叉点，并计算各所述交叉点的电压值和死区时间Td；

判断各所述死区时间Td是否相等，以及是否为零；

若不相等且不为零，则确定所述死区时间的变化规律，并基于所述变化规律调整所述第一门极调制电路和所述第二门极调制电路中的驱动电阻的阻值，直到所述死区时间与预设的死区时间阈值一致。

在实际应用中，MOSFET管Q1-1和Q1-2(Q2-1和Q2-2)的驱动电阻R1-1和R1-2(R2-1和R2-2)大小一致，则门极调制电路输出的上升沿和下降沿将一致。那么Vgs-z和Vgs-wq的波形示意图将如图9所示，二者的交叉点将在0电平上，也就是死区时间几乎为0。虽然半导体开关的导通需要触发电平超过Uth，即Vgs-z和Vgs-wq的交叉点在0电平也可能不会使主开关和尾切开关同时导通。

在本实施例中，所述基于所述变化规律调整所述第一门极调制电路和/或所述第二门极调制电路中的驱动电阻的阻值，包括：

基于所述变化规律增大所述第一门极调制电路中的第一驱动电阻和第二驱动电阻的阻值，以增大所述第一开关电压波形的上升沿；

和/或，

基于所述变化规律减小所述第二门极调制电路中的第三驱动电阻和第四驱动电阻的阻值，以减小所述第二开关电压波形的下降沿。

如图6和10所示，该门极调制电路中包括四个驱动电阻R1-1、R1-2、R2-1和R2-2，在调整死区时间时，具体是通过调节四个驱动电阻R1-1、R1-2、R2-1和R2-2的阻值来实现：增大R1-2和R2-2的阻值以增大Ug的上升沿，减小R1-1和R2-1的阻值以减小Ug的下降沿。从而使Vgs-z和Vgs-wq的交叉点稳定在0电平以下，实现了可靠的死区时间。这时门极调制电路输出的驱动波形的示意图如图10所示。

综上，通过对上述提供的脉冲发生电路实施，Marx主电路中的每级Marx电路设置有主开关和尾切开关，这两个开关通过一根高压导线进行控制，控制磁驱动回路电路输出的脉冲，以控制主开关的导通输出高压脉冲，而利用尾切开关实现快速对储能电容充电，当尾切开关导通、主开关闭合时，尾切开关和负载形成回路，将负载上的残余电荷迅速释放，从而实现尾切；同时，高压直流电源通过二极管和尾切开关对储能电容进行充电，弥补储能电容在放电过程中损失的电荷。大大简化多级脉冲发生电路控制系统的复杂性，降低了成本，提高了脉冲发生电路的输出电压和输出功率。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (13)

1.一种脉冲发生电路，其特征在于，所述脉冲发生电路包括：高压直流电源、至少一个磁驱动回路电路，以及与所述高压直流电源并联连接的Marx主电路；

所述磁驱动回路电路包括信号控制电源、磁驱动信号发生器、半桥控制电路和至少一个门极驱动电路组；所述信号控制电源与所述半桥控制电路并联连接，所述磁驱动信号发生器与所述半桥控制电路的信号输入端连接，所述半桥控制电路的输出端和所述至少一个门极驱动电路组通过高压导线利用磁感应定律传递控制信号；

所述门极驱动电路组设有第一输出端和第二输出端，所述第一输出端与所述Marx主电路中的主开关连接，所述第二输出端与所述Marx主电路中的尾切开关连接。

2.根据权利要求1所述的脉冲发生电路，其特征在于，所述Marx主电路包括N级的Marx电路，其中，N级所述Marx电路相互并联连接后，第一级的所述Marx电路与所述高压直流电源并联。

3.根据权利要求2所述的脉冲发生电路，其特征在于，所述Marx电路包括依次与所述门极驱动电路组的两个输出端连接的主开关管和尾切开关管，以及第一二极管和第一储能电容；

所述主开关管的S极与所述尾切开关管的D极连接，所述第一储能电容的两端依次与所述主开关管的D极与所述尾切开关管的S极连接，所述第一二极管串联于所述高压直流电源的正极和所述主开关管的D极之间；下一级所述Marx电路并联于所述主开关管的D极和S极。

4.根据权利要求3所述的脉冲发生电路，其特征在于，若所述半桥控制电路输出正脉冲驱动信号时，所述门极驱动电路组的两个输出端分别输出电平控制各级的所述Marx电路中的主开关管导通和尾切开关管断开，以实现所述脉冲发生电路输出高压脉冲；

若所述半桥控制电路输出负脉冲驱动信号时，所述门极驱动电路组的两个输出端分别输出电平控制各级的所述Marx电路中的尾切开关管导通和主开关管断开，使所述尾切开关管和所述负载形成回路，将所述负载上的残余电荷迅速释放。

5.根据权利要求1-4中任一项所述的脉冲发生电路，其特征在于，所述门极驱动电路组包括磁环、门极调制电路组，以及缠绕于所述磁环上的第一绕组和第二绕组，其中，所述第一绕组和第二绕组的绕向相反，所述门极调制电路组设有第一输入端和第二输入端，且第一输入端和第二输入端中均设有两个引脚；所述第一绕组与所述门极调制电路组的第一输入端连接，所述第二绕组与所述门极调制电路组的第二输入端连接，所述高压导线穿过所述磁环后与所述半桥控制电路连接。

6.根据权利要求5所述的脉冲发生电路，其特征在于，所述门极调制电路组包括第一门极调制电路和第二门极调制电路；

所述第一门极调制电路包括第一输入端、第一MOSFET、第二MOSFET、第一驱动电阻、第二驱动电阻、第一门极电容、第一瞬间抑制二极管、第一分压电阻和第一输出端；所述第一输入端上设有第一输入引脚和第二输入引脚，所述第一输入引脚与所述第一MOSFET的S极连接，所述第二输入引脚与所述第二MOSFET的S极连接；所述第一MOSFET的G极通过所述第一驱动电阻与所述第二MOSFET的S极连接；所述第二MOSFET的G极通过所述第二驱动电阻与所述第二MOSFET的D极连接；所述第一门极电容串联于所述第一MOSFET的D极和所述第二MOSFET的D极之间；所述第一输出端上设有第一输出引脚和第二输出引脚，所述第一输出引脚与所述第一瞬间抑制二极管的第一端连接，同时通过所述第一分压电阻与所述第二MOSFET的D极连接；所述第二输出引脚与所述第一瞬间抑制二极管的第二端连接，同时与所述第一MOSFET的D极连接；

所述第二门极调制电路包括第二输入端、第三MOSFET、第四MOSFET、第三驱动电阻、第四驱动电阻、第二门极电容、第二瞬间抑制二极管、第二分压电阻和第二输出端；所述第二输入端上设有第三输入引脚和第四输入引脚，所述第三输入引脚与所述第三MOSFET的S极连接，所述第四输入引脚与所述第四MOSFET的S极连接；所述第三MOSFET的G极通过所述第三驱动电阻与所述第四MOSFET的S极连接；所述第四MOSFET的G极通过所述第四驱动电阻与所述第四MOSFET的D极连接；所述第二门极电容串联于所述第三MOSFET的D极和所述第四MOSFET的D极之间；所述第二输出端上设有第三输出引脚和第四输出引脚，所述第三输出引脚与所述第二瞬间抑制二极管的第一端连接，同时通过所述第二分压电阻与所述第四MOSFET的D极连接；所述第四输出引脚与所述第二瞬间抑制二极管的第二端连接，同时与所述第三MOSFET的D极连接。

7.根据权利要求6所述的脉冲发生电路，其特征在于，所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的阻值相等。

8.根据权利要求6所述的脉冲发生电路，其特征在于，若所述半桥控制电路输出正脉冲驱动信号时，所述高压导线与所述第一绕组和所述高压导线与所述第二绕组之间基于磁感应定律分别感应出两个相反的第一脉冲信号，通过两个所述第一脉冲信号分别控制所述第一MOSFET和所述第四MOSFET导通，以实现对所述第一门极电容和所述第二门极电容充电以及所述主开关管导通和尾切开关管断开；

若所述半桥控制电路输出负脉冲驱动信号时，所述高压导线与所述第一绕组和所述高压导线与所述第二绕组之间基于磁感应定律分别感应出两个相反的第二脉冲信号，通过两个所述第二脉冲信号分别控制所述第二MOSFET和所述第三MOSFET导通，以实现对所述第一门极电容和所述第二门极电容充电以及主开关管断开和尾切开关管导通；

若所述半桥控制电路输出信号为从正脉冲驱动信号变化为零脉冲信号时，所述第一MOSFET和所述第四MOSFET均断开，所述主开关管在所述第一门极电容的作用下持续保持导通，所述尾切开关管在所述第二门极电容的作用下持续保持断开；

若所述半桥控制电路输出信号为从负脉冲驱动信号变化为零脉冲信号时，所述第一MOSFET和所述第四MOSFET均断开，所述主开关管在所述第一门极电容的作用下持续保持断开，所述尾切开关管在所述第二门极电容的作用下持续保持导通。

9.根据权利要求5所述的脉冲发生电路，其特征在于，所述半桥控制电路包括并联连接开关组合电路和电容组合电路，所述电容组合电路与所述高压直流电源并联连接，所述高压导线的两端依次与所述开关组合电路和所述电容组合电路连接。

10.一种脉冲发生装置，其特征在于，所述脉冲发生装置包括至少一个如权利要求1-9中任一项所述的脉冲发生电路。

11.一种脉冲发生电路的控制方法，应用于上述权利要求1-9中任一项所述的脉冲发生电路，其特征在于，所述控制方法包括：

所述驱动信号发生器向所述半桥控制电路中的开关组合电路输出脉冲信号，并基于所述脉冲信号控制所述半桥控制电路输出对应的驱动信号；

若所述驱动信号为正脉冲驱动信号时，根据磁感应原理，利用所述正脉冲驱动信号控制高压导线与第一门极调制电路中的第一绕组和高压导线与第二门极调制电路中的第二绕组输出两个相反的第一脉冲信号，通过两个相反的第一脉冲信号导通第一门极调制电路中的第一MOSFET和第二门极调制电路中的第四MOSFET，向第一门极调制电路中的第一门极电容和第二门极调制电路中的第二门极电容充电以及导通主开关管和断开尾切开关管，控制所述Marx主电路输出高压脉冲；

若所述驱动信号为负脉冲驱动信号时，根据磁感应原理，利用所述负脉冲驱动信号控制高压导线与第一门极调制电路中的第一绕组和高压导线与第二门极调制电路中的第二绕组输出两个相反的第二脉冲信号，通过两个相反的第一脉冲信号导通第一门极调制电路中的第一MOSFET和第二门极调制电路中的第四MOSFET，向第一门极调制电路中的第一门极电容和第二门极调制电路中的第二门极电容充电以及断开主开关管和导通尾切开关管，控制所述Marx主电路输出高压脉冲。

12.根据权利要求11所述的脉冲发生电路的控制方法，其特征在于，在输出第一脉冲信号之后，还包括：

采集所述第一门极调制电路和所述第二门极调制电路，分别在所述第一脉冲信号驱动下输出的第一开关电压波形和第二开关电压波形；

将所述第一开关电压波形和第二开关电压波形交叉处理，得到交叉点，并计算各所述交叉点的电压值和死区时间Td；

判断各所述死区时间Td是否相等，以及是否为零；

若不相等且不为零，则确定所述死区时间的变化规律，并基于所述变化规律调整所述第一门极调制电路和所述第二门极调制电路中的驱动电阻的阻值，直到所述死区时间与预设的死区时间阈值一致。

13.根据权利要求12所述的脉冲发生电路的控制方法，其特征在于，所述基于所述变化规律调整所述第一门极调制电路和/或所述第二门极调制电路中的驱动电阻的阻值，包括：

基于所述变化规律增大所述第一门极调制电路中的第一驱动电阻和第二驱动电阻的阻值，以增大所述第一开关电压波形的上升沿；

和/或，

基于所述变化规律减小所述第二门极调制电路中的第三驱动电阻和第四驱动电阻的阻值，以减小所述第二开关电压波形的下降沿。

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