CN115360903A - 直流功率转换器以及直流功率转换系统 - Google Patents

Abstract

本申请提供了一种直流功率转换器以及直流功率转换系统，直流功率转换器包括控制器、第一功率变换模块和第二功率变换模块，第一功率变换模块第一直流端、第二直流端分别与第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端耦合且为直流功率转换器的第一直流端、第二直流端，第一功率变换模块第三直流端为直流功率转换器的第三直流端且第四直流端与第二功率变换模块第三直流端耦合，第二功率变换模块第四直流端为直流功率转换器第四直流端，第一功率变换模块中包括至少一个第一全桥电路。其中，控制器用于基于第一总电压和/或第二总电压控制第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式。采用本申请，可扩宽输入输出电压的适应范围。

Description

直流功率转换器以及直流功率转换系统

技术领域

本申请涉及电子电力领域，尤其涉及一种直流功率转换器以及直流功率转换系统。

背景技术

直流功率转换器是一种用于实现直流电压转换的电能变换器，广泛应用于不间断供电电源、电池管理等系统中。直流功率转换器的输入输出电压适应范围表示该直流功率转换器能够实现的输入电压与输出电压的比值范围，输入输出电压适应范围更宽的直流功率转换器能够适用于更多供电场景，适用性更强。

传统的直流功率转换器中，当输入电压的范围很大并且输出电压的范围很大时，即为了实现较宽范围的输入电压与输出电压的比值，在转换器的电路设计和控制策略设计上需要很高的设计冗余，从而牺牲了一定的电路性能，同时导致电路体积和电路重量过大，直流功率转换损耗高。因此，如何解决提高直流功率转换器的输入输出电压适应范围的同时降低电路复杂度和增强电路工作性能是当前亟待解决的技术问题之一。

发明内容

本申请实施例提供一种直流功率转换器以及直流功率转换系统，可扩宽输入输出电压的适应范围，直流功率转换效率高，电路结构简单，适用性强。

第一方面，本申请提供了一种直流功率转换器，该直流功率转换器包括控制器、第一功率变换模块和第二功率变换模块。其中，第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端分别与第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端耦合，第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端分别为直流功率转换器的第一直流端、第二直流端，第一功率变换模块的第三直流端与第二功率变换模块的第四直流端分别为直流功率转换器的第三直流端、第四直流端，第一功率变换模块的第四直流端与第二功率变换模块的第三直流端耦合。这里，第一功率变换模块中包括至少一个第一全桥电路，控制器可以用于基于直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间的第一总电压和/或直流功率转换器的第三直流端与第四直流端之间的第二总电压控制第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式。

在本申请中，直流功率转换器可以通过控制器基于该直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间的第一总电压和/或第三直流端与第四直流端之间的第二总电压控制直流功率转换器中的第一全桥电路工作在不同的工作模式(全桥模式或者半桥模式)，工作在不同工作模式的第一全桥电路具有不同的交流端电压与直流端电压的关系，从而可以通过改变第一全桥电路的工作模式以调整直流功率转换器的电压转换关系，提高了对第一全桥电路两端电压的控制灵活性，使得上述直流功率转换器具有更宽的输入输出电压适应范围，电路结构简单，直流功率转换效率高。

结合第一方面，在第一种可能的实施方式中，上述第一功率变换模块包括第一DC-AC变换单元、第一AC-DC变换单元和第一变压单元，其中，上述第一DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为上述第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端，上述第一DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端通过上述第一变压单元分别与上述第一AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，上述第一AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为上述第一功率变换模块的第三直流端、第四直流端。这里，上述第一DC-AC变换单元和/或上述第一AC-DC变换单元中可以包括上述第一全桥电路，上述控制器用于基于上述第一总电压和/或上述第二总电压控制上述第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第一功率变换模块中第一全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第一功率变换模块中第一AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第二分电压保持与上述第二总电压的差值不高于设定阈值(比如，可以是保持第二分电压不低于第二总电压的80％)，避免第二分电压过分偏离第二总电压，提高了直流功率转换器的直流电压转换效率，直流功率转换器电路简单，适用性好。

结合第一方面第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施方式中，上述第二功率变换模块包括第二DC-AC变换单元、第二AC-DC变换单元、第二变压单元和直流调节单元，其中，上述第二DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为上述第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端，上述第二DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端通过上述第二变压单元分别与上述第二AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，上述第二AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别与上述直流调节单元的第一直流端、第二直流端耦合，上述直流调节单元的第三直流端、第四直流端分别为上述第二功率变换模块的第三直流端、第四直流端。也就是说，在本申请中，控制器可以控制直流调节单元以改变直流调节单元第三直流端与第四直流端之间的直流电压，从而调整直流功率转换器的直流电压输出(可以是第一直流端与第二直流端之间的直流电压，或者第三直流端与第四直流端之间的直流电压)，提高直流功率转换器的直流电压转换准确性，适用性强。

结合第一方面第一种可能的实施方式，在第三种可能的实施方式中，上述第二功率变换模块包括上述第一DC-AC变换单元、第二AC-DC变换单元、第二变压单元和直流调节单元，其中，上述第一DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为上述第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端，上述第一DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端通过上述第二变压单元分别与上述第二AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，上述第二AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别与上述直流调节单元的第一直流端、第二直流端耦合，上述直流调节单元的第三直流端、第四直流端分别为上述第二功率变换模块的第三直流端、第四直流端。也就是说，在本申请中，控制器可以控制直流调节单元以改变直流调节单元第三直流端与第四直流端之间的直流电压，从而调整直流功率转换器的直流电压输出(可以是第一直流端与第二直流端之间的直流电压，或者第三直流端与第四直流端之间的直流电压)，提高直流功率转换器的直流电压转换准确性，适用性强。

结合第一方面，在第四种可能的实施方式中，上述第一功率变换模块包括第一DC-AC变换单元、变压单元和第一AC-DC变换单元，上述第二功率变换模块包括上述第一DC-AC变换单元、上述变压单元、第二AC-DC变换单元和直流调节单元，其中，上述第一DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为上述第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端，并且分别为上述第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端；上述变压单元的原边绕组与上述第一DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，上述变压单元的第一副边绕组与上述第一AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，上述变压单元的第二副边绕组与上述第二AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，上述第一AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为上述第一功率变换模块的第三直流端、第四直流端，上述第二AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别与上述直流调节单元的第一直流端、第二直流端耦合，上述直流调节单元的第三直流端、第四直流端分别为上述第二功率变换模块的第三直流端、第四直流端。这里，上述DC-AC变换单元和/或上述第一AC-DC变换单元中包括上述第一全桥电路，上述控制器用于基于上述第一总电压和/或上述第二总电压控制上述第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式。控制器通过改变上述第一功率变换模块中第一全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第一功率变换模块中第一AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第二分电压保持与上述第二总电压的差值不高于设定阈值，避免第二分电压过分偏离第二总电压，提高了直流功率转换器的直流电压转换效率，直流功率转换器电路简单，适用性好。

结合第一方面第一种可能的实施方式或者第一方面第四种可能的实施方式中任一种可能的实施方式，在第五种可能的实施方式中，上述第一DC-AC变换单元和/或上述第一AC-DC变换单元中包括上述第一全桥电路，上述控制器用于基于上述第一总电压和/或上述第二总电压控制上述第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式。通过改变上述第一功率变换模块中第一全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第一功率变换模块中第一AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第二分电压保持与上述第二总电压的差值不高于设定阈值(比如，可以是保持第二分电压不低于第二总电压的80％)，避免第二分电压过分偏离第二总电压，提高了直流功率转换器的直流电压转换效率，直流功率转换器电路简单，适用性好。

结合第一方面第五种可能的实施方式，在第六种可能的实施方式中，上述第一DC-AC变换单元中包括上述第一全桥电路，这里，上述控制器还用于在上述第一全桥电路工作在全桥模式、且上述第二总电压与上述第一总电压的比值小于第一阈值，或者上述第二总电压小于第二阈值，或者上述第一总电压大于第三阈值，控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。进一步地，上述控制器还用于在上述第一全桥电路工作在半桥模式、且上述第二总电压与上述第一总电压的比值大于第四阈值，或者上述第二总电压大于第五阈值，或者上述第一总电压小于第六阈值，控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。其中，上述第四阈值大于等于上述第一阈值，上述第五阈值大于等于上述第二阈值，上述第六阈值小于等于上述第三阈值。控制器通过控制第一DC-AC变换单元中第一全桥电路的工作模式(从全桥模式到半桥模式，或者从半桥模式到全桥模式)以改变第一DC-AC变换单元交流端电压与直流端电压的关系，从而对第二分电压升压或者降压，避免第二分电压过分偏离第二总电压，提高直流功率转换器的直流电压转换效率和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围，实现成本低，适用性强。

结合第一方面第六种可能的实施方式，在第七种可能的实施方式中，上述第一阈值、上述第四阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值的最大值、上述第一AC-DC变换单元的电压比值以及上述第一变压单元的第一匝比得到。上述第二阈值、上述第五阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值的最大值、上述第一AC-DC变换单元的电压比值、上述第一匝比以及上述第一总电压的电压范围得到。上述第三阈值、上述第六阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值的最大值、上述第一AC-DC变换单元的电压比值、上述第一匝比以及上述第二总电压的电压范围得到。其中，上述第一DC-AC变换单元的电压比值为交流端电压峰峰值与直流端电压的比值，上述第一AC-DC变换单元的电压比值为直流端电压与交流端电压峰峰值的比值。控制器通过控制第一DC-AC变换单元中第一全桥电路的工作模式以改变第一DC-AC变换单元交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，控制第一全桥电路工作模式方式灵活多样，操作简单，适用性强。

结合第一方面第五种可能的实施方式，在第八种可能的实施方式中，上述第一AC-DC变换单元中包括上述第一全桥电路，这里，上述控制器还用于在上述第一全桥电路工作在半桥模式、且上述第二总电压与上述第一总电压的比值小于第一阈值，或者上述第二总电压小于第二阈值，或者上述第一总电压大于第三阈值，控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。上述控制器还用于在上述第一全桥电路工作在全桥模式、且上述第二总电压与上述第一总电压的比值大于第四阈值，或者上述第二总电压大于第五阈值，或者上述第一总电压小于第六阈值，控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。其中，上述第四阈值大于等于上述第一阈值，上述第五阈值大于等于上述第二阈值，上述第六阈值小于等于上述第三阈值。控制器通过控制第一AC-DC变换单元中第一全桥电路的工作模式(从全桥模式到半桥模式，或者从半桥模式到全桥模式)以改变第一AC-DC变换单元交流端电压与直流端电压的关系，从而对第二分电压升压或者降压，避免第二分电压过分偏离第二总电压，提高直流功率转换器的直流电压转换效率和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围，实现成本低，适用性强。

结合第一方面第八种可能的实施方式，在第九种可能的实施方式中，上述第一阈值、上述第四阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值、上述第一AC-DC变换单元的电压比值的最大值以及上述第一变压单元的第一匝比得到。上述第二阈值、上述第五阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值、上述第一AC-DC变换单元的电压比值的最大值、上述第一匝比以及上述第一总电压的范围得到。上述第三阈值、上述第六阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值、上述第一AC-DC变换单元的电压比值的最大值、上述第一匝比以及上述第二总电压的范围得到。其中，上述第一DC-AC变换单元的电压比值为交流端电压峰峰值与直流端电压的比值，上述第一AC-DC变换单元的电压比值为直流端电压与交流端电压峰峰值的比值。控制器通过控制第一AC-DC变换单元中第一全桥电路的工作模式以改变第一AC-DC变换单元交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，控制第一全桥电路工作模式方式灵活多样，操作简单，适用性强。

结合第一方面第二种可能的实施方式，在第十种可能的实施方式中，上述第二DC-AC变换单元和/或上述第二AC-DC变换单元中包括第二全桥电路，上述控制器用于基于上述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压和/或上述第一总电压控制上述第二全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式。控制器通过控制变流器中第二全桥电路的工作模式(从全桥模式到半桥模式，或者从半桥模式到全桥模式)以改变第二DC-AC变换单元或者第二AC-DC变换单元交流端电压与直流端电压的关系，从而对第二AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第三分电压升压或者降压，避免上述第三分电压过分偏离第一分电压，提高直流功率转换器的直流电压转换效率和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围，实现成本低，适用性强。

结合第一方面第十种可能的实施方式，在第十一种可能的实施方式中，上述第二DC-AC变换单元中包括第二全桥电路，这里，上述控制器还用于在上述第二全桥电路工作在全桥模式、且上述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压与上述第一总电压的比值小于第一阈值，或者上述第一分电压小于第二阈值，或者上述第一总电压大于第三阈值，控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。上述控制器还用于在上述第二全桥电路工作在半桥模式、且上述第一分电压与上述第一总电压的比值大于第四阈值，或者上述第一分电压大于第五阈值，或者上述第一总电压小于第六阈值，控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。其中，上述第四阈值大于等于上述第一阈值，上述第五阈值大于等于上述第二阈值，上述第六阈值小于等于上述第三阈值。控制器通过控制第二DC-AC变换单元中第二全桥电路的工作模式(从全桥模式到半桥模式，或者从半桥模式到全桥模式)以改变第二DC-AC变换单元交流端电压与直流端电压的关系，从而对第二AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第三分电压升压或者降压，避免上述第三分电压过分偏离第一分电压，提高直流功率转换器的直流电压转换效率和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围，实现成本低，适用性强。

结合第一方面第十一种可能的实施方式，在第十二种可能的实施方式中，上述第一阈值、上述第四阈值由上述第二DC-AC变换单元的电压比值的最小值、上述第二AC-DC变换单元的电压比值以及上述第二变压单元的第二匝比得到，上述第二阈值、上述第五阈值由上述第二DC-AC变换单元的电压比值的最小值、上述第二AC-DC变换单元的电压比值、上述第二匝比以及上述第一总电压的范围得到，上述第三阈值、上述第六阈值由上述第二DC-AC变换单元的电压比值的最小值、上述第二AC-DC变换单元的电压比值、上述第二匝比以及上述第一分电压的范围得到。其中，上述第二DC-AC变换单元的电压比值为交流端电压峰峰值与直流端电压的比值，上述第二AC-DC变换单元的电压比值为直流端电压与交流端电压峰峰值的比值。控制器通过控制第二DC-AC变换单元中第二全桥电路的工作模式以改变第二DC-AC变换单元交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，控制第二全桥电路工作模式方式灵活多样，操作简单，适用性强。

结合第一方面第十种可能的实施方式，在第十三种可能的实施方式中，上述第二AC-DC变换单元中包括第二全桥电路，这里，上述控制器还用于在上述第二全桥电路工作在半桥模式、且上述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压与上述第一总电压的比值小于第一阈值、或者上述第一分电压小于第二阈值，或者上述第一总电压大于第三阈值，控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。上述控制器还用于在上述第二全桥电路工作在全桥模式、且上述第一分电压与上述第一总电压的比值大于第四阈值、或者上述第一分电压大于第五阈值，或者上述第一总电压小于第六阈值，控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。其中，上述第四阈值大于等于上述第一阈值，上述第五阈值大于等于上述第二阈值，上述第六阈值小于等于上述第三阈值。控制器通过控制第二AC-DC变换单元中第二全桥电路的工作模式(从全桥模式到半桥模式，或者从半桥模式到全桥模式)以改变第二AC-DC变换单元交流端电压与直流端电压的关系，从而对第二AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第三分电压升压或者降压，避免上述第三分电压过分偏离第一分电压，提高直流功率转换器的直流电压转换效率和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围，实现成本低，适用性强。

结合第一方面第十三种可能的实施方式，在第十四种可能的实施方式中，上述第一阈值、上述第四阈值由上述第二DC-AC变换单元的电压比值、上述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值以及上述第二变压单元的第二匝比得到，上述第二阈值、上述第五阈值由上述第二DC-AC变换单元的电压比值、上述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值、上述第二匝比以及上述第一总电压的范围得到，上述第三阈值、上述第六阈值由上述第二DC-AC的电压比值、上述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值、上述第二匝比以及上述第一分电压的范围得到。其中，上述第二DC-AC变换单元的电压比值为交流端电压峰峰值与直流端电压的比值，上述第二AC-DC变换单元的电压比值为直流端电压与交流端电压峰峰值的比值。控制器通过控制第二AC-DC变换单元中第二全桥电路的工作模式以改变第二AC-DC变换单元交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，控制第二全桥电路工作模式方式灵活多样，操作简单，适用性强。

结合第一方面第三种可能的实施方式或者第一方面第四种可能的实施方式，在第十五种可能的实施方式中，上述第二AC-DC变换单元中包括第二全桥电路，这里，上述控制器还用于在上述第二全桥电路工作在半桥模式、且上述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压与上述第一总电压的比值小于第一阈值、或者上述第一分电压小于第二阈值，或者上述第一总电压大于第三阈值，控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。上述控制器还用于在上述第二全桥电路工作在全桥模式、且上述第一分电压与上述第一总电压的比值大于第四阈值、或者上述第一分电压大于第五阈值，或者上述第一总电压小于第六阈值，控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。其中，上述第四阈值大于等于上述第一阈值，上述第五阈值大于等于上述第二阈值，上述第六阈值小于等于上述第三阈值。控制器通过控制第二AC-DC变换单元中第二全桥电路的工作模式(从全桥模式到半桥模式，或者从半桥模式到全桥模式)以改变第二AC-DC变换单元交流端电压与直流端电压的关系，从而对第二AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第三分电压升压或者降压，避免上述第三分电压过分偏离第一分电压，提高直流功率转换器的直流电压转换效率和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围，实现成本低，适用性强。

结合第一方面第十五种可能的实施方式，在第十六种可能的实施方式中，上述第一阈值、上述第四阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值、上述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值以及上述第二变压单元的匝比或者上述变压单元的第二匝比得到，上述第二阈值、上述第五阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值、上述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值、上述第二变压单元的匝比或者上述第二匝比以及上述第一总电压的范围得到，上述第三阈值、上述第六阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值、上述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值、上述第二变压单元的匝比或者上述第二匝比以及上述第一分电压的范围得到。其中，上述第一DC-AC变换单元的电压比值为交流端电压峰峰值与直流端电压的比值，上述第二AC-DC变换单元的电压比值为直流端电压与交流端电压峰峰值的比值。控制器通过控制第二AC-DC变换单元中第二全桥电路的工作模式以改变第二AC-DC变换单元交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，控制第二全桥电路工作模式方式灵活多样，操作简单，适用性强。

结合第一方面第二种可能的实施方式、第一方面第三种可能的实施方式以及第一方面第四种可能的实施方式，在第十七种可能的实施方式中，上述控制器还用于基于第一参考电压、上述第一功率变换模块的第三直流端与第四直流端之间的第二分电压以及上述第二AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第三分电压，控制上述直流调节单元调节上述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压，以使上述第一分电压与上述第二分电压之和为上述第一参考电压。可以理解的，直流功率转换器第三直流端与第四直流端之间的第二总电压等于上述第二分电压与上述第一分电压之和，即直流功率转换器可以通过控制器基于不同的第一总电压和/或第二总电压控制第一功率变换模块中的第一全桥电路，或者，通过控制器基于不同的第一分电压和/或第一总电压控制第二功率变换模块中的第二全桥电路，以在直流功率转换器的第三直流端与第四直流端之间实现电压值为第一参考电压的直流电压输出，使得输入直流电压与输出直流电压的比值范围更宽，提高直流电压转换效率，适用性强。

结合第一方面第十七种可能的实施方式，在第十八种可能的实施方式中，上述控制器还用于基于第二参考电压和上述第二分电压，控制上述直流调节单元调节其第三直流端与第四直流端之间的第一分电压，以使上述第一总电压等于上述第二参考电压。可以理解的，直流功率转换器第一直流端与第二直流端之间的直流电压为第一总电压，即直流功率转换器可以通过控制器基于不同的第一总电压和/或第二总电压控制第一功率变换模块中的第一全桥电路，或者，通过控制器基于不同的第一分电压和/或第一总电压控制第二功率变换模块中的第二全桥电路，以在直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间实现电压值为第二参考电压的直流电压输出，使得输入直流电压与输出直流电压的比值范围更宽，提高直流电压转换效率，适用性强。

结合第一方面第二种可能的实施方式，在第十九种可能的实施方式中，上述第一DC-AC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为上述第一DC-AC变换单元的第一交流端和第二交流端连接上述第一变压单元。上述第二DC-AC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为上述第二DC-AC变换单元的第一交流端和第二交流端连接上述第二变压单元。上述第一AC-DC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为上述第一AC-DC变换单元的第一交流端和第二交流端连接上述第一变压单元。上述第二AC-DC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为上述第二AC-DC变换单元的第一交流端和第二交流端连接上述第二变压单元。直流功率转换器通过控制器基于不同的第一总电压和/或第二总电压控制第一DC-AC变换单元或者第二DC-AC变换单元中的各开关管构成的第一全桥电路，或者，通过控制器基于不同的第一分电压和/或第一总电压控制第一AC-DC变换单元或者第二AC-DC变换单元中的各开关管构成的第二全桥电路，提高了对第一全桥电路和第二全桥电路两端电压的控制灵活性，使得上述直流功率转换器具有更宽的输入输出电压适应范围，电路结构简单，直流功率转换效率高。

结合第一方面第三种可能的实施方式，在第二十种可能的实施方式中，上述第一DC-AC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为上述第一DC-AC变换单元的第一交流端和第二交流端连接上述第一变压单元和上述第二变压单元。上述第一AC-DC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为上述第一AC-DC变换单元的第一交流端和第二交流端连接上述第一变压单元。上述第二AC-DC变换单元包括并联的一个开关桥臂和一个电容桥臂，上述开关桥臂的开关管连接端和上述电容桥臂的电容连接端分别作为上述第二AC-DC变换单元的第一交流端和第二交流端连接上述第二变压单元。直流功率转换器通过控制器基于不同的第一总电压和/或第二总电压控制第一DC-AC变换单元或者第二DC-AC变换单元中的各开关管构成的第一全桥电路，或者，通过控制器基于不同的第一分电压和/或第一总电压控制第一AC-DC变换单元或者第二AC-DC变换单元中的各开关管构成的第二全桥电路，提高了对第一全桥电路和第二全桥电路两端电压的控制灵活性，使得上述直流功率转换器具有更宽的输入输出电压适应范围，电路结构简单，直流功率转换效率高。

第二方面，本申请提供了一种直流功率转换系统，该直流功率转换系统中包括直流电源和上述第一方面以及第一方面中任一种可能的实施方式提供的直流功率转换器。上述直流电源用于为上述直流功率转换器提供直流电压输入，上述直流功率转换器用于基于上述直流电源提供的第一直流电压进行直流功率转换，并向负载输出第二直流电压，上述直流电源包括太阳能电池板或者储能电池中的至少一种。

在本申请中，基于上述第一方面提供的直流功率转换器可实现直流功率转换系统中直流功率转换器具有更宽的输入输出电压适应范围，电路结构简单，增强光伏系统的流功率转换效率，操作简单，适用性高。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本申请提供的直流功率转换系统的应用场景示意图；

图2a是本申请提供的直流功率转换系统的一结构示意图；

图2b是本申请提供的直流功率转换系统的另一结构示意图；

图3是本申请提供的直流功率转换器的一结构示意图；

图4是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图；

图5是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图；

图6是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图；

图7是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图；

图8是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图；

图9是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图；

图10为全桥BUCK电路的结构示意图；

图11a为中点嵌位三电平全桥电路的结构示意图；

图11b为有源中点嵌位三电平全桥电路的结构示意图；

图11c为飞跨电容三电平全桥电路的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

参见图1，图1是本申请提供的直流功率转换系统的一应用场景示意图。在本申请提供的直流功率转换系统中可包括直流电源和直流功率转换器，其中，直流电源可由光伏阵列组成，光伏阵列的输出端可以连接直流功率转换器的第一端，直流功率转换器的第二端连接负载。如图1所示，直流功率转换系统中可包括逆变器，负载可为通过逆变器连接的交流电网。在图1所示的直流功率转换系统中，光伏阵列可以由一个或者多个光伏组串并联组成，一个光伏组串可以由一个或者多个光伏组件串联得到。直流功率转换器可以改变(可以是升压、降压等)光伏阵列提供的直流电压并输出改变后的直流电压至逆变器，通过逆变器进行电压逆变转换之后为交流电网中的通信基站或者家用设备等用电设备供电。

在一些可行的实施方式中，请再次参见图1，直流电源还可以包括储能电池，储能电池的输出端可以连接直流功率转换器的第一端，直流功率转换器的第二端通过逆变器连接交流电网为负载。直流功率转换器可以改变(可以是升压、降压等)储能电池提供的直流电压并输出改变后的直流电压至逆变器，通过逆变器进行电压逆变转换之后为交流电网中的通信基站或者家用设备等用电设备供电。

在一些可行的实施方式中，图1中的逆变器可以对交流电网的交流电压进行电压整流转换之后，向上述储能电池连接的直流功率转换器提供直流电压，该直流功率转换器可以基于逆变器输出的直流电压进行改变后输出至储能电池，储能电池基于直流功率转换器输出的电压或电流进行充电。

在一些可行的实施方式中，图1中的光伏阵列提供的直流电压经过其连接的直流功率转换器进行升压或者降压，并输出到储能电池连接的直流功率转换器，储能电池连接的直流功率转换器再进行一次升压或者降压后输出至储能电池，储能电池基于直流功率转换器输出的电压或电流进行充电。

在图1所示的应用场景中，直流功率转换系统通过直流功率转换器进行直流电压转换的过程中(可以是直流功率转换器基于储能电池提供的直流电压，或者光伏阵列提供的直流电压进行直流功率转换以向逆变器连接的交流电网供电，也可以是直流功率转换器基于光伏阵列提供的直流电压，或者交流电网与逆变器共同提供的直流电压进行直流功率转换以向储能电池供电)，直流功率转换器能够实现的输入电压与输出电压的比值范围越宽，直流功率转换器的适用性越高。传统的直流功率转换器设计中，如果输入电压的范围很大并且输出电压的范围很大时，在转换器的电路设计和控制策略设计上需要很高的设计冗余(比如通过增加额外的电路，由多级电路构成的直流功率转换器实现宽范围的电压变比)才能实现较宽范围的输入电压与输出电压的比值，电路设计复杂且体积过大，直流功率转换损耗高，适用性低。

本申请提供的直流功率转换系统中，直流功率转换器包括全桥电路，直流功率转换系统可以通过直流功率转换器基于第一端的直流电压和/或第二端的直流电压控制直流功率转换器中的全桥电路工作在不同的工作模式(全桥模式或者半桥模式)，从而直流功率转换器可以通过改变全桥电路的交流端电压与直流端电压的关系，以具有更宽的输入输出电压适应范围，电路结构简单，直流功率转换效率高。此外，更高的转换效率允许直流功率转换器采用更高的半导体器件开关频率，进一步减小设备中无源器件(例如滤波电感、滤波电容)的体积和重量，从而减小了直流功率转换器整体体积和重量，适用性强。下面将结合图2a至图11c对本申请提供的直流功率转换系统和直流功率转换器进行示例说明。

参见图2a，图2a是本申请提供的直流功率转换系统的一结构示意图。在图2a所示的直流功率转换系统中包括直流电源、直流功率转换器和逆变器，其中，负载可以为通过逆变器连接的交流电网，直流电源可以是太阳能电池板或者储能电池等，直流功率转换器的第一直流端和第二直流端连接直流电源，直流功率转换器的第三直流端和第四直流端通过逆变器连接交流电网。在图2a所示的直流功率转换系统中，直流电源用于为直流功率转换器提供直流电压输入，直流功率转换器将第一直流端和第二直流端之间的直流电压进行升压或者降压，并将改变后的直流电压通过第三直流端和第四直流端输出至逆变器以向交流电网供电。

参见图2b，图2b是本申请提供的直流功率转换系统的另一结构示意图。在图2b所示的直流功率转换系统中包括直流电源和直流功率转换器，其中，负载可以包括储能电池，直流电源可以是太阳能电池板等，直流功率转换器的第一直流端和第二直流端连接储能电池，直流功率转换器的第三直流端和第四直流端连接直流电源。在图2b所示的直流功率转换系统中，直流电源用于为直流功率转换器提供直流电压输入，直流功率转换器将第三直流端和第四直流端之间的直流电压进行升压或者降压，并将改变后的直流电压通过第一直流端和第二直流端输出至负载中的储能电池以为储能电池充电。

在一些可行的实施方式中，在图2a和/或图2b所示的直流功率转换系统中，直流功率转换器中可以包括控制器和全桥电路(图2a、图2b中未示出)，直流功率转换器可以通过控制器基于上述直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间的直流电压和/或第三直流端与第四直流端之间的直流电压控制直流功率转换器中的全桥电路工作在不同的工作模式(全桥模式或者半桥模式)，从而改变上述全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，提高了控制器对全桥电路两端电压的控制灵活性，使得上述直流功率转换器具有更宽的输入输出电压适应范围，电路结构简单，直流功率转换效率高。

下面将结合图2a、图2b至图11c对本申请实施例提供的直流功率转换器进行示例说明。如图2a和/或图2b(为方便描述，下面将以图2a为例进行说明，以下不再赘述)所示，在本申请实施例中，直流功率转换器中可包括第一功率变换模块、第二功率变换模块和控制器。其中，第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端分别与第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端耦合，第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端分别为直流功率转换器的第一直流端、第二直流端，第一功率变换模块的第四直流端与第二功率变换模块的第三直流端耦合，第一功率变换模块的第三直流端为直流功率转换器的第三直流端，第二功率变换模块的第四直流端为直流功率转换器的第四直流端。在本申请中，第一功率变换模块中包括至少一个全桥电路(可以称作第一全桥电路，图2a中未示出)，直流功率转换器可以通过控制器基于上述直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间的直流电压(即第一总电压，可以表示为Vp)和/或直流功率转换器的第三直流端与第四直流端之间的直流电压(即第二总电压，可以表示为Vs)控制第一功率变换模块中的第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第一全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第一功率变换模块第三直流端与第四直流端之间的直流电压(即第二分电压，可以表示为Vs2)与上述第二总电压Vs的差值不高于设定阈值(比如，可以是保持第二分电压不低于第二总电压的80％)，避免第二分电压Vs2过分偏离第二总电压Vs，操作简单，提高了直流功率转换器的直流电压转换效率。

在一些可行的实施方式中，请一并参见图3，图3是本申请提供的直流功率转换器的一结构示意图。如图3所示，上述第一功率变换模块中包括第一DC-AC变换单元、第一AC-DC变换单元和第一变压单元，其中，第一DC-AC变换单元的第一直流端和第二直流端分别为第一功率变换模块的第一直流端和第二直流端，第一DC-AC变换单元的第一交流端和第二交流端通过第一变压单元分别与第一AC-DC变换单元的第一交流端和第二交流端耦合，第一AC-DC变换单元的第一直流端和第二直流端分别为第一功率变换模块的第三直流端和第四直流端。上述第一DC-AC变换单元和/或上述第一AC-DC变换单元中包括第一全桥电路，上述控制器(图3未示出)还用于基于上述第一总电压和/或上述第二总电压控制第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第一功率变换模块中第一全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第一功率变换模块中第一AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的直流电压(即第二分电压Vs2)保持与上述第二总电压Vs的差值不高于设定阈值，避免第二分电压Vs2过分偏离第二总电压Vs，提高了直流功率转换器的直流电压转换效率，直流功率转换器电路简单，适用性好。

在一些可行的实施方式中，请一并参见图4，图4是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图。如图4所示，图4中第一功率变换模块结构参见上述图3中的第一功率变换模块，此处不再赘述。图4中第二功率变换模块中包括第二DC-AC变换单元、第二AC-DC变换单元、第二变压单元和直流调节单元，其中，第二DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端，第二DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端通过第二变压单元分别与第二AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，第二AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别与直流调节单元的第一直流端、第二直流端耦合，直流调节单元的第三直流端、第四直流端分别为第二功率变换模块的第三直流端、第四直流端。上述第二DC-AC变换单元和/或上述第二AC-DC变换单元中包括第二全桥电路，上述控制器(图4未示出)基于上述第一总电压Vp和/或上述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压Vs1控制第二全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第二功率变换模块中第二全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第二功率变换模块中第二AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第三分电压Vs3保持与上述第一分电压Vs1的差值不高于设定阈值，提高了直流功率转换器的直流电压转换效率，直流功率转换器电路简单，适用性好。

在一些可行的实施方式中，上述图4中第一功率变换模块中的第一DC-AC变换单元、第一AC-DC变换单元包括第一全桥电路，第二功率变换模块中的第二DC-AC变换单元、第二AC-DC变换单元包括第二全桥电路。请一并参见图5，图5是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图。如图5所示，第一DC-AC变换单元包括的第一全桥电路由开关管Q11、Q12、Q13和Q14(各开关管可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET))，以及电容Cp1组成。其中，Q11的第二连接端与Q12的第一连接端相连，Q13的第二连接端与Q14的第一连接端相连，Q11的第一连接端与Cp1的第一连接端、Q13的第一连接端相连，Q12的第二连接端与Cp1的第二连接端、Q14的第二连接端相连。上述Q11、Q12、Q13和Q14的第二连接端可为Q11、Q12、Q13和Q14的源极，Q11、Q12、Q13和Q14的第一连接端可为Q11、Q12、Q13和Q14的漏极。第一AC-DC变换单元包括的第一全桥电路由开关管Q15、Q16、Q17和Q18，以及电容Cs1组成，第二DC-AC变换单元包括的第二全桥电路由开关管Q21、Q22、Q23和Q24(各开关管可以是金属氧化物半导体场效应晶体管)，以及电容Cp2组成。第二AC-DC变换单元包括的第二全桥电路由开关管Q25、Q26、Q27和Q28，以及电容Cs2组成。上述第一AC-DC变换单元包括的第一全桥电路、第二DC-AC变换单元包括的第二全桥电路和第二AC-DC变换单元包括的第二全桥电路中各开关管可以是金属氧化物半导体场效应晶体管，且各全桥电路的开关管与电容的连接关系可与上述第一DC-AC变换单元包括的第一全桥电路相同，此处不再赘述。上述第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路的Cp1第一连接端、Cp1第二连接端分别与上述第二DC-AC变换单元中的第二全桥电路的Cp2第一连接端、Cp2第二连接端相连。Cp1第一连接端与Cp2第一连接端相连的连接端为直流功率转换器的第一直流端，Cp1第二连接端与Cp2第二连接端相连的连接端为直流功率转换器的第二直流端。进一步地，上述图5中的第一变压单元、第二变压单元包括变压器。请一并参见图5，图5中第一变压单元包括第一变压器，第一变压器的第一绕组与第二绕组的匝比为Np1:Ns1(或者Np1/Ns1),第一变压器的第一绕组的第一端、第二端分别与上述第一DC-AC变换单元包括的第一全桥电路中开关管Q11和Q12的连接端、开关管Q13和Q14的连接端相连，第二绕组的第一端、第二端分别与上述第一AC-DC变换单元包括的第一全桥电路中开关管Q15和Q16的连接端、开关管Q17和Q18的连接端相连。第二变压单元包括第二变压器，第二变压器的第一绕组与第二绕组的匝比为Np2:Ns2(或者Np2/Ns2),第二变压器的第一绕组的第一端、第二端分别与上述第二DC-AC变换单元包括的第二全桥电路中开关管Q21和Q22的连接端、开关管Q23和Q24的连接端相连，第二绕组的第一端、第二端分别与上述第二AC-DC变换单元包括的第二全桥电路中开关管Q27和Q28的连接端、开关管Q25和Q26的连接端相连。进一步地，上述图5中的直流调节单元可以包括BUCK电路，请一并参见图5，图5中直流调节单元包括BUCK电路，BUCK电路由开关管Qb1、开关管Qb2(各开关管可以是金属氧化物半导体场效应晶体管)、电感Lb以及电容Cb组成。其中，Qb1的第二连接端与Qb2的第一连接端相连并且连接端通过电感Lb与电容Cb的第一连接端相连，Qb2的第二连接端与电容Cb的第二连接端相连。BUCK电路中Qb1的第一连接端、Qb2的第二连接端分别与上述第二AC-DC变换单元中电容Cs2的第一连接端、Cs2的第二连接端相连，Lb与Cb的连接端与上述第一AC-DC变换单元中电容Cs1的第二连接端相连。上述第一AC-DC变换单元中电容Cs1与开关管Q15、Q17的连接端为直流功率转换器的第三直流端，Qb2的第二连接端与电容Cb的第二连接端相连的连接端为直流功率转换器的第四直流端。

在一些可行的实施方式中，在图5所示的直流功率转换器中，第一DC-AC变换单元中包括第一全桥电路，该第一全桥电路可以工作在全桥模式或者半桥模式。在上述第一AC-DC变换单元保持工作模式不变(可以是恒定工作在全桥模式的全桥电路或者恒定工作在半桥模式的半桥电路，或者恒定工作在固定模式的其他电路，为方便描述，这里以恒定工作在全桥模式的全桥电路为例进行说明)、上述第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式且上述第二总电压与上述第一总电压的比值小于第一阈值，上述控制器(图5未示出)控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。具体的，第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式时，第一桥臂的开关管Q11、Q12按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q13、Q14也按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，并且Q11与Q14同步，Q12与Q13同步。第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式时，第一桥臂的开关管Q15、Q16按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q17、Q18也按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，并且Q15与Q18同步，Q16与Q17同步。上述第一阈值由第一DC-AC变换单元的电压比值的最大值、第一AC-DC变换单元的电压比值以及第一变压单元的第一匝比得到。具体的，上述第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式时，第一DC-AC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为负的直流端电压，则第一DC-AC变换单元交流端电压峰峰值与直流端电压的比值(即第一DC-AC变换单元的电压比值，可以表示为a)为2。同理，第一全桥电路工作在半桥模式时，第一DC-AC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为0(或者，交流端电压最大值为0，交流端电压最大值为负的直流端电压)，则第一DC-AC变换单元的电压比值a为1。综上，第一DC-AC变换单元的电压比值a的最大值max(a)为2。上述第一AC-DC变换单元工作在全桥模式，第一AC-DC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为负的直流端电压，则第一AC-DC直流端电压与变换单元交流端电压峰峰值的比值(即第一AC-DC的电压比值，可以表示为b)为0.5。上述第一阈值可为max(a)*(Ns1/Np1)*b＝Ns1/Np1。可以理解的，上述第一阈值可以为max(a)*(Ns1/Np1)*b对应的值，也可以为基于max(a)*(Ns1/Np1)*b确定的取值范围中的任一值(比如，可以取0.9*max(a)*(Ns1/Np1)*b至1.1*max(a)*(Ns1/Np1)*b中任一值为上述第一阈值)。本申请实施例以max(a)*(Ns1/Np1)*b对应的值为上述第一阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第二总电压与所述第一总电压的比值小于第一阈值，即有Vs/Vp<Ns1/Np1,控制器控制上述第一DC-AC变换单元的中第一全桥电路工作在半桥模式，即控制该全桥电路的第一桥臂的开关管Q11、Q12按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q13保持常断且开关管Q14保持常通，或者，控制第一DC-AC变换单元的全桥电路的第一桥臂的开关管Q11、Q12按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q14保持常断且开关管Q13保持常通。

可选的，在上述第一AC-DC变换单元工作在全桥模式、第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式且上述第二总电压Vs小于第二阈值时，上述控制器可控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。具体的，上述第二阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值的最大值、上述第一AC-DC变换单元的电压比值、上述第一匝比以及上述第一总电压的范围得到。上述第二阈值可为max(a)*(Ns1/Np1)*b*max(Vp)＝(Ns1/Np1)*max(Vp)(max(a)＝2，b＝0.5，max(Vp)为第一总电压的最大值)。可以理解的，上述第二阈值可以为max(a)*(Ns1/Np1)*b*max(Vp)对应的值，也可以为基于max(a)*(Ns1/Np1)*b*max(Vp)确定的取值范围中的任一值。本申请实施例以max(a)*(Ns1/Np1)*b*max(Vp)对应的值为上述第二阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第二总电压小于第二阈值，即有Vs<(Ns1/Np1)*max(Vp),控制器可控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。

可选的，在上述第一AC-DC变换单元工作在全桥模式、第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式且上述第一总电压Vp大于第三阈值时，上述控制器可控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。具体的，上述第三阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值的最大值、上述第一AC-DC变换单元的电压比值、上述第一匝比以及上述第二总电压的范围得到。上述第三阈值可为min(Vs)/max(a)/(Ns1/Np1)/b＝min(Vs)/(Ns1/Np1)(max(a)＝2，b＝0.5，min(Vs)为第二总电压的最小值)，可以理解的，上述第三阈值可以为min(Vs)/max(a)/(Ns1/Np1)/b对应的值，也可以为基于min(Vs)/max(a)/(Ns1/Np1)/b确定的取值范围中的任一值，本申请实施例以min(Vs)/max(a)/(Ns1/Np1)/b对应的值为上述第三阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一总电压大于第三阈值，即有Vp>min(Vs)/(Ns1/Np1),控制器控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。

可以理解的，以控制器在Vs/Vp小于第一阈值Ns1/Np1控制上述第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在半桥模式为例，在上述第一功率变换模块中，在第一AC-DC变换单元工作在全桥模式且上述第一全桥电路工作在全桥模式时(a＝2，b＝0.5)，根据第二分电压Vs2＝a*(Ns1/Np1)*b*Vp,则上述第二分电压Vs2＝Vp*(Ns1/Np1)。上述第二分电压Vs2与上述第一总电压Vp的比值等于上述第一匝比，即Ns1/Np1＝Vs2/Vp，上述Vs/Vp小于第一阈值Ns1/Np1的控制条件可以表示为Vs<Vs2。换句话说，上述控制器在Vs/Vp<Ns1/Np1时控制第一全桥电路工作在半桥模式，等同于在Vs<Vs2时控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。可以理解的，控制器在Vs<Vs2时控制第一全桥电路工作在半桥模式，使得上述第二分电压降压为0.5*Vp*(Ns1/Np1)。换句话说，当上述第二分电压Vs2超过电压阈值(比如当Vs2>Vs)时，控制器通过控制第一DC-AC变换单元中第一全桥电路的工作模式以改变第一全桥电路所在变换单元(比如第一DC-AC变换单元)交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，从而对第二分电压Vs2降压，避免第二分电压Vs2超过第二总电压Vs(控制器基于第二阈值、第三阈值控制第一全桥电路的情况类似，在此不再赘述)，提高直流功率转换器的直流电压转换效果和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围。

在一些可行的实施方式中，在图5所示的直流功率转换器中，第一DC-AC变换单元中包括第一全桥电路，该第一全桥电路可以工作在全桥模式或者半桥模式。在上述第一AC-DC变换单元保持工作模式不变(可以是恒定工作在全桥模式的全桥电路或者恒定工作在半桥模式的半桥电路，或者恒定工作在固定模式的其他电路，为方便描述，这里以恒定工作在全桥模式的全桥电路为例进行说明)、第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在半桥模式且上述第二总电压与上述第一总电压的比值大于第四阈值，上述控制器控制上述DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式。上述第四阈值由第一DC-AC变换单元的电压比值的最大值、第一AC-DC变换单元的电压比值以及第一变压单元的第一匝比得到。这里，上述第一AC-DC变换单元工作在全桥模式对应b＝0.5，从而上述第四阈值为max(a)*(Ns1/Np1)*b＝Ns1/Np1(max(a)＝2)，可以理解的，上述第四阈值可以为max(a)*(Ns1/Np1)*b对应的值，也可以为基于max(a)*(Ns1/Np1)*b确定的取值范围中的任一值，此外，上述第四阈值大于等于上述第一阈值，本申请实施例以max(a)*(Ns1/Np1)*b对应的值为上述第四阈值，即第四阈值等于上述第一阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第二总电压与所述第一总电压的比值大于第一阈值，即有Vs/Vp>Ns1/Np1,控制器控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。

可选的，在上述第一AC-DC变换单元工作在全桥模式、第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在半桥模式且上述第二总电压Vs大于第五阈值时，上述控制器控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。这里，上述第五阈值可以为max(a)*(Ns1/Np1)*b*max(Vp)＝(Ns1/Np1)*max(Vp)(max(a)＝2，b＝0.5，max(Vp)为第一总电压的最大值)。可以理解的，上述第五阈值可以为max(a)*(Ns1/Np1)*b*max(Vp)对应的值，也可以为基于max(a)*(Ns1/Np1)*b*max(Vp)确定的取值范围中的任一值，此外，上述第五阈值大于等于上述第二阈值，本申请实施例以max(a)*(Ns1/Np1)*b*max(Vp)对应的值为上述第五阈值，即第五阈值等于上述第二阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第二总电压大于第五阈值，即有Vs>(Ns1/Np1)*max(Vp),控制器控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。

可选的，在上述第一AC-DC变换单元工作在全桥模式、第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在半桥模式且上述第一总电压Vp小于第六阈值时，上述控制器控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。这里，上述第六阈值为min(Vs)/max(a)/(Ns1/Np1)/b＝min(Vs)/(Ns1/Np1)(max(a)＝2，b＝0.5，min(Vs)为第二总电压的最小值)。可以理解的，上述第六阈值可以为min(Vs)/max(a)/(Ns1/Np1)/b对应的值，也可以为基于min(Vs)/max(a)/(Ns1/Np1)/b确定的取值范围中的任一值，此外，上述第六阈值小于等于上述第三阈值，本申请实施例以min(Vs)/max(a)/(Ns1/Np1)/b对应的值为上述第六阈值，即第六阈值等于上述第三阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一总电压小于第六阈值，即有Vp<min(Vs)/(Ns1/Np1),控制器控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。

可以理解的，以控制器在Vs/Vp大于第四阈值Ns1/Np1控制上述第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式为例，在第一AC-DC变换单元工作在全桥模式且上述第一全桥电路工作在半桥模式时(a＝1，b＝0.5)，根据第二分电压Vs2＝a*(Ns1/Np1)*b*Vp,则上述第二分电压Vs2＝0.5*Vp*(Ns1/Np1)，则上述第二分电压Vs2与上述第一总电压Vp的比值与上述第一匝比的关系为Ns1/Np1＝2*Vs2/Vp，上述Vs/Vp大于第四阈值Ns1/Np1的控制条件可以表示为Vs>2*Vs2。换句话说，上述控制器在Vs/Vp大于第四阈值Ns1/Np1时控制第一全桥电路工作在全桥模式，等同于在Vs>2*Vs2时控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。可以理解的,控制器在Vs/Vp>Ns1/Np1时控制第一全桥电路工作在全桥模式，使得上述第二分电压升压为Vp*(Ns1/Np1)。换句话说，当上述第二分电压Vs2低于电压阈值(比如当Vs2<0.5*Vs)时，控制器通过控制第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路的工作模式以改变第一全桥电路所在变换单元(比如第一DC-AC变换单元)交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，从而对第二分电压Vs2升压，避免第二分电压Vs2过分偏离第二总电压Vs(控制器基于第五阈值、第六阈值控制第一全桥电路的情况类似，在此不再赘述)，提高直流功率转换器的直流电压转换效果和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围。

在一些可行的实施方式中，在图5所示的直流功率转换器中，第一AC-DC变换单元中包括第一全桥电路，该第一全桥电路可以工作在全桥模式或者半桥模式。在上述第一DC-AC变换单元保持工作模式不变(可以是恒定工作在全桥模式的全桥电路或者恒定工作在半桥模式的半桥电路，或者恒定工作在固定模式的其他电路，为方便描述，这里以恒定工作在全桥模式的全桥电路为例进行说明)、上述第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在半桥模式且上述第二总电压与上述第一总电压的比值小于第一阈值，上述控制器控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。具体的，第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在半桥模式时，第一桥臂的开关管Q15、Q16按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q17保持常断且开关管Q18保持常通，或者，控制第一AC-DC变换单元的全桥电路的第一桥臂的开关管Q15、Q16按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q18保持常断且开关管Q17保持常通。上述第一阈值由第一DC-AC变换单元的电压比值、第一AC-DC变换单元的电压比值的最大值以及第一变压单元的第一匝比得到，具体的，上述第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式时，第一AC-DC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为负的直流端电压，则第一AC-DC变换单元直流端电压与交流端电压峰峰值的比值(即第一AC-DC变换单元的电压比值，可以表示为b)为0.5。同理，第一全桥电路工作在半桥模式时，第一AC-DC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为0(或者，交流端电压最大值为0，交流端电压最大值为负的直流端电压)，则第一DC-AC变换单元的电压比值b为1。综上，第一DC-AC变换单元的电压比值b的最大值max(b)为1。上述第一DC-AC变换单元工作在全桥模式，第一DC-AC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为负的直流端电压，则第一DC-AC变换单元交流端电压峰峰与直流端电压值的比值a为2。上述第一阈值可为a*(Ns1/Np1)*max(b)＝2*Ns1/Np1，可以理解的，上述第一阈值可以为a*(Ns1/Np1)*max(b)对应的值，也可以为基于a*(Ns1/Np1)*max(b)确定的取值范围中的任一值(比如，可以取0.9*a*(Ns1/Np1)*max(b)至1.1*a*(Ns1/Np1)*max(b)中任一值为上述第一阈值)，本申请实施例以a*(Ns1/Np1)*max(b)对应的值为上述第一阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第二总电压与所述第一总电压的比值小于第一阈值，即有Vs/Vp<2*Ns1/Np1,控制器控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。即控制该全桥电路的第一桥臂的开关管Q15、Q16按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q17、Q18也按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，并且Q15与Q18同步，Q16与Q17同步。

可选的，在上述第一DC-AC变换单元工作在全桥模式、第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在半桥模式且上述第二总电压Vs小于第二阈值时，上述控制器可控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。具体的，上述第二阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值、第一AC-DC变换单元的电压比值的最大值、第一变压单元的第一匝比以及上述第一总电压的范围得到。上述第二阈值可为a*(Ns1/Np1)*max(b)*max(Vp)＝2*(Ns1/Np1)*max(Vp)(max(b)＝1，a＝2，max(Vp)为第一总电压的最大值)。可以理解的，上述第二阈值可以为a*(Ns1/Np1)*max(b)*max(Vp)对应的值，也可以为基于a*(Ns1/Np1)*max(b)*max(Vp)确定的取值范围中的任一值，本申请实施例以a*(Ns1/Np1)*max(b)*max(Vp)对应的值为上述第二阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第二总电压小于第二阈值，即有Vs<2*(Ns1/Np1)*max(Vp),控制器控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。

可选的，在上述第一DC-AC变换单元工作在全桥模式、第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在半桥模式且上述第一总电压Vp大于第三阈值时，上述控制器可控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。具体的，上述第三阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值、第一AC-DC变换单元的电压比值的最大值、第一变压单元的第一匝比以及上述第二总电压的范围得到。上述第三阈值可为min(Vs)/a/(Ns1/Np1)/max(b)＝0.5*min(Vs)/(Ns1/Np1)(max(b)＝1，a＝2，min(Vs)为第二总电压的最小值)。可以理解的，上述第三阈值可以为min(Vs)/a/(Ns1/Np1)/max(b)对应的值，也可以为基于min(Vs)/a/(Ns1/Np1)/max(b)确定的取值范围中的任一值，本申请实施例以min(Vs)/a/(Ns1/Np1)/max(b)对应的值为上述第三阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一总电压大于第三阈值，即有Vp>0.5*min(Vs)/(Ns1/Np1),控制器控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。

可以理解的，以控制器在Vs/Vp小于第一阈值2*Ns1/Np1控制上述第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式为例，在上述第一功率变换模块中，在第一DC-AC变换单元工作在全桥模式且上述第一全桥电路工作在半桥模式时(a＝2，b＝1)，根据第二分电压Vs2＝a*(Ns1/Np1)*b*Vp,则上述第二分电压Vs2＝2*Vp*(Ns1/Np1)。上述第二分电压Vs2与上述第一总电压Vp的比值关系为2*Ns1/Np1＝Vs2/Vp，上述Vs/Vp小于第一阈值2*Ns1/Np1的控制条件可以表示为Vs<Vs2。换句话说，上述控制器在Vs/Vp小于第一阈值2*Ns1/Np1时控制第一全桥电路工作在全桥模式，等同于在Vs<Vs2时控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。可以理解的，控制器在Vs/Vp<Ns1/Np1时控制第一全桥电路工作在全桥模式，使得上述第二分电压降压为Vp*(Ns1/Np1)。换句话说，当上述第二分电压Vs2超过电压阈值(比如当Vs2>Vs)时，控制器通过控制第一全桥电路的工作模式以改变第一全桥电路所在变换单元(比如第一AC-DC变换单元)交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，从而对第二分电压Vs2降压，避免第二分电压Vs2超过第二总电压Vs(控制器基于第二阈值、第三阈值控制第一全桥电路的情况类似，在此不再赘述)，提高直流功率转换器的直流电压转换效果和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围。

在一些可行的实施方式中，在图5所示的直流功率转换器中，第一AC-DC变换单元中包括第一全桥电路，该第一全桥电路可以工作在全桥模式或者半桥模式。在上述第一DC-AC变换单元保持工作模式不变(可以是恒定工作在全桥模式的全桥电路或者恒定工作在半桥模式的半桥电路，或者恒定工作在固定模式的其他电路，为方便描述，这里以恒定工作在全桥模式的全桥电路为例进行说明)、上述第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式且上述第二总电压与上述第一总电压的比值大于第四阈值，上述控制器控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。上述第四阈值由上述第一DC-AC变换单元的电压比值、第一AC-DC变换单元的电压比值的最大值以及第一变压单元的第一匝比得到。这里，上述第一DC-AC变换单元工作在全桥模式对应a＝2，上述第四阈值为a*(Ns1/Np1)*max(b)＝2*Ns1/Np1(max(b)＝1)，可以理解的，上述第四阈值可以为a*(Ns1/Np1)*max(b)对应的值，也可以为基于a*(Ns1/Np1)*max(b)确定的取值范围中的任一值，此外，上述第四阈值大于等于上述第一阈值，本申请实施例以为a*(Ns1/Np1)*max(b)对应的值为上述第四阈值，即第四阈值等于上述第一阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第二总电压与所述第一总电压的比值大于第四阈值，即有Vs/Vp>2*Ns1/Np1,控制器控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。

可选的，在上述第一DC-AC变换单元工作在全桥模式、第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式且上述第二总电压Vs大于第五阈值时，上述控制器控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。这里，上述第五阈值为a*(Ns1/Np1)*max(b)*max(Vp)＝2*(Ns1/Np1)*max(Vp)(max(b)＝1，a＝2，max(Vp)为第一总电压的最大值)。可以理解的，上述第五阈值可以为a*(Ns1/Np1)*max(b)*max(Vp)对应的值，也可以为基于a*(Ns1/Np1)*max(b)*max(Vp)确定的取值范围中的任一值，此外，上述第五阈值大于等于上述第二阈值，本申请实施例以a*(Ns1/Np1)*max(b)*max(Vp)对应的值为上述第五阈值，即第五阈值等于上述第二阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第二总电压大于第五阈值，即有Vs>2*(Ns1/Np1)*max(Vp),控制器控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。

可选的，在上述第一DC-AC变换单元工作在全桥模式、第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在全桥模式且上述第一总电压Vp小于第六阈值时，上述控制器控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。这里，上述第六阈值为min(Vs)/a/(Ns1/Np1)/max(b)＝0.5*min(Vs)/(Ns1/Np1)(max(b)＝1，a＝2，min(Vs)为第二总电压的最小值)。可以理解的，上述第六阈值可以为min(Vs)/a/(Ns1/Np1)/max(b)对应的值，也可以为基于min(Vs)/a/(Ns1/Np1)/max(b)确定的取值范围中的任一值，此外，上述第六阈值小于等于上述第三阈值，本申请实施例以min(Vs)/a/(Ns1/Np1)/max(b)对应的值为上述第六阈值，即第六阈值等于上述第三阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一总电压小于第六阈值，即有Vp<0.5*min(Vs)/(Ns1/Np1),控制器控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。

可以理解的，以控制器在Vs/Vp大于第四阈值2*Ns1/Np1控制上述第一AC-DC变换单元中的第一全桥电路工作在半桥模式为例，在上述第一功率变换模块中，在第一DC-AC变换单元工作在全桥模式且上述第一全桥电路工作在全桥模式时(a＝2，b＝0.5)，根据Vs2＝a*(Ns1/Np1)*b*Vp,则上述第二分电压Vs2＝Vp*(Ns1/Np1)。则上述第二分电压Vs2与上述第一总电压Vp的比值关系为Ns1/Np1＝Vs2/Vp，则Vs/Vp大于第四阈值2*Ns1/Np1的控制条件可以表示为Vs>2*Vs2。换句话说，上述控制器在Vs/Vp大于第四阈值2*Ns1/Np1时控制第一全桥电路工作在半桥模式，等同于在Vs>2*Vs2时控制上述第一全桥电路工作在半桥模式。可以理解的，控制器在Vs/Vp大于第四阈值2*Ns1/Np1时控制第一全桥电路工作在半桥模式(a＝2，b＝1)，即在Vs>2*Vs2时控制第一全桥电路工作在半桥模式，使得上述第二分电压升压为2*Vp*(Ns1/Np1)。换句话说，当上述第二分电压Vs2低于电压阈值(比如当Vs2<0.5*Vs)时，控制器通过控制第一全桥电路的工作模式以改变第一全桥电路所在变换单元(比如第一AC-DC变换单元)交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，从而对第二分电压Vs2升压，避免第二分电压Vs2过分偏离第二总电压Vs(控制器基于第五阈值、第六阈值控制第一全桥电路的情况类似，在此不再赘述)，提高直流功率转换器的直流电压转换效果和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围。

在一些可行的实施方式中，在图5所示的直流功率转换器中，第二DC-AC变换单元中包括第二全桥电路，该第二全桥电路可以工作在全桥模式或者半桥模式。在上述第二AC-DC变换单元保持工作模式不变(可以是恒定工作在全桥模式的全桥电路或者恒定工作在半桥模式的半桥电路，或者恒定工作在固定模式的其他电路，为方便描述，这里以恒定工作在全桥模式的全桥电路为例进行说明)、上述第二DC-AC变换单元中的第二全桥电路工作在全桥模式且上述第一分电压与上述第一总电压的比值小于第一阈值，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。具体的，第二DC-AC变换单元中的第二全桥电路工作在全桥模式时，第一桥臂的开关管Q21、Q22按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q23、Q24也按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，并且Q21与Q24同步，Q22与Q23同步。第二AC-DC变换单元中的第二全桥电路工作在全桥模式时，第一桥臂的开关管Q25、Q26按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q27、Q28也按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，并且Q25与Q28同步，Q26与Q27同步。上述第一阈值由第二DC-AC变换单元的电压比值的最小值、第二AC-DC变换单元的电压比值以及上述第二变压单元的第二匝比得到。具体的，上述第二DC-AC变换单元中的第二全桥电路工作在全桥模式时，第二DC-AC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为负的直流端电压，则第二DC-AC变换单元交流端电压峰峰值与直流端电压的比值(即第二DC-AC变换单元的电压比值，可以表示为c)为2，同理，第二全桥电路工作在半桥模式时，第二DC-AC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为0(或者，交流端电压最大值为0，交流端电压最大值为负的直流端电压)，则第二DC-AC变换单元的电压比值c为1。综上，第二DC-AC变换单元的电压比值c的最小值min(c)为1。上述第二AC-DC变换单元工作在全桥模式时，第二AC-DC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为负的直流端电压，则第二AC-DC直流端电压与变换单元交流端电压峰峰值的比值(即第二AC-DC的电压比值，可以表示为d)为0.5。上述第一阈值可为min(c)*(Ns2/Np2)*d＝0.5*Ns2/Np2，可以理解的，上述第一阈值可以为min(c)*(Ns2/Np2)*d对应的值，也可以为基于min(c)*(Ns2/Np2)*d确定的取值范围中的任一值(比如，可以取0.9*min(c)*(Ns2/Np2)*d至1.1*min(c)*(Ns2/Np2)*d中任一值为上述第一阈值)，本申请实施例以min(c)*(Ns2/Np2)*d对应的值为上述第一阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一分电压与所述第一总电压的比值小于第一阈值，即有Vs1/Vp<0.5*Ns2/Np2,控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式，即控制该全桥电路的第一桥臂的开关管Q21、Q22按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q23保持常断且开关管Q24保持常通，或者，控制第一DC-AC变换单元的全桥电路的第一桥臂的开关管Q21、Q22按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q24保持常断且开关管Q23保持常通。

可选的，在上述第二AC-DC变换单元工作在全桥模式、第二DC-AC变换单元中的第二全桥电路工作在全桥模式且上述第一分电压Vs1小于第二阈值时，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。具体的，上述第二阈值由上述第二DC-AC变换单元的电压比值的最小值、第二AC-DC变换单元的电压比值、第二匝比以及上述第一分电压的范围得到。上述第二阈值可为min(c)*(Ns2/Np2)*d*min(Vp)＝0.5*(Ns2/Np2)*min(Vp)(min(c)＝1，d＝0.5，min(Vp)为第一总电压的最小值)，可以理解的，上述第二阈值可以为min(c)*(Ns2/Np2)*d*min(Vp)对应的值，也可以为基于min(c)*(Ns2/Np2)*d*min(Vp)确定的取值范围中的任一值，本申请实施例以min(c)*(Ns2/Np2)*d*min(Vp)对应的值为上述第二阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一分电压小于第二阈值，即有Vs1<0.5*(Ns2/Np2)*min(Vp),控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。

可选的，在上述第二AC-DC变换单元工作在全桥模式、第二DC-AC变换单元中的第二全桥电路工作在全桥模式且上述第一总电压Vp大于第三阈值时，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。具体的，上述第三阈值由上述第二DC-AC变换单元的电压比值的最小值、第二AC-DC变换单元的电压比值、第二匝比以及上述第二总电压的范围得到。上述第三阈值可为max(Vs1)/min(c)/(Ns2/Np2)/d＝2*max(Vs1)/(Ns2/Np2)(min(c)＝1，d＝0.5，max(Vs1)为第一分电压的最大值)，可以理解的，上述第三阈值可以为max(Vs1)/min(c)/(Ns2/Np2)/d对应的值，也可以为基于max(Vs1)/min(c)/(Ns2/Np2)/d确定的取值范围中的任一值，本申请实施例以max(Vs1)/min(c)/(Ns2/Np2)/d对应的值为上述第三阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一总电压大于第三阈值，即有Vp>2*max(Vs1)/(Ns2/Np2),控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。

可以理解的，以控制器在Vs1/Vp小于第一阈值0.5*Ns2/Np2控制上述第二全桥电路工作在半桥模式为例，在上述第二功率变换模块中，在第二AC-DC变换单元工作在全桥模式且上述第二全桥电路工作在全桥模式时(c＝2，d＝0.5)，根据Vs3＝c*(Ns2/Np2)*d*Vp,则上述第三分电压Vs3＝Vp*(Ns2/Np2)。则上述第三分电压Vs3与上述第一总电压Vp的比值等于上述第一匝比，即Vs3/Vp＝Ns2/Np2，则上述Vs1/Vp小于第一阈值0.5*Ns2/Np2的控制条件可以表示为Vs3>2*Vs1。换句话说，上述控制器在Vs1/Vp小于第一阈值0.5*Ns2/Np2时控制第二全桥电路工作在半桥模式，等同于在Vs3>2*Vs1时控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。可以理解的，控制器在Vs3>2*Vs1时控制第二全桥电路工作在半桥模式，使得上述第三分电压降压为0.5*Vp*(Ns2/Np2)。换句话说，当上述第三分电压Vs3超过电压阈值(比如当Vs3>2*Vs1)时，控制器通过控制第二全桥电路的工作模式以改变第二全桥电路所在变换单元(比如第二DC-AC变换单元)交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，从而对第三分电压Vs3降压，避免第三分电压Vs3过分偏离第一分电压Vs1(控制器基于第二阈值、第三阈值控制第二全桥电路的情况类似，在此不再赘述)，提高直流功率转换器的直流电压转换效果和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围。

在一些可行的实施方式中，在图5所示的直流功率转换器中，第二DC-AC变换单元中包括第二全桥电路，该第二全桥电路可以工作在全桥模式或者半桥模式。在上述第二AC-DC变换单元保持工作模式不变(可以是恒定工作在全桥模式的全桥电路或者恒定工作在半桥模式的半桥电路，或者恒定工作在固定模式的其他电路，为方便描述，这里以恒定工作在全桥模式的全桥电路为例进行说明)、上述第二DC-AC变换单元中的第二全桥电路工作在半桥模式且上述第一分电压与上述第一总电压的比值大于第四阈值，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。上述第四阈值由第二DC-AC变换单元的电压比值的最小值、第二AC-DC变换单元的电压比值以及上述第二变压单元的第二匝比得到。这里，上述第二AC-DC变换单元工作在全桥模式对应d＝0.5，第四阈值可为min(c)*(Ns2/Np2)*d＝0.5*Ns2/Np2(min(c)＝1)，可以理解的，上述第四阈值可以为min(c)*(Ns2/Np2)*d对应的值，也可以为基于min(c)*(Ns2/Np2)*d确定的取值范围中的任一值，此外，上述第四阈值大于等于上述第一阈值，本申请实施例以min(c)*(Ns2/Np2)*d对应的值为上述第四阈值，即第四阈值等于上述第一阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一分电压与所述第一总电压的比值大于第一阈值，即有Vs1/Vp>0.5*Ns2/Np2,控制器控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。

可选的，在上述第二AC-DC变换单元工作在全桥模式、第二DC-AC变换单元中的第二全桥电路工作在半桥模式且上述第一分电压Vs1大于第五阈值时，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。这里，上述第五阈值可以为min(c)*(Ns2/Np2)*d*min(Vp)＝0.5*(Ns2/Np2)*min(Vp)(min(c)＝1，d＝0.5，min(Vp)为第一总电压的最小值)。可以理解的，上述第五阈值可以为min(c)*(Ns2/Np2)*d*min(Vp)对应的值，也可以为基于min(c)*(Ns2/Np2)*d*min(Vp)确定的取值范围中的任一值，此外，上述第五阈值大于等于上述第二阈值，本申请实施例以min(c)*(Ns2/Np2)*d*min(Vp)对应的值为上述第五阈值，即第五阈值等于上述第二阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一分电压大于第五阈值，即有Vs1>0.5*Ns2/Np2*min(Vp),控制器控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。

可选的，在上述第二AC-DC变换单元工作在全桥模式、第二DC-AC变换单元中的第二全桥电路工作在半桥模式且上述第一总电压Vp小于第六阈值时，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。这里，上述第六阈值为max(Vs1)/min(c)/(Ns2/Np2)/d＝2*max(Vs1)/(Ns2/Np2)(min(c)＝1，d＝0.5，max(Vs1)为第一分电压的最大值)。可以理解的，上述第六阈值可以为max(Vs1)/min(c)/(Ns2/Np2)/d对应的值，也可以为基于max(Vs1)/min(c)/(Ns2/Np2)/d确定的取值范围中的任一值，此外，上述第六阈值小于等于上述第三阈值，本申请实施例以max(Vs1)/min(c)/(Ns2/Np2)/d对应的值为上述第六阈值，即第六阈值等于上述第三阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一总电压小于第六阈值，即有Vp<2*max(Vs1)/(Ns2/Np2),控制器控制上述第一全桥电路工作在全桥模式。

可以理解的，以控制器在Vs1/Vp大于第四阈值0.5*Ns2/Np2控制上述第二全桥电路工作在全桥模式为例，在上述第二功率变换模块中，在第二AC-DC变换单元工作在全桥模式且上述第二全桥电路工作在半桥模式时(c＝1，d＝0.5)，根据Vs3＝c*(Ns2/Np2)*d*Vp,则上述第三分电压Vs3＝0.5*Vp*(Ns2/Np2)。则上述第三分电压Vs3与上述第一总电压Vp的比值关系为Vs3/Vp＝0.5*Ns2/Np2，则上述Vs1/Vp大于第四阈值0.5*Ns2/Np2的控制条件可以表示为Vs3<Vs1。换句话说，上述控制器在Vs1/Vp大于第四阈值0.5*Ns2/Np2时控制第二全桥电路工作在全桥模式，等同于在Vs3<Vs1时控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。可以理解的，控制器在Vs1/Vp大于第四阈值0.5*Ns2/Np2时控制第二全桥电路工作在全桥模式(c＝2，d＝0.5)，即在Vs3<Vs1时控制第二全桥电路工作在全桥模式，使得上述第三分电压升压为Vp*(Ns2/Np2)。换句话说，当上述第三分电压Vs3低于电压阈值(比如当Vs3<Vs1)时，控制器通过控制第二全桥电路的工作模式以改变第二全桥电路所在变换单元(比如第二DC-AC变换单元)交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，从而对第三分电压Vs3升压，避免第三分电压Vs3未超过第一分电压Vs1(控制器基于第五阈值、第六阈值控制第二全桥电路的情况类似，在此不再赘述)，提高直流功率转换器的直流电压转换效果和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围。

在一些可行的实施方式中，在图5所示的直流功率转换器中，第二AC-DC变换单元中包括第二全桥电路，该第二全桥电路可以工作在全桥模式或者半桥模式。在上述第二DC-AC变换单元保持工作模式不变(可以是恒定工作在全桥模式的全桥电路或者恒定工作在半桥模式的半桥电路，或者恒定工作在固定模式的其他电路，为方便描述，这里以恒定工作在全桥模式的全桥电路为例进行说明)、上述第二AC-DC变换单元中的第二全桥电路工作在半桥模式且上述第一分电压与上述第一总电压的比值小于第一阈值，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。具体的，第二AC-DC变换单元中的第二全桥电路工作在半桥模式时，第二桥臂的开关管Q25、Q26按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q27保持常断且开关管Q28保持常通，或者，控制第二DC-AC变换单元的全桥电路的第一桥臂的开关管Q25、Q26按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q28保持常断且开关管Q27保持常通。上述第一阈值由第二DC-AC变换单元的电压比值、第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值以及第二变压单元的第二匝比得到，具体的，上述第二AC-DC变换单元中的第二全桥电路工作在全桥模式时，第二AC-DC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为负的直流端电压，则第二AC-DC变换单元直流端电压与交流端电压峰峰值的比值(即第二AC-DC变换单元的电压比值，可以表示为d)为0.5，同理，第二全桥电路工作在半桥模式时，第二AC-DC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为0(或者，交流端电压最大值为0，交流端电压最大值为负的直流端电压)，则第二AC-DC变换单元的电压比值d为1。综上，第二AC-DC变换单元的电压比值d的最小值min(d)为0.5。上述第二DC-AC变换单元工作在全桥模式时，第二DC-AC变换单元交流端电压最大值为正的直流端电压，交流端电压最小值为负的直流端电压，则第二DC-AC变换单元交流端电压峰峰值与直流端电压的比值(即第二DC-AC的电压比值，可以表示为c)为2。上述第一阈值可为c*(Ns2/Np2)*min(d)＝Ns2/Np2，可以理解的，上述第一阈值可以为c*(Ns2/Np2)*min(d)对应的值，也可以为基于c*(Ns2/Np2)*min(d)确定的取值范围中的任一值(比如，可以取0.9*c*(Ns2/Np2)*min(d)至1.1*c*(Ns2/Np2)*min(d)中任一值为上述第一阈值)，本申请实施例以c*(Ns2/Np2)*min(d)对应的值为上述第一阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一分电压与所述第一总电压的比值小于第一阈值，即有Vs1/Vp<Ns2/Np2,控制器控制上述第二全桥电路工作在全桥模式，即控制该全桥电路的第一桥臂的开关管Q25、Q26按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Q27、Q28也按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，并且Q25与Q28同步，Q26与Q27同步。

可选的，在上述第二DC-AC变换单元工作在全桥模式、第二AC-DC变换单元中的第二全桥电路工作在半桥模式且上述第一分电压Vs1小于第二阈值时，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。具体的，上述第二阈值由上述第二DC-AC变换单元的电压比值、第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值、第二匝比以及上述第一分电压的范围得到。上述第二阈值可为c*(Ns2/Np2)*min(d)*min(Vp)＝(Ns2/Np2)*min(Vp)(c＝2，min(d)＝0.5，min(Vp)为第一总电压的最小值)，可以理解的，上述第二阈值可以为c*(Ns2/Np2)*min(d)*min(Vp)对应的值，也可以为基于c*(Ns2/Np2)*min(d)*min(Vp)确定的取值范围中的任一值，本申请实施例以c*(Ns2/Np2)*min(d)*min(Vp)对应的值为上述第二阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一分电压小于第二阈值，即有Vs1<(Ns2/Np2)*min(Vp),控制器控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。

可选的，在上述第二DC-AC变换单元工作在全桥模式、第二AC-DC变换单元中的第二全桥电路工作在半桥模式且上述第一总电压Vp大于第三阈值时，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。具体的，上述第三阈值由上述第二DC-AC变换单元的电压比值、第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值、第二匝比以及上述第二总电压的范围得到。上述第三阈值可为max(Vs1)/c/(Ns2/Np2)/min(d)＝max(Vs1)/(Ns2/Np2)(c＝2，min(d)＝0.5，max(Vs1)为第一分电压的最大值)，可以理解的，上述第三阈值可以为max(Vs1)/c/(Ns2/Np2)/min(d)对应的值，也可以为基于max(Vs1)/c/(Ns2/Np2)/min(d)确定的取值范围中的任一值，本申请实施例以max(Vs1)/c/(Ns2/Np2)/min(d)对应的值为上述第三阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一总电压大于第三阈值，即有Vp>max(Vs1)/(Ns2/Np2),控制器控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。

可以理解的，以控制器在Vs1/Vp小于第一阈值Ns2/Np2控制上述第二全桥电路工作在全桥模式为例，在上述第二功率变换模块中，在第二DC-AC变换单元工作在全桥模式且上述第二全桥电路工作在半桥模式时(c＝2，d＝1)，根据Vs3＝c*(Ns2/Np2)*d*Vp,则上述第三分电压Vs3＝2*Vp*(Ns2/Np2)。则上述第三分电压Vs3与上述第一总电压Vp的比值关系为Vs3/Vp＝2*Ns2/Np2，则上述Vs1/Vp小于第一阈值Ns2/Np2的控制条件可以表示为Vs3>2*Vs1。换句话说，上述控制器在Vs1/Vp小于第一阈值Ns2/Np2时控制第二全桥电路工作在全桥模式，等同于在Vs3>2*Vs1时控制上述第二全桥电路工作在全桥模式。可以理解的，控制器在Vs1/Vp小于第一阈值Ns2/Np2时控制第二全桥电路工作在全桥模式(c＝2，d＝0.5)，即在Vs3>2*Vs1时控制第二全桥电路工作在全桥模式，使得上述第三分电压降压为Vp*(Ns2/Np2)。换句话说，当上述第三分电压Vs3超过电压阈值(比如当Vs3>2*Vs1)时，控制器通过控制第二全桥电路的工作模式以改变第二全桥电路所在变换单元(比如第二AC-DC变换单元)交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，从而对第三分电压Vs3降压，避免第三分电压Vs3过分偏离第一分电压Vs1(控制器基于第二阈值、第三阈值控制第二全桥电路的情况类似，在此不再赘述)，提高直流功率转换器的直流电压转换效果和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围。

在一些可行的实施方式中，在图5所示的直流功率转换器中，第二AC-DC变换单元中包括第二全桥电路，该第二全桥电路可以工作在全桥模式或者半桥模式。在上述第二DC-AC变换单元保持工作模式不变(可以是恒定工作在全桥模式的全桥电路或者恒定工作在半桥模式的半桥电路，或者恒定工作在固定模式的其他电路，为方便描述，这里以恒定工作在全桥模式的全桥电路为例进行说明)、上述第二AC-DC变换单元中的第二全桥电路工作在全桥模式且上述第一分电压与上述第一总电压的比值大于第四阈值，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。上述第四阈值由上述第二DC-AC变换单元的电压比值、第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值以及第二变压单元的第二匝比得到。这里，上述第二DC-AC变换单元工作在全桥模式对应c＝2，上述第四阈值为c*(Ns2/Np2)*min(d)＝Ns2/Np2(min(d)＝0.5)，可以理解的，上述第四阈值可以为c*(Ns2/Np2)*min(d)对应的值，也可以为基于c*(Ns2/Np2)*min(d)确定的取值范围中的任一值，此外，上述第四阈值大于等于上述第一阈值，本申请实施例以为c*(Ns2/Np2)*min(d)对应的值为上述第四阈值，即第四阈值等于上述第一阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一分电压与所述第一总电压的比值大于第四阈值，即有Vs1/Vp>Ns2/Np2,控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。

可选的，在上述第二DC-AC变换单元工作在全桥模式、第二AC-DC变换单元中的第二全桥电路工作在全桥模式且上述第一分电压Vs1大于第五阈值时，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。这里，上述第五阈值为c*(Ns2/Np2)*min(d)*min(Vp)＝(Ns2/Np2)*min(Vp)(c＝2，min(d)＝0.5，min(Vp)为第一总电压的最小值)。可以理解的，上述第五阈值可以为c*(Ns2/Np2)*min(d)*min(Vp)对应的值，也可以为基于c*(Ns2/Np2)*min(d)*min(Vp)确定的取值范围中的任一值，此外，上述第五阈值大于等于上述第二阈值，本申请实施例以c*(Ns2/Np2)*min(d)*min(Vp)对应的值为上述第五阈值，即第五阈值等于上述第二阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一分电压大于第五阈值，即有Vs1>(Ns2/Np2)*min(Vp),控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。

可选的，在上述第二DC-AC变换单元工作在全桥模式、第二AC-DC变换单元中的第二全桥电路工作在全桥模式且上述第二总电压Vp小于第六阈值时，上述控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。这里，上述第六阈值为max(Vs1)/c/(Ns2/Np2)/min(d)＝max(Vs1)/(Ns2/Np2)(c＝2，min(d)＝0.5，max(Vs1)为第一分电压的最大值)。可以理解的，上述第六阈值可以为max(Vs1)/c/(Ns2/Np2)/min(d)对应的值，也可以为基于max(Vs1)/c/(Ns2/Np2)/min(d)确定的取值范围中的任一值，此外，上述第六阈值小于等于上述第三阈值，本申请实施例以max(Vs1)/c/(Ns2/Np2)/min(d)对应的值为上述第六阈值，即第六阈值等于上述第三阈值为例进行说明，下文不再赘述。当上述第一总电压小于第六阈值，即有Vp<max(Vs1)/(Ns2/Np2),控制器控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。

可以理解的，以控制器在Vs1/Vp大于第四阈值Ns2/Np2控制上述第二全桥电路工作在半桥模式为例，在上述第二功率变换模块中，在第二DC-AC变换单元工作在全桥模式且上述第二全桥电路工作在全桥模式时(c＝2，d＝0.5)，根据Vs3＝c*(Ns2/Np2)*d*Vp,则上述第三分电压Vs3＝Vp*(Ns2/Np2)。则上述第三分电压Vs3与上述第一总电压Vp的比值关系为Ns2/Np2＝Vs3/Vp，则Vs1/Vp大于第四阈值Ns2/Np2的控制条件可以表示为Vs1>Vs3。换句话说，上述控制器在Vs1/Vp大于第四阈值Ns2/Np2时控制第二全桥电路工作在半桥模式，等同于在Vs1>Vs3时控制上述第二全桥电路工作在半桥模式。可以理解的，控制器在Vs1/Vp大于第四阈值Ns2/Np2时控制第二全桥电路工作在半桥模式(c＝2，d＝1)，即在Vs1>Vs3时控制第二全桥电路工作在半桥模式，使得上述第三分电压升压为2*Vp*(Ns2/Np2)。换句话说，当上述第三分电压Vs3低于电压阈值(比如当Vs3<Vs1)时，控制器通过控制第二全桥电路的工作模式以改变第二全桥电路所在变换单元(比如第二AC-DC变换单元)交流端电压峰峰值与直流端电压的关系，从而对第三分电压Vs3升压，避免第三分电压Vs3未超过第一分电压Vs1(控制器基于第五阈值、第六阈值控制第二全桥电路的情况类似，在此不再赘述)，提高直流功率转换器的直流电压转换效果和适用性，在较低电路复杂度下实现宽输入输出电压适应范围。

在一些可行的实施方式中，在图5所示的直流功率转换器中，上述控制器基于第一参考电压、电容Cs1第一连接端和第二连接端之间的第二分电压Vs2以及电容Cs2第一连接端和第二连接端之间的第三分电压Vs3，控制上述直流调节单元中的开关管Qb1和开关管Qb2，以控制上述直流调节单元的电容Cb第一连接端和第二连接端之间的第一分电压Vs1，使第一分电压Vs1与上述第二分电压Vs2之和为上述第一参考电压。可以理解的，直流功率转换器第三直流端与第四直流端之间的直流电压(即第二总电压Vs)等于上述第二分电压Vs2与上述第一分电压Vs1之和，即直流功率转换器可以通过控制器基于不同的第一总电压Vp和/或第二总电压Vs控制第一功率变换模块中的第一全桥电路，或者，通过控制器基于不同的第一分电压Vs1和/或第一总电压Vp控制第二功率变换模块中的第二全桥电路，以在直流功率转换器的第三直流端与第四直流端之间实现电压值为第一参考电压的直流电压输出，使得输入直流电压与输出直流电压的比值范围更宽，直流电压转换效果好，适用性强。

在一些可行的实施方式中，在图5所示的直流功率转换器中，上述直流功率转换器中的控制器基于第二参考电压和上述第二分电压Vs2，控制直流调节单元中的开关管Qb1和开关管Qb2，以控制上述直流调节单元的电容Cb第一连接端和第二连接端之间的第一分电压Vs1，使直流功率转换器的第一直流端和第二直流端之间的第一总电压Vp等于上述第二参考电压，即直流功率转换器可以通过控制器基于不同的第一总电压Vp和/或第二总电压Vs控制第一功率变换模块中的第一全桥电路，或者，通过控制器基于不同的第一分电压Vs1和/或第一总电压Vp控制第二功率变换模块中的第二全桥电路，以在直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间实现电压值为第二参考电压的直流电压输出，使得输入直流电压与输出直流电压的比值范围更宽，直流电压转换效果好，适用性强。

在一些可行的实施方式中，请一并参见图6，图6是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图。如图6所示，图6中直流功率转换器的第一功率变换模块包括第一DC-AC变换单元、第一AC-DC变换单元和第一变压单元，其中，第一DC-AC变换单元的第一直流端和第二直流端分别为第一功率变换模块的第一直流端和第二直流端，第一DC-AC变换单元的第一交流端和第二交流端通过第一变压单元分别与第一AC-DC变换单元的第一交流端和第二交流端耦合，第一AC-DC变换单元的第一直流端和第二直流端分别为第一功率变换模块的第三直流端和第四直流端。上述第一DC-AC变换单元和/或上述第一AC-DC变换单元中包括第一全桥电路，上述控制器(图6未示出)基于上述直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间的第一总电压和/或直流功率转换器的第三直流端与第四直流端之间第二总电压控制第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第一功率变换模块中第一全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第一功率变换模块中第一AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的直流电压(即第二分电压Vs2)保持与上述第二总电压Vs的差值不高于设定阈值。

可选的，图6中直流功率转换器的第二功率变换模块包括上述第一DC-AC变换单元、第二AC-DC变换单元、第二变压单元和直流调节单元，其中，第一DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端，第一DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端通过第二变压单元分别与第二AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，第二AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别与直流调节单元的第一直流端、第二直流端耦合，直流调节单元的第三直流端、第四直流端分别为第二功率变换模块的第三直流端、第四直流端。可选的，上述第二AC-DC变换单元中可以包括第二全桥电路，上述控制器基于上述第一总电压Vp和/或上述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压Vs1控制第二全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第二功率变换模块中第二全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第二功率变换模块中第二AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第三分电压Vs3保持与上述第一分电压Vs1的差值不高于设定阈值。

在一些可行的实施方式中，请一并参见图7，图7是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图。如图7所示，图7中直流功率转换器的第一功率变换模块包括第一DC-AC变换单元、第一AC-DC变换单元和变压单元，其中，上述第一DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为上述第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端，并且分别为上述第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端。上述变压单元的原边绕组与第一DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，变压单元的第一副边绕组与第一AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，变压单元的第二副边绕组与第二AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合。第一AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为上述第一功率变换模块的第三直流端、第四直流端，第二AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别与上述直流调节单元的第一直流端、第二直流端耦合，上述直流调节单元的第三直流端、第四直流端分别为上述第二功率变换模块的第三直流端、第四直流端。上述第一DC-AC变换单元和/或上述第一AC-DC变换单元中包括第一全桥电路，上述控制器(图7未示出)基于上述直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间的第一总电压Vp和/或直流功率转换器的第三直流端与第四直流端之间第二总电压Vs控制第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第一功率变换模块中第一全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第一功率变换模块中第一AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的直流电压(即第二分电压Vs2)保持与上述第二总电压Vs的差值不高于设定阈值。

可选的，上述第二AC-DC变换单元中可以包括第二全桥电路，上述控制器基于上述第一总电压Vp和/或上述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压Vs1控制第二全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第二功率变换模块中第二全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第二功率变换模块中第二AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第三分电压Vs3保持与上述第一分电压Vs1的差值不高于设定阈值。

在一些可行的实施方式中，上述图6中直流功率转换器的第一功率变换模块中的第一DC-AC变换单元、第一AC-DC变换单元包括第一全桥电路，第二功率变换模块中的第二AC-DC变换单元包括第二全桥电路。请一并参见图8，图8是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图。如图8所示，第一DC-AC变换单元包括的第一全桥电路由开关管Q11、Q12、Q13和Q14(各开关管可以是金属氧化物半导体场效应晶体管)，以及电容Cp1组成。其中，Q11的第二连接端与Q12的第一连接端相连，Q13的第二连接端与Q14的第一连接端相连，Q11的第一连接端与Cp1的第一连接端、Q13的第一连接端相连，Q12的第二连接端与Cp1的第二连接端、Q14的第二连接端相连。Q11、Q12、Q13和Q14的第一连接端可为Q11、Q12、Q13和Q14的漏极，上述开关管Q11、Q12、Q13和Q14的第二连接端可为Q11、Q12、Q13和Q14的源极。第一AC-DC变换单元包括的第一全桥电路由开关管Q15、Q16、Q17和Q18，以及电容Cs1组成，第二AC-DC变换单元包括的第二全桥电路由开关管Q25、Q26、Q27和Q28，以及电容Cs2组成。上述第一AC-DC变换单元包括的第一全桥电路和第二AC-DC变换单元包括的第二全桥电路中各开关管可以是金属氧化物半导体场效应晶体管，且各全桥电路的开关管与电容的连接关系可与上述第一DC-AC变换单元包括的第一全桥电路相同，此处不再赘述。上述第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路的Cp1与开关管Q11、Q13的连接端为直流功率转换器的第一直流端，上述第一DC-AC变换单元中的第一全桥电路的Cp1与开关管Q12、Q14的连接端为直流功率转换器的第二直流端。进一步地，上述图8中的第一变压单元、第二变压单元包括变压器和谐振电路。请一并参见图8，图8中第一变压单元包括第一变压器，第一变压器的第一绕组与第二绕组的匝比为Np1:Ns1(或者Np1/Ns1),第一变压单元还包括第一谐振电路，第一谐振电路中包括励磁电感Lm1，谐振电感Lr1和谐振电容Cr1。励磁电感Lm1为第一变压器的第一绕组与第二绕组的等效电感，第一变压器的第一绕组的第一端、第二端分别与上述第一DC-AC变换单元包括的第一全桥电路中开关管Q11和Q12的连接端、开关管Q13和Q14的连接端相连，第二绕组的第一端通过上述谐振电感Lr1和谐振电容Cr1与上述第一AC-DC变换单元包括的第一全桥电路中开关管Q15和Q16的连接端相连，第二端与上述第一AC-DC变换单元包括的第一全桥电路中开关管Q17和Q18的连接端相连。第二变压单元包括第二变压器，第二变压器的第一绕组与第二绕组的匝比为Np2:Ns2(或者Np2/Ns2),第二变压单元还包括第二谐振电路，第二谐振电路中包括励磁电感Lm2，谐振电感Lr2和谐振电容Cr2。励磁电感Lm2为第二变压器的第一绕组与第二绕组的等效电感，第二变压器的第一绕组的第一端、第二端分别与上述第一DC-AC变换单元包括的第一全桥电路中开关管Q11和Q12的连接端、开关管Q13和Q14的连接端相连，第二绕组的第一端通过上述谐振电感Lr2和谐振电容Cr2与上述第二AC-DC变换单元包括的第二全桥电路中开关管Q25和Q26的连接端相连，第二端与上述第二AC-DC变换单元包括的第二全桥电路中开关管Q27和Q28的连接端相连。进一步地，上述图7中的直流调节单元可以包括BUCK-BOOST电路，请一并参见图8，图8中直流调节单元包括BUCK-BOOST电路，BUCK-BOOST电路由开关管Qb1、开关管Qb2、开关管Qb3、开关管Qb4(各开关管可以是金属氧化物半导体场效应晶体管)、电感Lb以及电容Cb组成。其中，Qb1的第二连接端与Qb2的第一连接端相连并且连接端通过电感Lb与Qb3的第二连接端与Qb4的第一连接端相连的连接端相连，Qb2的第二连接端、Qb4的第二连接端与电容Cb的第二连接端相连，Qb3的第一连接端与电容Cb的第一连接端相连。BUCK-BOOST电路中Qb1的第一连接端、Qb2的第二连接端分别与上述第二AC-DC变换单元中电容Cs2的第一连接端、Cs2的第二连接端相连，Qb3与Cb的连接端与上述第一AC-DC变换单元中电容Cs1的第二连接端相连。上述第一AC-DC变换单元中电容Cs1与开关管Q15、Q17的连接端为直流功率转换器的第三直流端，电容Cb与Qb2、Qb4的连接端为直流功率转换器的第四直流端。

在一些可行的实施方式中，在上述图8所示的直流功率转换器中，第一DC-AC变换单元和/或上述第一AC-DC变换单元中包括第一全桥电路，控制器(图8中未示出)基于上述直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间的第一总电压Vp和/或直流功率转换器的第三直流端与第四直流端之间第二总电压Vs控制第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第一全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第一功率变换模块中第一AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的直流电压(即第二分电压Vs2)保持与上述第二总电压Vs的差值不高于设定阈值。可选的，上述第二AC-DC变换单元中可以包括第二全桥电路，上述控制器基于上述第一总电压Vp和/或上述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压Vs1控制第二全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第二功率变换模块中第二全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第二功率变换模块中第二AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第三分电压Vs3保持与上述第一分电压Vs1的差值不高于设定阈值。这里，上述控制器基于上述第一总电压Vp和/或第二总电压Vs控制第一全桥电路，以及上述控制器基于上述第一总电压Vp和/或第一分电压Vs1控制第二全桥电路的过程可参照上述对图5中所示的直流功率转换器的描述，此处不再赘述。

在一些可行的实施方式中，在图8所示的直流功率转换器中，上述控制器基于第一参考电压、电容Cs1第一连接端和第二连接端之间的第二分电压Vs2以及电容Cs2第一连接端和第二连接端之间的第三分电压Vs3控制上述直流调节单元中的开关管Qb1、Qb2、Qb3以及Qb4，以控制上述直流调节单元的电容Cb第一连接端和第二连接端之间的第一分电压Vs1，使第一分电压Vs1与上述第二分电压Vs2之和为上述第一参考电压。可以理解的，直流功率转换器第三直流端与第四直流端之间的直流电压(即第二总电压Vs)等于上述第二分电压Vs2与上述第一分电压Vs1之和，即直流功率转换器可以通过控制器基于不同的第一总电压Vp和/或第二总电压Vs控制第一功率变换模块中的第一全桥电路，或者，通过控制器基于不同的第一分电压Vs1和/或第一总电压Vp控制第二功率变换模块中的第二全桥电路，以在直流功率转换器的第三直流端与第四直流端之间实现电压值为第一参考电压的直流电压输出，使得输入直流电压与输出直流电压的比值范围更宽，直流电压转换效果好，适用性强。

在一些可行的实施方式中，在图8所示的直流功率转换器中，上述直流功率转换器中的控制器基于第二参考电压和上述第二分电压Vs2控制直流调节单元中的开关管Qb1、Qb2、Qb3以及Qb4，以控制上述直流调节单元的电容Cb第一连接端和第二连接端之间的第一分电压Vs1，使直流功率转换器的第一直流端和第二直流端之间的第一总电压Vp等于上述第二参考电压，即直流功率转换器可以通过控制器基于不同的第一总电压Vp和/或第二总电压Vs控制第一功率变换模块中的第一全桥电路，或者，通过控制器基于不同的第一分电压Vs1和/或第一总电压Vp控制第二功率变换模块中的第二全桥电路，以在直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间实现电压值为第二参考电压的直流电压输出，使得输入直流电压与输出直流电压的比值范围更宽，直流电压转换效果好，适用性强。

在一些可行的实施方式中，上述图6中直流功率转换器的第一功率变换模块中的第一DC-AC变换单元、第一AC-DC变换单元包括第一全桥电路，第二功率变换模块中的第二AC-DC变换单元包括半桥电路。请一并参见图9，图9是本申请提供的直流功率转换器的另一结构示意图。如图9所示，第二功率变换模块中的第二AC-DC变换单元包括的半桥电路由开关管Q25、Q26，以及电容C27、C28和Cs2组成。其中，Q25的第二连接端与Q26的第一连接端相连，电容C27的第二连接端与C28的第一连接端相连，开关管Q25和Q26的连接端与第二变压器第二绕组的第一端相连，电容C27和C28的连接端与第二变压器第二绕组的第二端相连，电容C27的第一连接端与开关管Q25的第一连接端、电容Cs2的第一连接端相连，电容C28的第二连接端与开关管Q26的第二连接端、电容Cs2的第二连接端相连。上述开关管Q25、Q26的第一连接端可为Q25、Q26的漏极，上述开关管Q25、Q26的第二连接端可为Q25、Q26的源极。控制器(图9中未示出)基于上述直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间的第一总电压Vp和/或直流功率转换器的第三直流端与第四直流端之间第二总电压Vs控制第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式，从而改变上述第一全桥电路交流端电压与直流端电压的关系，使得上述第一功率变换模块中第一AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的直流电压(即第二分电压Vs2)保持与上述第二总电压Vs的差值不高于设定阈值。这里，上述控制器基于上述第一总电压Vp和/或第二总电压Vs控制第一全桥电路的过程可参照上述对图5中所示的直流功率转换器的描述，此处不再赘述。

在一些可行的实施方式中，上述图8或者图9中直流调节单元可以包括全桥BUCK电路，请一并参见图10，图10为全桥BUCK电路的结构示意图。如图10所示，全桥BUCK电路由开关管Qb1、开关管Qb2、开关管Qb3、开关管Qb4(各开关管可以是金属氧化物半导体场效应晶体管)、电感Lb以及电容Cb组成。其中，Qb1的第二连接端与Qb2的第一连接端相连并且连接端与电容Cb的第二连接端相连，Qb3的第二连接端与Qb4的第一连接端相连的连接端相连并且连接端通过电感Lb与电容Cb的第一连接端相连。Qb1的第一连接端与Qb3的第一连接端相连并且连接端为全桥BUCK电路的第一直流端(或者第一DC端)，Qb2的第二连接端与Qb4的第二连接端相连并且连接端为全桥BUCK电路的第二直流端(或者第二DC端)。电容Cb的第一连接端与电感Lb相连的连接端、电容Cb的第二连接端与Qb1和Qb2的连接端分别为全桥BUCK电路的第三直流端(或者第三DC端)、第四直流端(或者第四DC端)。

在一些可行的实施方式中，上述第一全桥电路和上述第二全桥电路可以是两电平全桥电路或者三电平全桥电路，其中，三电平全桥电路包括但不限于中点嵌位三电平全桥电路、有源中点嵌位三电平全桥电路以及飞跨电容三电平全桥电路。请一并参见图11a，图11a为中点嵌位三电平全桥电路的结构示意图，中点嵌位三电平全桥电路由第一桥臂的开关管Sa、Sb、Sc与Sd，第二桥臂的开关管Se、Sf、Sg与Sh，以及二极管Da、Db、Dc和Dd组成。其中，Sa的第一连接端与Sb的第二连接端、二极管Da的阴极相连且连接端依次通过二极管Da和二极管Db与Sc的第一连接端、Sd的第二连接端、二极管Db的阳极相连的连接端相连，Se的第一连接端与Sf的第二连接端、二极管Dc的阴极相连且连接端依次通过二极管Dc和二极管Dd与Sg的第一连接端、Sh的第二连接端、二极管Dd的阳极相连的连接端相连，Sa的第二连接端与Se的第二连接端相连，Sd的第一连接端与Sh的第一连接端相连。Sb的第一连接端与Sc的第二连接端相连并且连接端为中点嵌位三电平全桥电路的第一交流端(或者第一AC端)，Sf的第一连接端与Sg的第二连接端相连并且连接端为中点嵌位三电平全桥电路的第二交流端(或者第二AC端)，Da的阳极与Db的阴极之间的连接端与Dc的阳极与Dd的阴极之间的连接端相连，并且Da、Db、Dc和Dd之间的连接端与Sa的第二连接端与Se的第二连接端相连的连接端、Sd的第一连接端与Sh的第一连接端相连的连接端分别为中点嵌位三电平全桥电路的第一直流端、第二直流端和第三直流端。请一并参见图11b，图11b为有源中点嵌位三电平全桥电路的结构示意图，有源中点嵌位三电平全桥电路由第一桥臂的开关管Sa、Sb、Sc与Sd，第二桥臂的开关管Sg、Sh、Si与Sj，以及开关管Se、Sf、Sk与Sl组成。其中，Sa的第一连接端与Sb的第二连接端、开关管Se的第二连接端相连且连接端依次通过开关管Se和开关管Sf与Sc的第一连接端、Sd的第二连接端、开关管Sf的第一连接端相连的连接端相连，Sg的第一连接端与Sh的第二连接端、开关管Sk的第二连接端相连且连接端依次通过开关管Sk和开关管Sl与Si的第一连接端、Sj的第二连接端、开关管Sl的第一连接端相连的连接端相连,Sa的第二连接端与Sg的第二连接端相连，Sd的第一连接端与Sj的第一连接端相连。Sb的第一连接端与Sc的第二连接端相连并且连接端为中点嵌位三电平全桥电路的第一交流端，Sh的第一连接端与Si的第二连接端相连并且连接端为中点嵌位三电平全桥电路的第二交流端，Se的第一连接端与Sf的第二连接端之间的连接端与Sk的第一连接端与Sl的第二连接端之间的连接端相连，Se、Sf、Sk和Sl之间的连接端与Sa的第二连接端与Sg的第二连接端相连的连接端、Sd的第一连接端与Sj的第一连接端相连的连接端分别为有源中点嵌位三电平全桥电路的第一直流端、第二直流端和第三直流端。请一并参见图11c，图11c为飞跨电容三电平全桥电路的结构示意图，飞跨电容三电平全桥电路由第一桥臂的开关管Sa、Sb、Sc与Sd，第二桥臂的开关管Sg、Sh、Si与Sj，以及电容Ca、Cb组成。其中，Sa的第一连接端与Sb的第二连接端相连且连接端通过电容Ca与Sc的第一连接端与Sd的第二连接端相连的连接端相连，Se的第一连接端与Sf的第二连接端相连且连接端通过电容Cb与Sg的第一连接端与Sh的第二连接端相连的连接端相连，Sa的第二连接端与Se的第二连接端相连，Sd的第一连接端与Sh的第一连接端相连。Sb的第一连接端与Sc的第二连接端相连并且连接端为中点嵌位三电平全桥电路的第一交流端，Sf的第一连接端与Sg的第二连接端相连并且连接端为中点嵌位三电平全桥电路的第二交流端，Sa的第二连接端与Se的第二连接端相连的连接端、Sd的第一连接端与Sh的第一连接端相连的连接端分别为中点嵌位三电平全桥电路的第一直流端、第二直流端。上述中点嵌位三电平全桥电路、有源中点嵌位三电平全桥电路以及飞跨电容三电平全桥电路中的各开关管可以是绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolartransistor，IGBT)或者金属氧化物半导体场效应晶体管。可以理解的，如果各开关管为绝缘栅双极型晶体管，则各开关管的第一连接端可为发射极，各开关管的第二连接端可为集电极，如果各开关管为金属氧化物半导体场效应晶体管，则各开关管的第一连接端可为源极，各开关管的第二连接端可为漏极，即各开关管的第一连接端和第二连接端可根据具体器件类型确定，在此不做限制。

在一些可行的实施方式中，上述图11a、图11b以及图11c所示的三电平全桥电路可以工作在全桥模式或者半桥模式，以图11a的中点嵌位三电平全桥电路为例，当该全桥电路工作在全桥模式时，第一桥臂的开关管Sa与Sc按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，Sb与Sd按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Se与Sg也按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，Sf与Sh也按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补。此时，全桥电路交流端(或者AC端)的电压V_AC最大值为正的直流端(或者DC端)的电压，可以表示为+V_DC，全桥电路交流端(或者AC端)的电压V_AC最小值为负的直流端的电压，可以表示为-V_DC。当全桥电路工作在半桥模式时，图11a中全桥电路的第一桥臂的开关管Sa与Sc按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，Sb与Sd按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Se与Sf保持常断，开关管Sg与Sh保持常通，此时，全桥电路交流端的电压V_AC最大值为正的直流端的电压+V_DC，最小值为0。或者，当全桥电路工作在半桥模式时，图11a中全桥电路的第一桥臂的开关管Sa与Sc按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，Sb与Sd按照预定频率以及50％占空比进行开关动作且互补，第二桥臂的开关管Sg与Sh保持常断，开关管Se与Sf保持常通，此时，全桥电路交流端的电压V_AC最大值为0，最小值为负的直流端的电压-V_DC。可以理解的，上述全桥电路工作在全桥模式时，交流端电压V_AC的峰峰值(即2V_DC)是工作在半桥模式时峰峰值(即V_DC)的两倍。可以理解的，上述图11b中有源中点嵌位三电平全桥电路和图11c中飞跨电容三电平全桥电路工作在全桥模式、半桥模式的状态和上述中点嵌位三电平全桥电路相同，此处不再赘述。

Claims (22)

1.一种直流功率转换器，其特征在于，所述直流功率转换器包括控制器、第一功率变换模块和第二功率变换模块，所述第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端分别与所述第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端耦合，所述第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端分别为所述直流功率转换器的第一直流端、第二直流端，所述第一功率变换模块的第三直流端为所述直流功率转换器的第三直流端，所述第一功率变换模块的第四直流端与所述第二功率变换模块的第三直流端耦合，所述第二功率变换模块的第四直流端为所述直流功率转换器的第四直流端，所述第一功率变换模块中包括至少一个第一全桥电路，所述耦合是指直接或间接电连接；

所述控制器用于基于所述直流功率转换器的第一直流端与第二直流端之间的第一总电压和/或所述直流功率转换器的第三直流端与第四直流端之间的第二总电压控制所述第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式。

2.根据权利要求1所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一功率变换模块包括第一DC-AC变换单元、第一AC-DC变换单元和第一变压单元，其中，所述第一DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为所述第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端，所述第一DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端通过所述第一变压单元分别与所述第一AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，所述第一AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为所述第一功率变换模块的第三直流端、第四直流端。

3.根据权利要求2所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第二功率变换模块包括第二DC-AC变换单元、第二AC-DC变换单元、第二变压单元和直流调节单元，其中，所述第二DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为所述第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端，所述第二DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端通过所述第二变压单元分别与所述第二AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，所述第二AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别与所述直流调节单元的第一直流端、第二直流端耦合，所述直流调节单元的第三直流端、第四直流端分别为所述第二功率变换模块的第三直流端、第四直流端。

4.根据权利要求2所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第二功率变换模块包括所述第一DC-AC变换单元、第二AC-DC变换单元、第二变压单元和直流调节单元，其中，所述第一DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为所述第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端，所述第一DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端通过所述第二变压单元分别与所述第二AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，所述第二AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别与所述直流调节单元的第一直流端、第二直流端耦合，所述直流调节单元的第三直流端、第四直流端分别为所述第二功率变换模块的第三直流端、第四直流端。

5.根据权利要求1所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一功率变换模块包括第一DC-AC变换单元、变压单元和第一AC-DC变换单元，所述第二功率变换模块包括所述第一DC-AC变换单元、所述变压单元、第二AC-DC变换单元和直流调节单元，其中，所述第一DC-AC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为所述第一功率变换模块的第一直流端、第二直流端，并且分别为所述第二功率变换模块的第一直流端、第二直流端；所述变压单元的原边绕组与所述第一DC-AC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，所述变压单元的第一副边绕组与所述第一AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，所述变压单元的第二副边绕组与所述第二AC-DC变换单元的第一交流端、第二交流端耦合，所述第一AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别为所述第一功率变换模块的第三直流端、第四直流端，所述第二AC-DC变换单元的第一直流端、第二直流端分别与所述直流调节单元的第一直流端、第二直流端耦合，所述直流调节单元的第三直流端、第四直流端分别为所述第二功率变换模块的第三直流端、第四直流端。

6.根据权利要求2或者权利要求5所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一DC-AC变换单元和/或所述第一AC-DC变换单元中包括所述第一全桥电路，所述控制器用于基于所述第一总电压和/或所述第二总电压控制所述第一全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式。

7.根据权利要求6所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一DC-AC变换单元中包括所述第一全桥电路；

所述控制器还用于在所述第一全桥电路工作在全桥模式、且所述第二总电压与所述第一总电压的比值小于第一阈值，或者所述第二总电压小于第二阈值，或者所述第一总电压大于第三阈值，控制所述第一全桥电路工作在半桥模式；

所述控制器还用于在所述第一全桥电路工作在半桥模式、且所述第二总电压与所述第一总电压的比值大于第四阈值，或者所述第二总电压大于第五阈值，或者所述第一总电压小于第六阈值，控制所述第一全桥电路工作在全桥模式；

其中，所述第四阈值大于等于所述第一阈值，所述第五阈值大于等于所述第二阈值，所述第六阈值小于等于所述第三阈值。

8.根据权利要求7所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一阈值、所述第四阈值由所述第一DC-AC变换单元的电压比值的最大值、所述第一AC-DC变换单元的电压比值以及所述第一变压单元的第一匝比得到；

所述第二阈值、所述第五阈值由所述第一DC-AC变换单元的电压比值的最大值、所述第一AC-DC变换单元的电压比值、所述第一匝比以及所述第一总电压的电压范围得到；

所述第三阈值、所述第六阈值由所述第一DC-AC变换单元的电压比值的最大值、所述第一AC-DC变换单元的电压比值、所述第一匝比以及所述第二总电压的电压范围得到；

其中，所述第一DC-AC变换单元的电压比值为交流端电压峰峰值与直流端电压的比值，所述第一AC-DC变换单元的电压比值为直流端电压与交流端电压峰峰值的比值。

9.根据权利要求6所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一AC-DC变换单元中包括所述第一全桥电路；

所述控制器还用于在所述第一全桥电路工作在半桥模式、且所述第二总电压与所述第一总电压的比值小于第一阈值，或者所述第二总电压小于第二阈值，或者所述第一总电压大于第三阈值，控制所述第一全桥电路工作在全桥模式；

所述控制器还用于在所述第一全桥电路工作在全桥模式、且所述第二总电压与所述第一总电压的比值大于第四阈值，或者所述第二总电压大于第五阈值，或者所述第一总电压小于第六阈值，控制所述第一全桥电路工作在半桥模式；

其中，所述第四阈值大于等于所述第一阈值，所述第五阈值大于等于所述第二阈值，所述第六阈值小于等于所述第三阈值。

10.根据权利要求9所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一阈值、所述第四阈值由所述第一DC-AC变换单元的电压比值、所述第一AC-DC变换单元的电压比值的最大值以及所述第一变压单元的第一匝比得到；

所述第二阈值、所述第五阈值由所述第一DC-AC变换单元的电压比值、所述第一AC-DC变换单元的电压比值的最大值、所述第一匝比以及所述第一总电压的范围得到；

所述第三阈值、所述第六阈值由所述第一DC-AC变换单元的电压比值、所述第一AC-DC变换单元的电压比值的最大值、所述第一匝比以及所述第二总电压的范围得到；

其中，所述第一DC-AC变换单元的电压比值为交流端电压峰峰值与直流端电压的比值，所述第一AC-DC变换单元的电压比值为直流端电压与交流端电压峰峰值的比值。

11.根据权利要求3所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第二DC-AC变换单元和/或所述第二AC-DC变换单元中包括第二全桥电路，所述控制器用于基于所述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压和/或所述第一总电压控制所述第二全桥电路工作在全桥模式或者半桥模式。

12.根据权利要求11所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第二DC-AC变换单元中包括第二全桥电路；

所述控制器还用于在所述第二全桥电路工作在全桥模式、且所述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压与所述第一总电压的比值小于第一阈值，或者所述第一分电压小于第二阈值，或者所述第一总电压大于第三阈值，控制所述第二全桥电路工作在半桥模式；

所述控制器还用于在所述第二全桥电路工作在半桥模式、且所述第一分电压与所述第一总电压的比值大于第四阈值，或者所述第一分电压大于第五阈值，或者所述第一总电压小于第六阈值，控制所述第二全桥电路工作在全桥模式；

其中，所述第四阈值大于等于所述第一阈值，所述第五阈值大于等于所述第二阈值，所述第六阈值小于等于所述第三阈值。

13.根据权利要求12所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一阈值、所述第四阈值由所述第二DC-AC变换单元的电压比值的最小值、所述第二AC-DC变换单元的电压比值以及所述第二变压单元的第二匝比得到；

所述第二阈值、所述第五阈值由所述第二DC-AC变换单元的电压比值的最小值、所述第二AC-DC变换单元的电压比值、所述第二匝比以及所述第一总电压的范围得到；

所述第三阈值、所述第六阈值由所述第二DC-AC变换单元的电压比值的最小值、所述第二AC-DC变换单元的电压比值、所述第二匝比以及所述第一分电压的范围得到；

其中，所述第二DC-AC变换单元的电压比值为交流端电压峰峰值与直流端电压的比值，所述第二AC-DC变换单元的电压比值为直流端电压与交流端电压峰峰值的比值。

14.根据权利要求11所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第二AC-DC变换单元中包括第二全桥电路；

所述控制器还用于在所述第二全桥电路工作在半桥模式、且所述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压与所述第一总电压的比值小于第一阈值、或者所述第一分电压小于第二阈值，或者所述第一总电压大于第三阈值，控制所述第二全桥电路工作在全桥模式；

所述控制器还用于在所述第二全桥电路工作在全桥模式、且所述第一分电压与所述第一总电压的比值大于第四阈值、或者所述第一分电压大于第五阈值，或者所述第一总电压小于第六阈值，控制所述第二全桥电路工作在半桥模式；

其中，所述第四阈值大于等于所述第一阈值，所述第五阈值大于等于所述第二阈值，所述第六阈值小于等于所述第三阈值。

15.根据权利要求14所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一阈值、所述第四阈值由所述第二DC-AC变换单元的电压比值、所述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值以及所述第二变压单元的第二匝比得到；

所述第二阈值、所述第五阈值由所述第二DC-AC变换单元的电压比值、所述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值、所述第二匝比以及所述第一总电压的范围得到；

所述第三阈值、所述第六阈值由所述第二DC-AC的电压比值、所述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值、所述第二匝比以及所述第一分电压的范围得到；

其中，所述第二DC-AC变换单元的电压比值为交流端电压峰峰值与直流端电压的比值，所述第二AC-DC变换单元的电压比值为直流端电压与交流端电压峰峰值的比值。

16.根据权利要求4或者权利要求5所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第二AC-DC变换单元中包括第二全桥电路；

所述控制器还用于在所述第二全桥电路工作在半桥模式、且所述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压与所述第一总电压的比值小于第一阈值、或者所述第一分电压小于第二阈值，或者所述第一总电压大于第三阈值，控制所述第二全桥电路工作在全桥模式；

所述控制器还用于在所述第二全桥电路工作在全桥模式、且所述第一分电压与所述第一总电压的比值大于第四阈值、或者所述第一分电压大于第五阈值，或者所述第一总电压小于第六阈值，控制所述第二全桥电路工作在半桥模式；

其中，所述第四阈值大于等于所述第一阈值，所述第五阈值大于等于所述第二阈值，所述第六阈值小于等于所述第三阈值。

17.根据权利要求16所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一阈值、所述第四阈值由所述第一DC-AC变换单元的电压比值、所述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值以及所述第二变压单元的匝比或者所述变压单元的第二匝比得到；

所述第二阈值、所述第五阈值由所述第一DC-AC变换单元的电压比值、所述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值、所述第二变压单元的匝比或者所述第二匝比以及所述第一总电压的范围得到；

所述第三阈值、所述第六阈值由所述第一DC-AC变换单元的电压比值、所述第二AC-DC变换单元的电压比值的最小值、所述第二变压单元的匝比或者所述第二匝比以及所述第一分电压的范围得到；

其中，所述第一DC-AC变换单元的电压比值为交流端电压峰峰值与直流端电压的比值，所述第二AC-DC变换单元的电压比值为直流端电压与交流端电压峰峰值的比值。

18.根据权利要求3、权利要求4以及权利要求5任一项所述的直流功率转换器，其特征在于，所述控制器还用于基于第一参考电压、所述第一功率变换模块的第三直流端与第四直流端之间的第二分电压以及所述第二AC-DC变换单元的第一直流端与第二直流端之间的第三分电压，控制所述直流调节单元调节所述直流调节单元的第三直流端与第四直流端之间的第一分电压，以使所述第一分电压与所述第二分电压之和为所述第一参考电压。

19.根据权利要求18所述的直流功率转换器，其特征在于，所述控制器还用于基于第二参考电压和所述第二分电压，控制所述直流调节单元调节其第三直流端与第四直流端之间的第一分电压，以使所述第一总电压等于所述第二参考电压。

20.根据权利要求3所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一DC-AC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为所述第一DC-AC变换单元的第一交流端和第二交流端连接所述第一变压单元；

所述第二DC-AC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为所述第二DC-AC变换单元的第一交流端和第二交流端连接所述第二变压单元；

所述第一AC-DC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为所述第一AC-DC变换单元的第一交流端和第二交流端连接所述第一变压单元；

所述第二AC-DC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为所述第二AC-DC变换单元的第一交流端和第二交流端连接所述第二变压单元。

21.根据权利要求4所述的直流功率转换器，其特征在于，所述第一DC-AC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为所述第一DC-AC变换单元的第一交流端和第二交流端连接所述第一变压单元和所述第二变压单元；

所述第一AC-DC变换单元包括并联的两个开关桥臂，各开关桥臂的开关管连接端分别作为所述第一AC-DC变换单元的第一交流端和第二交流端连接所述第一变压单元；

所述第二AC-DC变换单元包括并联的一个开关桥臂和一个电容桥臂，所述开关桥臂的开关管连接端和所述电容桥臂的电容连接端分别作为所述第二AC-DC变换单元的第一交流端和第二交流端连接所述第二变压单元。

22.一种直流功率转换系统，其特征在于，所述直流功率转换系统中包括直流电源和如权利要求1-21任一项所述的直流功率转换器；

所述直流电源用于为所述直流功率转换器提供直流电压输入；

所述直流功率转换器用于基于所述直流电源提供的第一直流电压进行直流功率转换，并向负载输出第二直流电压；

所述直流电源包括太阳能电池板或者储能电池中的至少一种。

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