CN114337307A - 一种单级式谐振变换装置控制系统及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种单级式谐振变换装置控制系统及控制方法，所述单级式谐振变换装置包括开关电路、谐振电路和整流滤波电路，所述开关电路、谐振电路和整流滤波电路依次串联，所述控制系统采集所述谐振电路的谐振电流，并对所述谐振电流进行积分处理，并根据所述单级式谐振变换装置的输入电压、输入电流和输出电压进行运算，最终生成驱动信号，驱动所述开关电路中开关管的开通与关断。本发明通过控制谐振电流的电荷量间接调节开关频率，实现软开关切换的同时对输入电流波形进行控制，进而实现单级式谐振变换装置的传输能量。

Description

一种单级式谐振变换装置控制系统及控制方法

技术领域

本发明属于电能变换领域，具体涉及单级式谐振变换器控制系统。

背景技术

目前，单相单级式AC/DC LLC变换器通常采用直接频率控制策略，通过调节LLC谐振腔的开关频率逐步改变LLC谐振腔的工作状态，不同工作状态下LLC谐振腔工作特性不同，其能够传递的能量大小也不同，因此输出电压和输入电流将会随着开关频率的变化而变化。但LLC谐振腔工作状态变化规律非常复杂，并非随着开关频率的变化而线性变化的，这使得对应控制器设计非常复杂，需要设计多组控制参数来应对在不同相位下LLC谐振腔的工作状态需求，控制效果不好。而且开关频率只能间接控制LLC谐振腔的能量，这限制了直接频率控制策略的动态调节能力和电流控制环路带宽，并且在AC/DC这种外部条件(电压、功率)都始终处于变化的场合，对于电流环路带宽依赖程度非常大。

发明内容

针对上述问题，本发明提供了一种单级式谐振变换装置的控制系统及控制方法，通过控制谐振电流的电荷量间接调节开关频率，实现软开关切换，进而控制单级式谐振变换装置的传输能量。

为了实现上述目的，本发明主要采用以下技术方案：

一种单级式谐振变换装置控制系统，所述单级式谐振变换装置包括开关电路、谐振电路和整流滤波电路，所述开关电路、谐振电路和整流滤波电路依次串联，所述控制系统，包括，采样电路、积分电路、电压控制环、电流控制环和数字控制器，采样电路采集谐振电路的电流后输入所述积分电路，积分电路的输出端连接电流控制环，电压控制环的输入端采样所述整流滤波电路输出端的电压，并和负载电压参考值进行比较，所述电压控制环输出电流参考值至所述电流控制环，所述电流控制环的输出端连接数字控制器，所述数字控制器生成驱动信号至所述开关电路。

上述开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电容和第二电容，所述第一开关管、第二开关管反向串联后和第一电容串联连接，所述第三开关管、第四开关管反向串联后和第二电容串联连接，所述第一开关管、第二开关管和第一电容的串联支路与所述第三开关管、第四开关管和第二电容的串联支路并联连接后的两端为所述开关电路的输出端，交流源的一端连接于所述第二开关管和第一电容之间，所述交流源的另一端连接于所述第四开关管和第二电容之间。

上述谐振电路包括，第一电感、变压器和第三电容，所述第一电感和第三电容串联后与所述变压器的原边绕组串联，所述谐振电路与所述开关电路的输出端并联，所述变压器的副边绕组与所述整流滤波电路并联。

上述积分电路包括第一电阻、第二电阻、第三电容、第一开关和运算放大器，所述运算放大器的反相输入端接地，所述运算放大器的同相输入端分别连接于第一电阻、第二电阻和第三电容的一端，所述第一电阻的另一端连接所述采样电路的输出端，所述第二电阻的另一端与所述第一开关串联后连接于所述运算放大器的输出端，所述第三电容的另一端连接于所述运算放大器的输出端，所述运算放大器的输出端连接所述电流控制环的一输入端。

上述采样电路包括高频电流互感器和第三电阻，所述第三电阻和高频电流互感器的输出端并联。

上述电压控制环包括第一调节器，采样所述整流滤波电路输出端的电压，并和负载电压参考值进行比较误差计算得到的电压误差信号输入到所述第一调节器的输入端，所述第一调节器的输出端连接所述电流控制环的一输入端。

上述电流控制环包括乘法器、第二调节器、比较器、第一绝对值运算器和第二绝对值运算器，所述第一绝对值运算器和第二绝对值运算器的输入端分别连接所述交流电源的输出端，所述第一绝对值运算器的输出端连接所述乘法器的第一输入端，所述第一调节器的输出端连接所述乘法器的第二输入端，所述乘法器的输出信号与所述第二绝对值运算器的输出信号进行误差计算后输入到所述第二调节器中，所述第二调节器的输出端连接所述比较器的反相输入端，所述比较器同相输入端连接所述运算放大器的输出端，所述比较器的输出器连接所述数字控制器的输入端。

本发明还提供一种单级式谐振变换装置的控制方法，所述单级式谐振变换装置包括开关电路、谐振电路和整流滤波电路，所述开关电路、谐振电路和整流滤波电路依次串联，所述控制方法包括以下步骤：

步骤S10：采集单级式谐振变换装置中谐振电路中的谐振电流，并将谐振电流转化为电压信号，对电压信号进行积分，得到电荷积分值；

步骤S20：将所述整流滤波电路的输出电压与参考电压进行调节得到目标输入电流峰值；

步骤S30：目标输入电流峰值、所述开关电路输入电流采样值、所述开关电路输入电压采样值进行乘法运算后并进行调节得到电流积分阈值；

步骤S40：将所述电荷积分值与所述电流积分阈值进行比较，获得第一信号，所述电荷积分值小于所述电流积分阈值，所述第一信号为高电平，所述电荷积分值不小于所述电流积分阈值，所述第一信号变为低电平；

步骤S50：捕捉第一信号的下降沿，在第一信号的下降沿发生前，为正半个开关周期，在第一信号的下降沿发生后，为负半个开关周期，并根据第一信号生成控制所述开关电路的驱动信号。

上述正半周期和所述负半周期相等。

上述步骤S30还包括以下步骤：

将输入电流峰值和所述开关电路的输入电压采样值的绝对值进行乘法运算得到输入电流参考值；

将输入电流参考值与所述开关电路的输入电流采样值的绝对值进行误差计算后再进行调节计算得到电流积分阈值。

本发明提供的一种单级式谐振变换装置控制系统及控制方法，采样谐振电流i_Lr，对谐振腔内流过的谐振电流电荷量进行积分，控制谐振电流的电荷量间接调节开关频率，进而控制谐振腔内传递的能量，降低开关损耗，获取更高的变换器效率。本发明适用于单相单级式单级式谐振变换装置应用中，与传统直接频率控制方法相比，本发明响应速度快，单相输入电流波形输出质量更高，控制参数设计更简单。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面所描述的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明单级式谐振变换装置的结构示意图。

图2为本发明单级式谐振变换装置的控制系统的结构示意图。

图3为控制系统调节过程示意图。

图4为信号Sp和信号Sn生成示意图。

图5为电流控制环调节过程示意图。

图6为单级式谐振变换装置控制系统的控制方法流程图。

附图标记说明：

100-交流输入；

200-单级式谐振变换装置，210-开关电路，220-谐振电路，230-输出整流滤波电路；

300-控制系统，310-采样电路，320-积分电路，321-运算放大器，330-电压控制环，331-第一调节器，340-电流控制环，341-乘法器，342-第二调节器，343-比较器，344-第一绝对值运算器，345-第二绝对值运算器，350-数字控制器。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例的附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的在于提供一种单级式谐振变换装置的控制系统，通过控制谐振电流间接调节开关频率，实现软开关切换，进而控制单级式谐振变换装置的传输能量。

如图1所示，一种单级式谐振变换装置200其输入端连接交流电U_ac，输出端并联负载R_o，控制系统300控制所述谐振变换装置200。单级式谐振变换装置200包括开关电路210、谐振电路220和整流滤波电路230，所述开关电路210、谐振电路220和整流滤波电路230依次串联。

开关电路210包括开关S_1u、开关S_1d、开关S_2u、开关S_2d、电容C₁和电容C₂，开关S_1u和开关S_1d反向串联后和电容C₁串联连接，开关S_2u和开关S_2d串联后和电容C₂串联连接，且开关S_1u、开关S_1d和电容C₁的串联支路与开关S_2u、开关S_2d和电容C₂的串联支路并联连接，交流电Uac的一端连接于开关S_1d和电容C₁之间，交流电Uac的另一输出端连接于开关S_2d和电容C₂之间。

谐振电路220包括依次串联连接的电感L_r、变压器T1和电容C_r,变压器T1的原边绕组与电感L_r和电容C_r串联。

整流滤波电路230包括二极管D1、二极管D2和电容Co，所述二极管D1和二极管D2构成全波整流电路，所述电容Co与所述全波整流电路的输出端并联，所述全波整流电路的输入端与所述变压器T1的副边绕组并联。该整流滤波电路230为本发明一具体实施例，本发明并不以此为限，例如半波整流或者同步整流电路，都可以做为本发明的实施例。

控制系统300采集谐振电路220中的电流i_Lr和负载电压V_o，对电流i_Lr进行积分得到电荷积分值V_{iLr_int}，并根据交流电U_ac、输入电流i_in和负载电压V_o生成电流积分阈值V_Iref，对比电荷积分值V_{iLr_int}和电流积分阈值V_Iref，最终生成驱动信号，驱动开关电路210中开关的开通与关断。

如图2所示，控制系统300包括采样电路310、积分电路320、电压控制环330、电流控制环340和数字控制器350，采样电路310采集谐振电路220的电流i_Lr后输入积分电路320，积分电路320的输出端连接电流控制环340，电压控制环330的输入端采样负载电压Vo，并和负载电压参考值Vref进行比较，电压控制环330的输出电流参考值Iiref至电流控制环340，电流控制环340的输出端连接数字控制器350，数字控制器350生成驱动信号G_1u、G_1d、G_2u、G_2d至开关电路210。

采样电路310包括高频电流互感器CT和电阻R1，电阻R1和高频电流互感器CT的输出端并联。积分电路320包括电阻R₂、电阻R₃、电容C₃、开关S₁和运算放大器321，运算放大器321的反相输入端与电阻R₁的一端连接并接地(图中未示出)，运算放大器321的同相输入端分别连接于电阻R₂、电阻R₃和电容C₃的一端，电阻R₂的另一端连接电阻R₁的另一端，电阻R₃的另一端与开关S₁串联后连接运算放大器321的输出端，电容C₃的另一端连接于运算放大器321的输出端。放大器321的输出端输出电荷积分值V_{iLr_int}。在本发明一具体实施例中，对电荷积分值V_{iLr_int}进行斜坡补偿后再输出。图2所示，运算放大器321的反相输入端连接直流偏置信号V_bias，利用叠加原理，增加了斜坡补偿的直流偏置，斜坡补偿可以有效地抑制电荷控制的谐振变换装置发生次谐波振荡。所述直流偏置信号V_bias可以固定，也可以调节变化的，例如为数字控制器的的DAC输出的。

在本发明中，积分电路320对电阻R1两端的电压直接作积分，提高准确率，采样成本降低。

电压控制环330包括PI调节器331，但是本发明并不以此为限，例如，PR调节器或重复控制调节器、预测控制调节器等非线性控制调节等均可作为本发明的实施例，负载电压V_o与参考电压V_ref进行误差计算得到的电压误差信号e_r输入到PI调节器331的输入端；电流控制环340包括乘法器341、PI调节器342、比较器343、绝对值运算器344和绝对值运算器345，PI调节器331(但是本发明并不以此为限，例如，PR调节器或重复控制调节器、预测控制调节器等非线性控制调节等均可作为本发明的实施例)的输出端连接乘法器341的第一输入端，交流电U_ac的采样值通过绝对值运算器344后连接于乘法器341的第二输入端，输入电流i_in的采样值经第二绝对值运算器345后与乘法器341的输出信号进行误差计算后输入到所述PI调节器342中，PI调节器342的输出电流参考值VIref，并输出至比较器343的反相输入端，比较器343的同相输入端连接运算放大器321的输出端，比较器343的输出端连接数字控制器350的输入端，比较器343为一模拟比较器。

数字控制器350中设置有计数器COUNT，如图4所示，在一个开关周期的起始时刻，计数器COUNT从0开始递增计数，当数字控制器350捕捉到矩形波信号V_comp的下降沿时，计数器COUNT的递增计数过程结束，这个时间长度定义为正半个开关周期，计数器COUNT由递增计数变为递减计数，当计数器COUNT的计数值等于0时，计数器COUNT的递减计数过程结束，这个时间长度定义为负半个开关周期。

递增计数过程对应产生的驱动信号定义为正半开关周期的驱动信号Sp，递减计数过程对应产生的驱动信号定义为负半开关周期的驱动信号Sn。如图4所示，当计数器COUNT递增计数时，驱动信号Sp为高电平，当计数器COUNT递减计数时，驱动信号Sp为低电平；当计数器COUNT递增计数时，驱动信号Sn为低电平，当计数器COUNT递减计数时，驱动信号Sn为高电平。从图3中可以看出，V_comp信号每次下降沿到来时，驱动信号Sp和驱动信号Sn都要发生变化，由高电平变为低电平或由低电平变为高电平。由于数字控制器350控制正半开关周期和负半开关周期的计数总值、变化步长相等，保证了每个开关周期的占空比固定为50％。

数字控制器350根据信号Sp和信号Sn生成驱动信号G_1u、G_1d、G_2u、G_2d，分别用于控制开关电路210中的各开关管的导通与关断，主要方法为：

当输入电压U_ac大于或等于0时，G_1d＝Sp，G_2u＝Sn，G_1u＝G_2d＝1，第一开关管S_1u保持常开，第二开关管S_1d则根据信号Sp在正半开关周期内开通，在负半开关周期内关断；第四开关管S_2d保持常开，第三开关管S_2u则根据信号Sn在正半开关周期内关断，而在负半开关周期内被开通。

当输入电压U_ac小于0时，G_1u＝Sp，G_2d＝Sn，G_1d＝G_2u＝1，第二开关管S_1d和第三开关管S_2u保持常开，第一开关管S_1u根据信号Sp在正半开关周期内关断，在负半开关周期内被开通，第四开关管S_2d根据信号Sn在正半开关周期内开通，而在负半开关周期内被关断。

数字控制器350通过G_1u、G_1d、G_2u、G_2d驱动信号分别控制开关电路210中的第一开关管S_1u、第二开关管S_1d、第三开关管S_2u和第四开关管S_2d的开通与关断，并调节各开关管的开关频率。

在电流控制环340的调节过程中，不考虑每个开关周期LLC谐振腔工作状态，跟踪控制输入电流i_in及其参考电流I_iref之间的误差，把开关频率作为被动适应量。如图5所示，当i_in<I_iref时，需增加能量输入到LLC谐振腔，第二调节器342计算出的电流积分阈值V_Iref变高，正半开关周期时长增加，正半开关周期工作时间积分更多的谐振电流，负半开关周期和正半开关周期对称，其时长同样增加。此过程增加了开关周期时长，降低开关频率，增强了输入电流的控制效果。电流控制环340的调节过程相对简单，不同工作状态下不同变化率的谐振电流波形仅会影响电荷积分值V_{iLr_int}的上升速率，不会影响第二调节器的控制参数设计。

如图3所示，在正半开关周期内，谐振电流i_Lr的初始值为负值，然后上升为正值，电荷积分值V_{iLr_int}先下降变为负值，然后再上升变为正值。本发明在谐振电流i_Lr小于0时就开始积分且只在正半开关周期内进行谐振电流的积分，将表征正半开关周期输入能量的谐振电流电荷信息转移为积分电容电压的变化量，谐振电流i_Lr的积分值等于输入电流i_in积分的1/2。

将积分电路320输出的电荷积分值V_{iLr_int}与第二调节器342输出的谐振电流积分阈值V_Iref在比较器343中进行比较，得到信号V_comp，如图3所示，当V_{iLr_int}<V_Iref时，信号V_comp为一高电平信号，当V_{iLr_int}>＝V_Iref时，谐振电路220的谐振腔内的输入能量达到输入电流控制要求，信号V_comp被拉低，由高电平变为低电平，数字控制器350捕捉到信号V_comp的下降沿，控制第一开关S₁开通，打开放电回路，电荷积分值V_{iLr_int}变为0，谐振电流积分过程停止，电荷积分值V_{iLr_int}又变为高电平，因此信号V_comp为一矩形波信号。为了保证下一个开关周期内电荷积分值V_{iLr_int}从0V开始，放电回路一直维持导通，直到负半开关周期结束，放电回路断开，开始下一个开关周期的电荷积分值V_{iLr_int}的获取。负半周期和正半周期对称。

针对本发明提供的单级式谐振变换装置控制系统，本发明还提供了相应的控制方法，如图5所示，该控制方法主要包括以下步骤：

步骤S10：采集单级式谐振变换装置中谐振电路中的谐振电流i_Lr，并将谐振电流i_Lr转化为电压信号V_iLr，对电压信号V_iLr进行积分，得到电荷积分值V_{iLr_int}。

在正半开关周期内，对电压信号V_iLr进行积分，得到表征该正半周期内谐振腔输入能量的电荷积分值V_{iLr_int}，将电荷积分值V_{iLr_int}，在正半开关周期内，谐振电流i_Lr的初始值为负值，然后上升为正值，电荷积分值V_{iLr_int}先下降变为负值，然后再上升变为正值。

步骤S20：将负载R_o电压采集值V_o与参考电压V_ref进行PI调节得到目标输入电流峰值I_max。

步骤S30：目标输入电流峰值I_max、输入电流i_in采样值、输入电压U_ac采样值进行乘法运算后并进行PI调节得到电流积分阈值V_Iref；

步骤S40：将所述电荷积分值V_{iLr_int}与所述电流积分阈值V_Iref进行比较，获得信号V_comp。

如图3所示，当V_{iLr_int}<V_Iref时，信号V_comp为一高电平信号，当V_{iLr_int}>＝V_Iref时，谐振电路内的输入能量达到输入电流控制要求，信号V_comp被拉低，由高电平变为低电平。

步骤S50：捕捉信号V_comp的下降沿，在信号V_comp的下降沿发生前，为正半个开关周期，在信号V_comp的下降沿发生后，为负半个开关周期。正半个开关周期和负半个开关周期在一具体实施例中时长相等。

本发明提供的一种单级式谐振变换装置控制系统及控制方法，采样谐振电流i_Lr，对谐振腔内流过的谐振电流电荷量进行积分，控制谐振电流的电荷量间接调节开关频率，进而控制谐振腔内传递的能量，降低开关损耗，获取更高的变换器效率。本发明适用于单相单级式单级式谐振变换装置应用中，与传统直接频率控制方法相比，本发明响应速度快，单相输入电流波形输出质量更高，控制参数设计更简单。

可以理解的是，以上关于本发明的具体描述，仅用于说明本发明而并非受限于本发明实施例所描述的技术方案，本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或等同替换，以达到相同的技术效果；只要满足使用需要，都在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种单级式谐振变换装置控制系统，所述单级式谐振变换装置包括开关电路、谐振电路和整流滤波电路，所述开关电路、谐振电路和整流滤波电路依次串联，其特征在于，所述控制系统，包括，采样电路、积分电路、电压控制环、电流控制环和数字控制器，采样电路采集谐振电路的电流后输入所述积分电路，积分电路的输出端连接电流控制环，电压控制环的输入端采样所述整流滤波电路输出端的电压，并和负载电压参考值进行比较，所述电压控制环输出电流参考值至所述电流控制环，所述电流控制环的输出端连接数字控制器，所述数字控制器生成驱动信号至所述开关电路。

2.根据权利要求1所述的单级式谐振变换装置控制系统，其特征在于，所述开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电容和第二电容，所述第一开关管、第二开关管反向串联后和第一电容串联连接，所述第三开关管、第四开关管反向串联后和第二电容串联连接，所述第一开关管、第二开关管和第一电容的串联支路与所述第三开关管、第四开关管和第二电容的串联支路并联连接后的两端为所述开关电路的输出端，交流源的一端连接于所述第二开关管和第一电容之间，所述交流源的另一端连接于所述第四开关管和第二电容之间。

3.根据权利要求2所述的单级式谐振变换装置控制系统，其特征在于，所述谐振电路包括，第一电感、变压器和第三电容，所述第一电感和第三电容串联后与所述变压器的原边绕组串联，所述谐振电路与所述开关电路的输出端并联，所述变压器的副边绕组与所述整流滤波电路并联。

4.根据权利要求3所述的单级式谐振变换装置控制系统，其特征在于，所述积分电路包括第一电阻、第二电阻、第三电容、第一开关和运算放大器，所述运算放大器的反相输入端接地，所述运算放大器的同相输入端分别连接于第一电阻、第二电阻和第三电容的一端，所述第一电阻的另一端连接所述采样电路的输出端，所述第二电阻的另一端与所述第一开关串联后连接于所述运算放大器的输出端，所述第三电容的另一端连接于所述运算放大器的输出端，所述运算放大器的输出端连接所述电流控制环的一输入端。

5.根据权利要4所述的单级式谐振变换装置控制系统，其特征在于，所述采样电路包括高频电流互感器和第三电阻，所述第三电阻和高频电流互感器的输出端并联。

6.根据权利要求1所述的单级式谐振变换装置控制系统，其特征在于，所述电压控制环包括第一调节器，采样所述整流滤波电路输出端的电压，并和负载电压参考值进行比较误差计算得到的电压误差信号输入到所述第一调节器的输入端，所述第一调节器的输出端连接所述电流控制环的一输入端。

7.根据权利要求6所述的单级式谐振变换装置控制系统，其特征在于，所述电流控制环包括乘法器、第二调节器、比较器、第一绝对值运算器和第二绝对值运算器，所述第一绝对值运算器和第二绝对值运算器的输入端分别连接所述交流电源的输出端，所述第一绝对值运算器的输出端连接所述乘法器的第一输入端，所述第一调节器的输出端连接所述乘法器的第二输入端，所述乘法器的输出信号与所述第二绝对值运算器的输出信号进行误差计算后输入到所述第二调节器中，所述第二调节器的输出端连接所述比较器的反相输入端，所述比较器同相输入端连接所述运算放大器的输出端，所述比较器的输出器连接所述数字控制器的输入端。

8.一种单级式谐振变换装置的控制方法，所述单级式谐振变换装置包括开关电路、谐振电路和整流滤波电路，所述开关电路、谐振电路和整流滤波电路依次串联，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：

步骤S10：采集单级式谐振变换装置中谐振电路中的谐振电流，并将谐振电流转化为电压信号，对电压信号进行积分，得到电荷积分值；

步骤S20：将所述整流滤波电路的输出电压与参考电压进行调节得到目标输入电流峰值；

步骤S30：目标输入电流峰值、所述开关电路输入电流采样值、所述开关电路输入电压采样值进行乘法运算后并进行调节得到电流积分阈值；

步骤S40：将所述电荷积分值与所述电流积分阈值进行比较，获得第一信号，所述电荷积分值小于所述电流积分阈值，所述第一信号为高电平，所述电荷积分值不小于所述电流积分阈值，所述第一信号变为低电平；

步骤S50：捕捉第一信号的下降沿，在第一信号的下降沿发生前，为正半个开关周期，在第一信号的下降沿发生后，为负半个开关周期，并根据第一信号生成控制所述开关电路的驱动信号。

9.根据权利要求8所述的单级式谐振变换装置的控制方法，其特征在于，所述正半周期和所述负半周期相等。

10.根据权利要求9所述的单级式谐振变换装置控制系统的控制方法，其特征在于，所述步骤S30还包括以下步骤：

将输入电流峰值和所述开关电路的输入电压采样值的绝对值进行乘法运算得到输入电流参考值；

将输入电流参考值与所述开关电路的输入电流采样值的绝对值进行误差计算后再进行调节计算得到电流积分阈值。

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