CN114374223A - 谐振变换器及其控制方法、mppt汇流箱及供电系统 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种谐振变换器及其控制方法、MPPT汇流箱及供电系统，该谐振变换器包括控制单元、至少一个充电电路及至少一个谐振开关电容电路，每个谐振开关电容电路中包括串联的第一开关和第二开关，一个充电电路可连接一个或者多个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关。上述控制单元可基于驱动信号控制谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关中各开关导通或者关断，在各开关关断时会受到载流子复合影响从而导致其开关损耗过大。进一步地，控制单元可在各开关关断后控制充电电路导通以对各开关充电。基于本申请，可在各开关关断后控制充电电路对各开关充电，大幅度降低了各开关的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。

Description

谐振变换器及其控制方法、MPPT汇流箱及供电系统
技术领域
本申请涉及电子电力技术领域，尤其涉及一种谐振变换器及其控制方法、MPPT汇流箱及供电系统。
背景技术
目前，谐振开关电容变换器(resonant switched capacitor converter，RSCC)中通常有电感、电容以及多个功率管，其中电感和电容组成谐振单元，通过控制各功率管导通或者关断来实现电容的充放电，在此充放电过程中所有的功率管均已实现零电压开通或者零电压关断，谐振开关电容变换器不存在电流尖峰问题。然而，在高压应用场景下，会选择高耐压器件作为谐振开关电容变换器中的功率管，由于高耐压器件在零电流关断时会存在冲击电流，冲击电流的存在会导致功率管的开关损耗过大，因此会降低变换器的工作效率，适用性差。
发明内容
本申请提供一种谐振变换器及其控制方法、MPPT汇流箱及供电系统，可在各开关关断后控制充电电路对各开关充电，从而大幅度降低各开关的开关损耗，进而提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。
第一方面，本申请提供了一种谐振变换器，该谐振变换器中包括控制单元、至少一个充电电路以及至少一个谐振开关电容电路，每个谐振开关电容电路中包括串联的第一开关和第二开关，第一开关和第二开关互补导通(即第一开关导通时第二开关关断、第一开关关断时第二开关导通)。这里的各谐振开关电容电路的电路拓扑可以相同，也可以不同；且各谐振开关电容电路的具体连接关系可根据实际应用场景确定。其中，一个充电电路可连接一个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关，和/或，一个充电电路可连接多个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关。在该谐振变换器应用在高压应用场景下，上述控制单元可用于基于驱动信号控制谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关中各开关导通或者关断，这时谐振变换器可正常工作。其中，各开关关断时会受到载流子复合影响从而导致其开关损耗过大，这里的载流子复合是指把空穴填补掉、电子和空穴就随之消失的现象。进一步地，上述控制单元还用于在各开关关断后，控制充电电路对各开关充电以降低上述开关损耗。在本申请中，可在各开关关断后控制充电电路导通以对各开关充电，从而可避免各开关产生冲击电流，大幅度降低了各开关由于载流子复合影响所产生的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。
结合第一方面，在第一种可能的实施方式中，上述充电电路中包括第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元，其中第一辅助电源和第二辅助电源可包括但不限于直流电源或者双绕组反激电路，第一开关单元和第二开关单元中包括但不限于开关和二极管。其中，上述第一辅助电源的第一连接端可通过第一开关单元耦合(即直接连接或者间接连接)第一开关的一端，第一辅助电源的第二连接端可连接上述第一开关和第二开关的串联连接端，第二辅助电源的第一连接端可通过第二开关单元耦合第一开关和第二开关的串联连接端，第二辅助电源的第二连接端连接第二开关的一端。可以理解，第一开关单元和第二开关单元的作用在于导通充电电路，从而实现第一辅助电源和第二辅助电源对各开关充电，达到大幅度降低开关损耗的目的，适用性更强。
结合第一方面第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施方式中，上述充电电路还包括第一阻抗元件和第二阻抗元件，上述第一开关单元和第一阻抗元件串联后可连接第一开关的一端，上述第二开关单元和第二阻抗元件可串联后连接第一开关和第二开关的串联连接端。其中，第一阻抗元件和第二阻抗元件可包括但不限于电阻或者电感。这里的第一阻抗元件可用于对经过第一开关单元的电流进行限流，第二阻抗元件可用于对经过第二开关单元的电流进行限流，从而提高第一开关单元和第二开关单元的安全性和可靠性，延长了开关单元的使用寿命，适用性更强。
结合第一方面，在第三种可能的实施方式中，上述充电电路中包括第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元，其中第一辅助电源和第二辅助电源可包括但不限于直流电源或者双绕组反激电路，第一开关单元和第二开关单元中包括但不限于开关和二极管。其中，上述第一辅助电源的第一连接端可通过第一开关单元连接第一开关的一端，第一辅助电源的第二连接端与第二辅助电源的第一连接端连接后耦合(即直接连接或者间接连接)第一开关和第二开关的串联连接端，第二辅助电源的第二连接端可通过第二开关单元连接第二开关的一端。可以理解，第一开关单元和第二开关单元的作用在于导通充电电路，从而实现第一辅助电源和第二辅助电源对各开关充电，达到大幅度降低开关损耗的目的，适用性更强。
结合第一方面第三种可能的实施方式，在第四种可能的实施方式中，上述充电电路还包括阻抗元件，上述第一辅助电源的第二连接端与第二辅助电源的第一连接端连接后通过阻抗元件连接串联连接端，这里的阻抗元件可包括但不限于电阻或者电感。这里的阻抗元件可用于对经过第一开关单元的电流和经过第二开关单元的电流进行限流，从而提高第一开关单元和第二开关单元的安全性和可靠性，延长了开关单元的使用寿命，并且减少了器件的使用数量，成本更低，适用性更强。
结合第一方面第一种可能的实施方式至第一方面第四种可能的实施方式中任一种，在第五种可能的实施方式中，上述控制单元用于在第一开关关断的第一预设延迟时长后控制第一开关单元导通，从而实现基于第一辅助电源对第一开关充电，进而降低了第一开关的开关损耗。其中，上述第一开关单元的脉冲宽度小于或者等于第一开关和第二开关之间的死区时间与第二开关的脉冲宽度之和，这里的脉冲宽度可以理解为开关达到高电平所持续的时间(也可以称为导通时间)，第一开关和第二开关之间的死区时间是指第一开关关断的时刻至第二开关导通的时刻之间的时间，或者是指第二开关关断的时刻至第一开关导通的时刻之间的时间。上述控制单元还用于在第二开关关断的第二预设延迟时长后控制第二开关单元导通，从而实现基于第二辅助电源对第二开关充电，进而降低了第二开关的开关损耗。其中，第二开关单元的脉冲宽度小于或者等于死区时间与第一开关的脉冲宽度之和。在本申请提供的谐振变换器中，可导通第一开关单元以基于第一辅助电源对第一开关充电，或者导通第二开关单元以基于第二辅助电源对第二开关充电，从而大幅度降低了第一开关和第二开关的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。
结合第一方面第一种可能的实施方式至第一方面第五种可能的实施方式中任一种，在第六种可能的实施方式中，上述第一开关单元中包括串联的第三开关和第一二极管，第二开关单元中包括串联的第四开关和第二二极管。这里的第一二极管可用于避免烧坏第三开关，第二二极管可用于避免烧坏第四开关，从而可保证整个充电电路正常工作，安全性更高。
结合第一方面第一种可能的实施方式至第一方面第六种可能的实施方式中任一种，在第七种可能的实施方式中，上述第一辅助电源可以为第一直流电源，该第一直流电源的正极可作为第一辅助电源的第一连接端，该第一直流电源的负极可作为第一辅助电源的第二连接端。上述第二辅助电源可以为第二直流电源，该第二直流电源的正极可作为第二辅助电源的第一连接端，该第二直流电源的负极可作为第二辅助电源的第二连接端。这里的第一直流电源可用于在第一开关单元导通(即第三开关导通)时对第一开关充电，第二直流电源可用于在第二开关单元导通(即第四开关导通)时对第二开关充电，从而降低了第一开关和第二开关的开关损耗，电路简单且成本更低，适用性更强。
结合第一方面第一种可能的实施方式至第一方面第六种可能的实施方式中任一种，在第八种可能的实施方式中，在第一辅助电源和第二辅助电源构成双绕组反激电路的情况下，该第一辅助电源可包括第一绕组、第五二极管以及第一电容，其中第一绕组的一端通过第五二极管与第一电容的一端连接、并作为第一辅助电源的第一连接端，该第一绕组的另一端与第一电容的另一端连接并作为第一辅助电源的第二连接端。上述第二辅助电源可包括电源、变压器、第五开关、第六二极管以及第二电容，其中变压器可包括原边绕组和副边绕组，该原边绕组与第五开关串联后与电源并联，该副边绕组的一端与第二电容的一端连接并作为第二辅助电源的第一连接端，该副边绕组的另一端通过第六二极管与第二电容的另一端连接并作为第二辅助电源的第二连接端。这里的第一辅助电源可用于在第一开关单元导通(即第三开关导通)时对第一开关充电，第二辅助电源可用于在第二开关单元导通(即第四开关导通)时对第二开关充电，从而大幅度降低了第一开关和第二开关的开关损耗，并且提高了充电效率，适用性更强。
第二方面，本申请提供了一种谐振变换器的控制方法，该方法可适用于谐振变换器中的控制单元，该谐振变换器还包括至少一个充电电路和至少一个谐振开关电容电路，其中每个谐振开关电容电路可包括串联的第一开关和第二开关，一个充电电路可连接一个或者多个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关。在该方法中，上述控制单元可基于驱动信号，控制谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关中各开关导通或者关断，在各开关关断时会受到载流子复合影响从而导致其开关损耗过大。这时，控制单元可在各开关关断后，控制充电电路对各开关充电以降低上述开关损耗。在本申请中，可在各开关关断后控制充电电路导通以对各开关充电，从而可避免各开关产生冲击电流，大幅度降低了各开关由于载流子复合影响所产生的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。
结合第二方面，在第一种可能的实施方式中，上述充电电路可包括第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元。其中，第一辅助电源的第一连接端可通过第一开关单元耦合(即直接连接或者间接连接)第一开关的一端；第一辅助电源的第二连接端可连接第一开关和第二开关的串联连接端，第二辅助电源的第一连接端通过第二开关单元耦合第一开关和第二开关的串联连接端，第二辅助电源的第二连接端可连接第二开关的一端；或者第一辅助电源的第二连接端与第二辅助电源的第一连接端连接后耦合第一开关和第二开关的串联连接端，第二辅助电源的第二连接端可通过第二开关单元连接第二开关的一端。上述控制单元可在第一开关关断的第一预设延迟时长后控制第一开关单元导通，从而实现基于第一辅助电源对第一开关充电。其中，第一开关单元的脉冲宽度小于或者等于第一开关和第二开关之间的死区时间、与第二开关的脉冲宽度之和，第一开关和第二开关之间的死区时间是指第一开关关断的时刻至第二开关导通的时刻之间的时间，或者是指第二开关关断的时刻至第一开关导通的时刻之间的时间。上述控制单元还可在第二开关关断的第二预设延迟时长后控制第二开关单元导通，从而实现基于第二辅助电源对第二开关充电。其中，第二开关单元的脉冲宽度小于或者等于死区时间与第一开关的脉冲宽度之和。在本申请提供的方法中，可导通第一开关单元以基于第一辅助电源对第一开关充电，或者导通第二开关单元以基于第二辅助电源对第二开关充电，从而大幅度降低了第一开关和第二开关的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。
第三方面，本申请提供了一种最大功率点追踪(maximum power point tracking，MPPT)汇流箱，该MPPT汇流箱可适用于供电系统(如光伏系统)中，该MPPT汇流箱中包括直流(directcurrent，DC)/DC升压电路、以及与DC/DC升压电路连接的如上述第一方面至第一方面第八种可能的实施方式中任一种提供的谐振变换器。由于MPPT汇流箱中所采用的谐振变换器的开关损耗更低，因此可大幅度降低MPPT汇流箱的开关损耗，从而提高了MPPT汇流箱的工作效率，适用性强。
第四方面，本申请提供了一种供电系统，该供电系统中包括光伏阵列、以及与光伏阵列连接的如上述第一方面至第一方面第八种可能的实施方式中任一种提供的谐振变换器。由于供电系统中所采用的谐振变换器的开关损耗大幅度降低且工作效率更高，因此可大幅度降低整个系统的开关损耗，并且提升了系统供电效率，适用性强。
结合第四方面，在第一种可能的实施方式中，上述供电系统还包括MPPT汇流箱，上述谐振变换器可设置在MPPT汇流箱内，从而降低了整个MPPT汇流箱的开关损耗，进一步提升了系统供电效率，适用性更强。
结合第四方面或者第四方面第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施方式中，上述供电系统还包括光伏逆变器，该谐振变换器可通过光伏逆变器连接交流电网以对交流电网供电，从而提高了系统供电效率，适用性更强。
结合第四方面第二种可能的实施方式，在第三种可能的实施方式中，上述供电系统还包括箱式变压器，该光伏逆变器可通过箱式变压器连接交流电网以对交流电网供电，从而提高了系统供电效率，适用性更强。
结合第四方面，在第四种可能的实施方式中，上述供电系统还包括直流母线和DC/交流(alternating current，可以简称为AC)变换器，该谐振变换器可通过直流母线连接DC/AC变换器的输入端，该DC/AC变换器的输出端可连接交流电网或者交流负载以对交流电网或者交流负载供电，进一步提高了系统供电效率，适用性更强。
结合第四方面第四种可能的实施方式，在第五种可能的实施方式中，上述供电系统还包括储能模块以及与储能模块连接的DC/DC变换器，该DC/DC变换器可通过直流母线连接DC/AC变换器的输入端，从而可实现通过光伏阵列提供的直流电压以及储能模块提供的直流电压对交流电网或者交流负载供电，进而提高了系统供电效率和供电灵活性，适用性更强。
结合第四方面第四种可能的实施方式或者第四方面五种可能的实施方式，在第六种可能的实施方式中，上述供电系统还包括发电机以及与发电机连接的交流AC/DC变换器，AC/DC变换器通过直流母线连接DC/AC变换器的输入端，从而可实现通过光伏阵列提供的直流电压、储能模块提供的直流电压和/或发电机提供的交流电压对交流电网或者交流负载供电，进而提高了系统供电效率和供电灵活性，适用性更强。
在本申请中，可在各开关关断后控制充电电路导通以对各开关充电，从而可避免各开关产生冲击电流，大幅度降低了各开关由于载流子复合影响所产生的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。
附图说明
图1是本申请提供的谐振变换器的应用场景示意图；
图2是本申请提供的谐振变换器的一结构示意图；
图3是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图；
图4是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图；
图5是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图；
图6是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图；
图7是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图；
图8是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图；
图9是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图；
图10是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图；
图11是本申请提供的谐振变换器的开关控制时序图；
图12是本申请提供的第一开关的电压电流波形示意图；
图13是本申请提供的谐振变换器的又一结构示意图；
图14是本申请提供的MPPT汇流箱的结构示意图；
图15是本申请提供的供电系统的一结构示意图；
图16是本申请提供的供电系统的另一结构示意图；
图17是本申请提供的供电系统的另一结构示意图；
图18是本申请提供的供电系统的另一结构示意图；
图19是本申请提供的供电系统的又一结构示意图；
图20是本申请提供的谐振变换器的控制方法的流程示意图。
具体实施方式
本申请提供的谐振变换器适用于新能源智能微网领域、输配电领域或者新能源领域(如光伏并网领域或者风力并网领域)、光伏发电领域(如对家用设备(如冰箱、空调)或者电网供电)，或者风力发电领域，或者大功率变换器领域(如将直流电压转换为大功率的高压交流电)等多种应用领域，具体可根据实际应用场景确定，在此不做限制。
本申请提供的谐振变换器可适配不同的应用场景，比如，光伏供电应用场景、风力并网供电场景或者其它应用场景，下面将以光伏供电应用场景为例进行说明，以下不再赘述。请一并参见图1，图1是本申请提供的谐振变换器的应用场景示意图。如图1所示，供电系统中包括光伏阵列、谐振变换器以及光伏逆变器，其中，光伏阵列可通过谐振变换器连接光伏逆变器的输入端，该光伏逆变器的输出端可连接电网。这里的光伏阵列可由多个光伏组串串并联组成，其中一个光伏组串可包括多个光伏组件(也可以称为太阳能电池板或者光伏板)。在供电系统对电网供电的过程中，谐振变换器可基于光伏阵列提供的直流电压向光伏逆变器输出目标直流电压，这时，光伏逆变器可将谐振变换器输入的目标直流电压转换为交流电压，并基于该交流电压对电网供电。在对电网供电的过程中，谐振变换器需要控制其内部的开关导通或者关断以保证正常工作，然而在开关关断后会产生冲击电流从而导致开关损耗过大，因此降低谐振变换器中开关的开关损耗尤为重要。如图1所示，谐振变换器中包括开关以及与开关连接的充电电路，该充电电路可在开关关断后对开关充电，从而可避免开关产生冲击电流以大幅度降低开关损耗，进而提升了谐振变换器的工作效率，系统供电效率更高，适用性更强。
下面将结合图2至图19对本申请提供的谐振变换器、MPPT汇流箱、供电系统及其工作原理进行示例说明。
参见图2，图2是本申请提供的谐振变换器的一结构示意图。如图2中的2a所示，谐振变换器可包括控制单元10，至少一个充电电路(即一个或者多个充电电路，如充电电路20a至充电电路20n)，以及至少一个谐振开关电容电路(即一个或者多个谐振开关电容电路，如谐振开关电容电路30a至谐振开关电容电路30n)。每个谐振开关电容电路中包括串联的第一开关和第二开关，且第一开关和第二开关互补导通(即第一开关导通时第二开关关断、第一开关关断时第二开关导通)。这里的第一开关和第二开关可包括但不限于绝缘栅双极性晶体管(insulated gate bipolar transistor，可以简称为IGBT)。例如，谐振开关电容电路30a中包括串联的开关S11和开关S12，谐振开关电容电路30b中包括串联的开关S21和开关S22，…，谐振开关电容电路30n中包括串联的开关Sn1和开关Sn2。需要说明的是，谐振开关电容电路30a至谐振开关电容电路30n中各谐振开关电容电路的电路拓扑可以相同，也可以不同；且各谐振开关电容电路之间的具体连接关系可根据实际应用场景确定，在此不作限制。本申请可以将用于控制各充电电路和各谐振开关电容电路的一个或者多个功能单元统称为控制单元10，例如，控制单元10可以为控制板、控制芯片或者控制器；控制单元10可与充电电路20a至充电电路20n、以及谐振开关电容电路30a至谐振开关电容电路30n有线连接或者无线连接。其中，一个充电电路可连接一个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关，如图2中的2a所示，充电电路20a可连接开关S11和开关S12，充电电路20b可连接开关S21和开关S22，…，充电电路20n可连接开关Sn1和开关Sn2，从而可通过一个充电电路对一个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关充电，充电速度更快。
在一些可行的实施方式中，一个充电电路可连接一个或者多个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关，如图2中的2b所示，谐振变换器可包括控制单元10、至少一个充电电路(如充电电路21a至充电电路21m)以及至少一个谐振开关电容电路(如谐振开关电容电路30a至谐振开关电容电路30n)，控制单元10可与充电电路21a至充电电路21m、以及谐振开关电容电路30a至谐振开关电容电路30n有线连接或者无线连接。其中，充电电路21a可连接谐振开关电容电路30a中的开关S11和开关S12、谐振开关电容电路30b中的开关S21和开关S22，…，充电电路21m可连接谐振开关电容电路30n中的开关Sn1和开关Sn2，从而可通过一个充电电路对一个或者多个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关充电，进而可实现在对第一开关和第二开关充电的同时降低电路成本，适用性更强。可选的，在充电电路21a至充电电路21m中每个充电电路均连接多个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关的情况下，从而可通过一个充电电路对多个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关充电，进一步降低了电路成本，适用性更强。为方便描述，下面将以谐振变换器包括一个充电电路(如充电电路20a)和一个谐振开关电容电路(如谐振开关电容电路30a)为例进行说明，以下不再赘述。
在一些可行的实施方式中，在上述谐振变换器应用在高压应用场景的情况下，上述控制单元10可基于驱动信号控制谐振开关电容电路30a中的开关S11(即第一开关)和开关S12(即第二开关)中各开关导通或者关断，这时谐振变换器可正常工作。这里的驱动信号可以为脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)信号，可以简称为PWM信号。在开关S11和开关S12中各开关关断时会受到载流子复合影响从而导致其开关损耗过大，这里的载流子复合是指把空穴填补掉、电子和空穴就随之消失的现象。这时，上述控制单元10可在各开关关断后，控制充电电路20a对开关S11和开关S12中各开关充电以降低上述开关损耗。可以理解，上述控制单元10可在开关S11和开关S12中各开关关断后控制充电电路20a导通以对各开关充电，从而可避免各开关产生冲击电流，大幅度降低了各开关由于载流子复合影响所产生的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性更强。
在一些可行的实施方式中，请参见图3，图3是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图。如图3所示，上述图2中的2a所示的充电电路20a包括第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元，其中第一辅助电源和第二辅助电源可包括但不限于直流电源或者双绕组反激电路，第一开关单元和第二开关单元中包括但不限于开关和二极管。本申请可以将充电电路中用于为第一开关或者第二开关提供电源的电路统称为辅助电源(如上述第一辅助电源或者第二辅助电源)。其中，上述第一辅助电源的第一连接端可通过第一开关单元耦合(即直接连接或者间接连接)开关S11的一端(即集电极)，上述第一辅助电源的第二连接端可连接开关S11(即第一开关)和开关S12(即第二开关)的串联连接端，第二辅助电源的第一连接端可通过第二开关单元耦合开关S11和开关S12的串联连接端(也可称为串联连接点)，第二辅助电源的第二连接端连接开关S12的一端(即发射极)。可以理解，第一开关单元和第二开关单元的作用在于导通充电电路20a，从而实现第一辅助电源和第二辅助电源对开关S11和开关S12中各开关充电，达到大幅度降低各开关的开关损耗的目的，适用性更强。
在一些可行的实施方式中，在第一开关单元和第二开关单元包括开关和二极管的情况下，请一并参见图4，图4是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图。如图4所示，上述图3所示的第一开关单元可包括串联的第三开关(如开关S13)和第一二极管(如二极管D11)，第一辅助电源的第一连接端可通过串联的开关S13和二极管D11连接开关S11的集电极，上述图3所示的第二开关单元可包括串联的第四开关(如开关S14)和第二二极管(如二极管D12),第二辅助电源的第一连接端可通过串联的开关S14和二极管D12耦合开关S11和开关S12的串联连接端。这里的第三开关和第四开关可包括但不限于金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，可以简称为MOSFET)、IGBT或者刀闸开关，例如，如图4所示，开关S13和开关S14为MOSFET(也可以称为MOS管)。可以理解，在第一开关单元中设置二极管D11的情况下，可避免烧坏开关S13以使其正常工作，从而保证第一辅助电源对开关S11充电，大幅度降低了开关S11的开关损耗。在第二开关单元中设置二极管D12的情况下，可避免烧坏开关S14以使其正常工作，从而保证第二辅助电源对开关S12充电，大幅度降低了开关S12的开关损耗，进而降低了整个谐振变换器的开关损耗，提高了谐振变换器的工作效率，适用性更强。
可选的，在一些可行的实施方式中，上述图4所示的充电电路还可包括其它器件(如阻抗元件)，请一并参见图5，图5是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图。如图5所示，上述图4所示的充电电路20a还包括第一阻抗元件Z11和第二阻抗元件Z12，上述开关S13、二极管D11以及第一阻抗元件Z11可串联后连接开关S11的集电极，上述开关S14、二极管D12以及第二阻抗元件Z12可串联后连接开关S11和开关S12的串联连接端。本申请可以将充电电路中对电路中的电流起阻碍作用的元件称之为阻抗元件(如第一阻抗元件Z11和第二阻抗元件Z12)，其中，上述第一阻抗元件Z11和第二阻抗元件Z12可包括但不限于电阻或者电感。例如，如图5所示，上述第一阻抗元件Z11和第二阻抗元件Z12可以为电阻。可以理解，上述第一阻抗元件Z11可对经过开关S13和二极管D11(即第一开关单元)的电流进行限流，上述第二阻抗元件Z12可对经过开关S14和二极管D12(即第二开关单元)的电流进行限流，从而提高了开关单元的安全性和可靠性，并且延长了开关单元的使用寿命，适用性更强。
在一些可行的实施方式中，在上述第一辅助电源和第二辅助电源均为直流电源的情况下，请一并参见图6，图6是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图。如图6所示，上述图5所示的第一辅助电源可以为第一直流电源U11，该第一直流电源U11的正极可作为第一辅助电源的第一连接端以连接开关S13的漏极，该第一直流电源U11的负极可作为第一辅助电源的第二连接端以连接开关S11和开关S12的串联连接端。上述图5所示的第二辅助电源可以为第二直流电源U12，该第二直流电源U12的正极可作为第二辅助电源的第一连接端以连接开关S14的漏极，该第二直流电源U12的负极可作为第二辅助电源的第二连接端以连接开关S12的发射极。可以理解，上述第一直流电源U11可在开关S13导通时对开关S11(即第一开关)充电，第二直流电源U12可在开关S14导通时对开关S12(即第二开关)充电，从而降低了第一开关和第二开关的开关损耗，电路简单且成本更低，适用性更强。
在一些可行的实施方式中，请参见图7，图7是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图。如图7所示，上述图2中的2a所示的充电电路20a中包括第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元，其中，上述第一辅助电源和第二辅助电源可包括但不限于直流电源或者双绕组反激电路，第一开关单元和第二开关单元中包括但不限于开关和二极管。其中，上述第一辅助电源的第一连接端可通过第一开关单元连接开关S11的一端(即集电极)，第一辅助电源的第二连接端与第二辅助电源的第一连接端连接后、耦合(即直接连接或者间接连接)开关S11(即第一开关)和开关S12(即第二开关)的串联连接端，第二辅助电源的第二连接端可通过第二开关单元连接开关S12的一端(即发射极)。可以理解，上述第一开关单元和上述第二开关单元的作用在于导通充电电路20a，从而实现第一辅助电源和第二辅助电源对开关S11和开关S12中各开关充电，达到大幅度降低开关损耗的目的，适用性更强。
在一些可行的实施方式中，在第一开关单元和第二开关单元包括开关和二极管的情况下，请一并参见图8，图8是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图。如图8所示，上述图7所示的第一开关单元中包括串联的第三开关(如开关S15)和第一二极管(如二极管D13)，第一辅助电源的第一连接端可通过串联的开关S15和二极管D13连接开关S11的集电极，上述图7所示的第二开关单元中包括串联的第四开关(如开关S16)和第二二极管(如二极管D14),第二辅助电源的第一连接端可通过串联的开关S16和二极管D14耦合开关S11和开关S12的串联连接端。这里的第三开关和第四开关可包括但不限于MOSFET、IGBT或者刀闸开关，例如，如图8所示，开关S15和开关S16可以为MOSFET(也可以称为MOS管)。可以理解，在第一开关单元中设置二极管D13的情况下，可避免烧坏开关S15以使其正常工作，从而保证第一辅助电源对开关S11充电，大幅度降低了开关S11的开关损耗。在第二开关单元中设置二极管D14的情况下，可避免烧坏开关S16以使其正常工作，从而保证第二辅助电源对开关S12充电，大幅度降低了开关S12的开关损耗，进而降低了整个谐振变换器的开关损耗，提高了谐振变换器的工作效率，适用性更强。
可选的，在一些可行的实施方式中，上述图8所示的充电电路还可包括其它器件(如阻抗元件)，请一并参见图9，图9是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图。如图9所示，上述图8所示的充电电路20a还包括阻抗元件Z13,上述第一辅助电源的第二连接端与第二辅助电源的第一连接端连接后通过阻抗元件Z13连接开关S11和开关S12的串联连接端，这里的阻抗元件Z13可包括但不限于电阻或者电感，例如，如图9所示，阻抗元件Z13为电阻。可以理解，上述阻抗元件Z13可对经过开关S13和二极管D11(即第一开关单元)的电流、以及经过开关S14和二极管D12(即第二开关单元)的电流进行限流，从而提高了第一开关单元和第二开关单元的安全性和可靠性，延长了开关单元的使用寿命，并且减少了器件的使用数量，成本更低，适用性更强。
在一些可行的实施方式中，在第一辅助电源和第二辅助电源构成双绕组反激电路的情况下，请一并参见图10，图10是本申请提供的谐振变换器的另一结构示意图。如图10所示，上述图9所示的第一辅助电源中包括第一绕组N11、第五二极管D15以及第一电容C11，其中,第一绕组N11的一端通过第五二极管D15与第一电容C11的一端连接、并作为第一辅助电源的第一连接端以连接开关S15的漏极，该第一绕组N11的另一端与第一电容C11的另一端连接、并作为第一辅助电源的第二连接端以连接阻抗元件Z13。上述图9所示的第二辅助电源中包括电源U13、变压器T11、第五开关S17、第六二极管D16以及第二电容C12，其中,变压器T11可包括原边绕组和副边绕组，变压器T11的原边绕组与第五开关S17串联后与电源U13并联，该变压器T11的副边绕组的一端与第二电容C12的一端连接、并作为第二辅助电源的第一连接端以连接阻抗元件Z13，该副边绕组的另一端通过第六二极管D16与第二电容C12的另一端连接、并作为第二辅助电源的第二连接端以连接二极管D14。可以理解，上述电源U13可对第一电容C11和第二电容C12储能，其中，上述第一电容C11可在开关S15导通时对开关S11(即第一开关)充电，上述第二电容C12可在开关S16导通时对开关S12(即第二开关)充电，从而大幅度降低了第一开关和第二开关的开关损耗，并且提高了充电效率，适用性更强。
需要说明的是，上述图9所示的第一辅助电源和第二辅助电源也可以为直流电源,具体可参见上述图6对应的描述；上述图5所示的第一辅助电源和第二辅助电源也可构成双绕组反激电路,具体可参见上述图10对应的描述，以下不再赘述。上述谐振变换器中各开关的控制时序请一并参见图11，图11是本申请提供的谐振变换器的开关控制时序图。
在一些可行的实施方式中，如图11所示，上述控制单元10可在开关S11(即第一开关)关断的第一预设延迟时长(可以表示为t13)后控制第一开关单元(如上述开关S13或者开关S15)导通，从而实现基于第一辅助电源(如上述第一直流电源U11或者第一电容C11)对开关S11充电，进而降低了第一开关的开关损耗。这里的第一预设延迟时长t13可以为用户设置的延迟时长、或者谐振变换器所配置的延迟时长，且t13大于或者等于0。在t13等于0的情况下，上述控制单元10可在开关S11关断后直接控制第一开关单元(如上述开关S13或者开关S15)导通。在t13大于0的情况下，上述控制单元10可在开关S11关断之后，经过t13后控制第一开关单元(如上述开关S13或者开关S15)导通。其中，上述开关S13或者开关S15的脉冲宽度(可以表示为t3)小于或者等于、开关S11和开关S12之间的死区时间(可以表示为t12或者t21)与开关S12的脉冲宽度(可以表示为t2)之和。上述脉冲宽度t3可以理解为开关S13或者开关S15达到高电平(即1)所持续的时间(也可以称为导通时间)，脉冲宽度t2可以理解为开关S12达到高电平(即1)所持续的时间。上述死区时间t12可以理解为开关S11关断的时刻至开关S12导通的时刻之间的时间，死区时间t21可以理解为开关S12关断的时刻至开关S11导通的时刻之间的时间。
在一些可行的实施方式中，如图11所示，上述控制单元10可在开关S12(即第二开关)关断的第二预设延迟时长(可以表示为t24)后控制第二开关单元(如上述开关S14或者开关S16)导通，从而实现基于第二辅助电源(如上述第二直流电源U12或者第二电容C12)对开关S12充电，进而降低了第二开关的开关损耗。这里的第二预设延迟时长t24可以为用户设置的延迟时长、或者谐振变换器所配置的延迟时长，且t24大于或者等于0。在t24等于0的情况下，上述控制单元10可在开关S12关断后直接控制第二开关单元(如上述开关S14或者开关S16)导通。在t24大于0的情况下，上述控制单元10可在开关S12关断之后，经过t24后控制第二开关单元(如上述开关S14或者开关S16)导通。其中，开关S14或者开关S16的脉冲宽度(可以表示为t4)小于或者等于上述死区时间t12(或者死区时间t21)与开关S11的脉冲宽度(可以表示为t1)之和。上述脉冲宽度t4可以理解为开关S14或者开关S16达到高电平(即1)所持续的时间，脉冲宽度t1可以理解为开关S11达到高电平(即1)所持续的时间。可以理解，上述控制单元10可导通第一开关单元(如第三开关)以基于第一辅助电源对第一开关充电，还可导通第二开关单元(如第四开关)以基于第二辅助电源对第二开关充电，从而大幅度降低了第一开关和第二开关的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性更强。
在一些可行的实施方式中，在上述第一辅助电源和第二辅助电源分别对开关S11和开关S12充电之后，请一并参见图12，图12是本申请提供的第一开关或者第二开关的电压电流波形示意图。在开关S11和开关S12为IGBT的情况下，开关S11或者开关S12的集电极电流(可表示为IC)对应的波形示意图，以及开关S11或者开关S12的集电极与发射极之间的电压(可表示为V)对应的波形示意图可以如图12所示，在开关S11或者开关S12的IC对应的波形示意图中，在第一辅助电源没有对开关S11充电(或者第二辅助电源没有对开关S12充电)之前(如440μs之前)，开关S11或者开关S12仍存在冲击电流，开关损耗过大。这里的冲击电流可以理解为开关(如开关S11或者开关S12)关断的一瞬间所产生的电流。在第一辅助电源对开关S11充电(或者第二辅助电源对开关S12充电)之后(如440μs之后)，开关S11或者开关S12基本不存在冲击电流，从而大幅度降低了第一开关和第二开关的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性更强。
在一些可行的实施方式中，上述谐振变换器中还包括其它器件，请一并参见图13，图13是本申请提供的谐振变换器的又一结构示意图。如图13所示，上述图6所示的谐振变换器还包括串联的输入电容Cin和输出电容Cout，上述谐振开关电容电路30a还包括串联的二极管D17和二极管D18、以及串联的谐振电容C1r和谐振电感L1r。其中，谐振电容C1r和谐振电感L1r可构成谐振单元，开关S11和开关S12的串联连接端通过谐振电容C1r和谐振电感L1r连接二极管D17和二极管D18的串联连接端，输入电容Cin与串联的开关S11和开关S12并联，输出电容Cout与串联的二极管D17和二极管D18并联，输入电容Cin和输出电容Cout的串联连接端连接开关S12和二极管D17的串联连接端。上述控制单元10可控制开关S11和开关S12互补导通，在开关S11导通时基于正端电压(可表示为BUS+)对谐振电容C1r充电，在开关S12导通时基于谐振电容C1r的电压通过谐振电感L1r对负端电压(可表示为BUS-)充电(即谐振电容C1r处于放电状态)，从而保证谐振变换器正常工作。在谐振变换器的整个工作过程中，控制单元10可在开关S11关断后导通开关S13，从而实现基于第一直流电源U11对开关S11充电的目的，并在开关S12关断后导通开关S14，从而实现基于第二直流电源U12对开关S12充电的目的，从而降低了整个谐振变换器的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。
在本申请提供的谐振变换器中，上述控制单元10可在第一开关和第二开关中各开关关断后控制充电电路导通以对各开关充电，从而可避免各开关产生冲击电流，大幅度降低了由于载流子复合影响所导致的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。
在一些可行的实施方式中，在上述谐振变换器应用在MPPT汇流箱内的情况下，请一并参见图14，图14是本申请提供的MPPT汇流箱的结构示意图。如图14所示，该MPPT汇流箱中包括DC/DC升压电路40、以及与DC/DC升压电路40连接的谐振变换器41(如上述图2至图13所示的谐振变换器)。假设DC/DC升压电路40的输入端(即MPPT汇流箱的输入端)连接光伏阵列，且谐振变换器41的输出端(即MPPT汇流箱的输出端)连接直流负载，在对直流负载供电的过程中，DC/DC升压电路40可基于光伏阵列提供的直流电压向谐振变换器41输出目标直流电压，这时谐振变换器41可基于该目标直流电压对直流负载供电。可以理解，由于谐振变换器41在工作过程中的开关损耗更低，因此可提高MPPT汇流箱在供电过程中的工作效率，适用性更强。
在一些可行的实施方式中，在上述谐振变换器应用于供电系统的情况下，请一并参见图15，图15是本申请提供的供电系统的一结构示意图。如图15所示，该供电系统中包括光伏阵列50以及与光伏阵列50连接的谐振变换器51(如上述图2至图13所示的谐振变换器)，该谐振变换器51的输出端可连接直流负载或者直流电网。可选的，该供电系统还包括MPPT汇流箱(图中未示出)，且谐振变换器51设置在MPPT汇流箱(如上述图14所示的MPPT汇流箱)内，具体可根据实际应用场景确定，在此不作限制。在对直流负载或者直流电网供电的过程中，谐振变换器51可将光伏阵列50提供的直流电压转换为目标直流电压，并基于该目标直流电压对直流负载或者直流电网供电。在整个供电过程中，由于谐振变换器51的开关损耗大幅度降低且工作效率更高，因此可降低整个供电系统的开关损耗，并且提升了系统供电效率，适用性强。
在一些可行的实施方式中，请参见图16，图16是本申请提供的供电系统的另一结构示意图。在光伏供电应用场景下，如图16所示，上述图15所示的供电系统还包括光伏逆变器52，光伏阵列50可通过谐振变换器51连接光伏逆变器52的输入端，该光伏逆变器52的输出端可连接交流电网。在对交流电网供电的过程中，谐振变换器51可基于光伏阵列50提供的直流电压向光伏逆变器52输出目标直流电压，这时，光伏逆变器52可将谐振变换器51输入的直流电压转换为交流电压，并基于该交流电压对交流电网供电。在整个供电过程中，由于谐振变换器51的开关损耗大幅度降低且工作效率更高，因此可降低整个供电系统的开关损耗，并且提升了系统供电效率，适用性强。
在一些可行的实施方式中，请参见图17，图17是本申请提供的供电系统的另一结构示意图。在光伏供电应用场景下，如图17所示，上述图16所示的供电系统还包括箱式变压器53，上述光伏逆变器52可通过箱式变压器53连接交流电网。其中，箱式变压器53是指按照一定接线方案将高压开关设备、配电变压器以及低压配电装置组合在一起、并安装在箱式壳体内的变电站(或者配电站)。在对交流电网供电的过程中，谐振变换器51可基于光伏阵列50提供的直流电压向光伏逆变器52输出目标直流电压，光伏逆变器52可基于谐振变换器51输入的直流电压转换向箱式变压器53输出交流电压，这时箱式变压器53可基于光伏逆变器52输入的交流电压对交流电网供电。在整个供电过程中，由于谐振变换器51的开关损耗大幅度降低且工作效率更高，因此可降低整个供电系统的开关损耗，并且提升了系统供电效率，适用性强。
在一些可行的实施方式中，请参见图18，图18是本申请提供的供电系统的另一结构示意图。在光伏供电应用场景下，如图18所示，上述图15所示的供电系统还包括直流母线54和DC/AC变换器55，上述谐振变换器51可通过直流母线54连接DC/AC变换器55的输入端，该DC/AC变换器55的输出端可连接交流电网或者交流负载。在对交流电网或者交流负载供电的过程中，谐振变换器51可将光伏阵列50提供的直流电压转换为目标直流电压，并通过直流母线54向DC/AC变换器55输出目标直流电压。这时，DC/AC变换器55可将目标直流电压转换为交流电压，并基于该交流电压对交流电网或者交流负载供电。在整个供电过程中，由于谐振变换器51的开关损耗大幅度降低且工作效率更高，因此可降低整个供电系统的开关损耗，并且提升了系统供电效率，适用性强。
在一些可行的实施方式中，请参见图19，图19是本申请提供的供电系统的又一结构示意图。在光储混合供电应用场景下，如图19中的19a所示，上述图18所示的供电系统还包括储能模块56、以及与储能模块56连接的DC/DC变换器57(如上述图2至图13所示的谐振变换器)，DC/DC变换器57可通过直流母线54连接DC/AC变换器55的输入端。其中，储能模块56可包括至少一个电池簇，一个电池簇可由多个电池组串联组成。该电池组可以为一个电池包，一个电池包可由一个或者多个电池单元(电池单元的电压通常在2.5V到4.2V之间)串并联组成，形成最小的能量存储和管理单元。在对交流电网或者交流负载供电的过程中，DC/DC变换器57可将储能模块56提供的直流电压转换为目标直流电压，并通过直流母线54向DC/AC变换器55输出目标直流电压。这时，DC/AC变换器55可将谐振变换器51输入的目标直流电压、以及DC/DC变换器57输入的目标直流电压转换为交流电压，并基于该交流电压对交流电网或者交流负载供电。在整个供电过程中，由于谐振变换器51的开关损耗大幅度降低且工作效率更高，因此可降低整个供电系统的开关损耗，并且提升了系统供电效率，同时也提高了系统供电的灵活性，适用性更强。
可选的，在一些可行的实施方式中，在风光混合供电应用场景下，如图19中的19b所示，上述图15所示的供电系统还包括发电机58以及与发电机58连接的AC/DC变换器59，AC/DC变换器59可通过直流母线54连接DC/AC变换器55的输入端。在对交流电网或者交流负载供电的过程中，AC/DC变换器59可将发电机58提供的交流电压压转换为直流电压，并通过直流母线54向DC/AC变换器55输出目标直流电压。这时，DC/AC变换器55可将谐振变换器51输入的目标直流电压、以及AC/DC变换器59输入的直流电压转换为交流电压，并基于该交流电压对交流电网或者交流负载供电，提高了系统供电效率和供电灵活性。可选的，DC/AC变换器55还可以基于光伏阵列50提供的直流电压、储能模块56提供的直流电压和/或发电机58提供的交流电压对交流电网或者交流负载供电，进一步提高了系统供电效率和供电灵活性，适用性更强。
在本申请提供的供电系统中，在整个供电过程中，由于上述谐振变换器51的开关损耗大幅度降低且工作效率更高，因此可大幅度降低整个系统的开关损耗，并且提升了系统供电效率；另外，还可基于光伏阵列50提供的直流电压、储能模块56提供的直流电压和/或发电机58提供的交流电压对交流电网或者交流负载供电，进一步提高了系统供电效率，同时也提高了供电系统的供电灵活性，适用性更强。
请参见图20，图20是本申请提供的谐振变换器的控制方法的流程示意图。该方法可适用于谐振变换器(如上述图2至图13所示的谐振变换器)中的控制单元，该谐振变换器还包括至少一个充电电路和至少一个谐振开关电容电路，其中每个谐振开关电容电路可包括串联的第一开关和第二开关，一个充电电路可连接一个或者多个谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关。如图20所示，该方法包括以下步骤S101至步骤S102：
步骤S101,控制单元基于驱动信号，控制谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关中各开关导通或者关断。
在一些可行的实施方式中，在上述谐振变换器应用在高压应用场景的情况下，上述控制单元可生成谐振开关电容电路中的第一开关和第二开关中各开关的驱动信号，并基于该驱动信号控制各开关导通或者关断以保证谐振变换器正常工作。其中，驱动信号可以为脉冲宽度调制信号，也可以简称为脉宽调制信号或者PWM信号。可以理解，在各开关关断时会受到载流子复合影响从而导致其开关损耗过大，因此需要降低各开关的开关损耗以提高谐振变换器的工作效率。
步骤S102,控制单元在各开关关断后，控制充电电路对各开关充电。
在一些可行的实施方式中，上述充电电路中包括第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元。其中，第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元之间的连接关系包括：第一辅助电源的第一连接端可通过第一开关单元耦合(即直接连接或者间接连接)第一开关的一端，第一辅助电源的第二连接端可连接第一开关和第二开关的串联连接端，第二辅助电源的第一连接端通过第二开关单元耦合第一开关和第二开关的串联连接端，第二辅助电源的第二连接端可连接第二开关的一端。可选的，第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元之间的连接关系还包括：第一辅助电源的第一连接端可通过第一开关单元耦合第一开关的一端，第一辅助电源的第二连接端与第二辅助电源的第一连接端连接后耦合第一开关和第二开关的串联连接端，第二辅助电源的第二连接端可通过第二开关单元连接第二开关的一端。需要说明的是，第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元之间的连接关系具体可根据实际应用场景确定，在此不作限制。
在一些可行的实施方式中，上述控制单元可在第一开关关断的第一预设延迟时长后控制第一开关单元导通，从而实现基于第一辅助电源对第一开关充电，进而大幅度降低了第一开关的开关损耗。这里的第一预设延迟时长可以为用户设置的延迟时长、或者谐振变换器所配置的延迟时长，且第一预设延迟时长大于或者等于0。在第一预设延迟时长等于0的情况下，上述控制单元可在第一开关关断后直接控制第一开关单元导通；在第一预设延迟时长大于0的情况下，上述控制单元可在第一开关关断之后，经过第一预设延迟时长后控制第一开关单元导通。其中，第一开关单元的脉冲宽度小于或者等于第一开关和第二开关之间的死区时间、与第二开关的脉冲宽度之和，上述第一开关单元的脉冲宽度可以理解为第一开关单元中的开关达到高电平(即1)所持续的时间(也可以称为导通时间)，第二开关的脉冲宽度可以理解为第二开关达到高电平(即1)所持续的时间。这里的第一开关和第二开关之间的死区时间是指第一开关关断的时刻至第二开关导通的时刻之间的时间，或者是指第二开关关断的时刻至第一开关导通的时刻之间的时间。
在一些可行的实施方式中，上述控制单元还可在第二开关关断的第二预设延迟时长后控制第二开关单元导通，从而实现基于第二辅助电源对第二开关充电，进而大幅度降低了第二开关的开关损耗。这里的第二预设延迟时长可以为用户设置的延迟时长、或者谐振变换器所配置的延迟时长，且第二预设延迟时长大于或者等于0。在第二预设延迟时长等于0的情况下，上述控制单元还可在第二开关关断后直接控制第二开关单元导通；在第二预设延迟时长大于0的情况下，上述控制单元还可在第二开关关断之后，经过第二预设延迟时长后控制第二开关单元导通。其中，第二开关单元的脉冲宽度小于或者等于死区时间与第一开关的脉冲宽度之和，上述第二开关单元的脉冲宽度可以理解为第二开关单元中的开关达到高电平(即1)所持续的时间，第一开关的脉冲宽度可以理解为第一开关达到高电平(即1)所持续的时间。可以理解，上述控制单元可导通第一开关单元中的开关或者第二开关单元中的开关，从而实现第一辅助电源对第一开关充电或者第二辅助电源对第二开关充电，大幅度降低了第一开关和第二开关的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。
具体实现中，本申请提供的谐振变换器的控制方法中控制单元所执行的更多操作可参见上述图2至图13所示的谐振变换器及其工作原理中控制单元所执行的实现方式，在此不再赘述。
在本申请提供的方法中，可在各开关关断后控制充电电路导通以对各开关充电，从而可避免各开关产生冲击电流，大幅度降低了由于载流子复合影响所导致的开关损耗，进一步提升了谐振变换器的工作效率，适用性强。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (19)

1.一种谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器包括控制单元、至少一个充电电路以及至少一个谐振开关电容电路，所述谐振开关电容电路包括串联的第一开关和第二开关，所述充电电路连接所述谐振开关电容电路中的所述第一开关和所述第二开关；
所述控制单元用于基于驱动信号，控制所述谐振开关电容电路中的所述第一开关和所述第二开关中各开关导通或者关断；
所述控制单元还用于在所述各开关关断后，控制所述充电电路对所述各开关充电。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述充电电路包括第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元，所述第一辅助电源的第一连接端通过所述第一开关单元耦合所述第一开关的一端，所述第一辅助电源的第二连接端连接所述第一开关和所述第二开关的串联连接端，所述第二辅助电源的第一连接端通过所述第二开关单元耦合所述串联连接端，所述第二辅助电源的第二连接端连接所述第二开关的一端。
3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述充电电路还包括第一阻抗元件和第二阻抗元件，所述第一开关单元和所述第一阻抗元件串联后连接所述第一开关的一端，所述第二开关单元和所述第二阻抗元件串联后连接所述串联连接端。
4.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述充电电路包括第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元，所述第一辅助电源的第一连接端通过所述第一开关单元连接所述第一开关的一端，所述第一辅助电源的第二连接端与所述第二辅助电源的第一连接端连接后耦合所述第一开关和所述第二开关的串联连接端，所述第二辅助电源的第二连接端通过所述第二开关单元连接所述第二开关的一端。
5.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于，所述充电电路还包括阻抗元件，所述第一辅助电源的第二连接端与所述第二辅助电源的第一连接端连接后通过所述阻抗元件连接所述串联连接端。
6.根据权利要求2-5任一项所述的变换器，其特征在于，所述控制单元还用于：
在所述第一开关关断的第一预设延迟时长后控制所述第一开关单元导通，以基于所述第一辅助电源对所述第一开关充电，其中，所述第一开关单元的脉冲宽度小于或者等于所述第一开关和所述第二开关之间的死区时间、与所述第二开关的脉冲宽度之和；
在所述第二开关关断的第二预设延迟时长后控制所述第二开关单元导通，以基于所述第二辅助电源对所述第二开关充电，其中，所述第二开关单元的脉冲宽度小于或者等于所述死区时间与所述第一开关的脉冲宽度之和。
7.根据权利要求2-6任一项所述的变换器，其特征在于，所述第一开关单元包括串联的第三开关和第一二极管，所述第二开关单元包括串联的第四开关和第二二极管。
8.根据权利要求2-7任一项所述的变换器，其特征在于，所述第一辅助电源包括第一直流电源，所述第一直流电源的正极作为所述第一辅助电源的第一连接端，所述第一直流电源的负极作为所述第一辅助电源的第二连接端；
所述第二辅助电源包括第二直流电源，所述第二直流电源的正极作为所述第二辅助电源的第一连接端，所述第二直流电源的负极作为所述第二辅助电源的第二连接端。
9.根据权利要求2-7任一项所述的变换器，其特征在于，所述第一辅助电源包括第一绕组、第五二极管以及第一电容，所述第一绕组的一端通过所述第五二极管与所述第一电容的一端连接、并作为所述第一辅助电源的第一连接端，所述第一绕组的另一端与所述第一电容的另一端连接并作为所述第一辅助电源的第二连接端；
所述第二辅助电源包括电源、变压器、第五开关、第六二极管以及第二电容，其中所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组与所述第五开关串联后与所述电源并联，所述副边绕组的一端与所述第二电容的一端连接并作为所述第二辅助电源的第一连接端，所述副边绕组的另一端通过所述第六二极管与所述第二电容的另一端连接并作为所述第二辅助电源的第二连接端。
10.一种谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述方法适用于谐振变换器中的控制单元，所述谐振变换器还包括至少一个充电电路和至少一个谐振开关电容电路，所述谐振开关电容电路包括串联的第一开关和第二开关，所述充电电路连接所述谐振开关电容电路中的所述第一开关和所述第二开关；
所述方法包括：
基于驱动信号，控制所述谐振开关电容电路中的所述第一开关和所述第二开关中各开关导通或者关断；
在所述各开关关断后，控制所述充电电路对所述各开关充电。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述充电电路包括第一辅助电源、第二辅助电源、第一开关单元以及第二开关单元；所述第一辅助电源的第一连接端通过所述第一开关单元耦合所述第一开关的一端；所述第一辅助电源的第二连接端连接所述第一开关和所述第二开关的串联连接端，所述第二辅助电源的第一连接端通过所述第二开关单元耦合所述串联连接端，所述第二辅助电源的第二连接端连接所述第二开关的一端；或者所述第一辅助电源的第二连接端与所述第二辅助电源的第一连接端连接后耦合所述第一开关和所述第二开关的串联连接端，所述第二辅助电源的第二连接端通过所述第二开关单元连接所述第二开关的一端；所述在所述各开关关断后，控制所述充电电路对所述各开关充电，包括：
在所述第一开关关断的第一预设延迟时长后控制所述第一开关单元导通，以基于所述第一辅助电源对所述第一开关充电，其中，所述第一开关单元的脉冲宽度小于或者等于所述第一开关和所述第二开关之间的死区时间、与所述第二开关的脉冲宽度之和；
在所述第二开关关断的第二预设延迟时长后控制所述第二开关单元导通，以基于所述第二辅助电源对所述第二开关充电，其中，所述第二开关单元的脉冲宽度小于或者等于所述死区时间与所述第一开关的脉冲宽度之和。
12.一种最大功率点追踪MPPT汇流箱，其特征在于，所述MPPT汇流箱包括直流DC/DC升压电路以及与所述DC/DC升压电路连接的如权利要求1-9任一项所述的谐振变换器。
13.一种供电系统，其特征在于，所述供电系统包括光伏阵列以及与所述光伏阵列连接的如权利要求1-9任一项所述的谐振变换器。
14.根据权利要求13所述的供电系统，其特征在于，所述供电系统还包括MPPT汇流箱，所述谐振变换器设置在所述MPPT汇流箱内。
15.根据权利要求13或14所述的供电系统，其特征在于，所述供电系统还包括光伏逆变器，所述谐振变换器通过所述光伏逆变器连接交流电网。
16.根据权利要求15所述的供电系统，其特征在于，所述供电系统还包括箱式变压器，所述光伏逆变器通过所述箱式变压器连接交流电网。
17.根据权利要求13所述的供电系统，其特征在于，所述供电系统还包括直流母线和DC/交流AC变换器，所述谐振变换器通过所述直流母线连接DC/AC变换器的输入端，所述DC/AC变换器的输出端连接交流电网或者交流负载。
18.根据权利要求17所述的供电系统，其特征在于，所述供电系统还包括储能模块以及与所述储能模块连接的DC/DC变换器，所述DC/DC变换器通过所述直流母线连接DC/AC变换器的输入端。
19.根据权利要求17或18所述的供电系统，其特征在于，所述供电系统还包括发电机以及与所述发电机连接的交流AC/DC变换器，所述AC/DC变换器通过所述直流母线连接DC/AC变换器的输入端。
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