CN114285466A - 基于双光频梳及受激布里渊散射的微波频率测量方法 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种基于双光频梳及受激布里渊散射的高精度多微波频率测量方法，通过利用相同的激光器产生两路相干光频梳，作为光载波输入到两个双平行马赫曾德尔调制器中，并分别对待测微波信号和扫描信号进行抑制载波单边带调制。两路调制后的光信号分别作为信号光和泵浦光输入到受激布里渊散射效应结构中，再通过光解复用器分解出各个光梳齿，通过测量各信道输出光信号的功率值即可估计出待测信号的频率值。为进一步提高算法精度，利用测量得到的光功率值建立幅度比较函数计算频率测量误差，对频率测量值进行误差修正即可实现频率精测量。采用本方法，能够实现多个微波信号的高精度频率测量，在通信、雷达和电磁频谱感知等方面具有广泛应用价值。

Description

基于双光频梳及受激布里渊散射的微波频率测量方法

技术领域

本申请涉及微波光子学和微波信号频率测量技术领域，特别是涉及一种基于双光频梳及受激布里渊散射的高精度多微波频率测量方法。

背景技术

微波信号参数测量在通信、雷达、空间感知等军事和民用领域均有着广泛的应用，而其中频率是感知和评估微波信号的重要参数之一，在电子战接收机、雷达预警接收机和频谱监测等设备中有重要需求。传统的微波频率测量采用电域信号处理技术，具有分辨率高、高度灵活等优点。但是，随着微波技术的高速发展和应用领域的拓展，微波设备的工作频率和带宽急剧增大，而传统电器件存在频带低、带宽窄、受电磁干扰影响大等缺陷，无法满足现代及未来微波频率测量的需求。微波光子学技术具有频率高、带宽大、抗电磁干扰、体积重量小等优点，应用到微波频率测量中能够有效克服现有频率测量的技术短板和瓶颈，得到了广泛的关注和深入的研究。

微波光子频率测量技术的原理是将待测微波信号通过电光调制器调制在光域，通过光域信号处理，或者通过光电转换为电信号进行处理，得到待测微波信号的频率信息。其中，将微波频率映射为光功率或者微波功率是一种应用广泛的频率测量方案，特别地，将微波频率转换为调制光信号的频率，通过测定光信号的功率即可实现对频率的测量，该方案仅需利用低速光电探测器，系统实现简单，成本较低。但是，功率映射方案仅能实现单个频率的测量，应用领域较窄。为实现对多个频率的测量，业界提出了频率-时间映射方案，通过设置在不同时间点的扫频信号实现多个频率的测量，方案原理简单，实现难度不大。但是，该方案存在分辨率不高，测量精度低，即时性较差的问题，且受扫频信号周期的影响较大。另外，受激布里渊散射是一种重要的光纤非线性效应，可用以实现多微波频率的高精度测量。现有的基于受激布里渊散射的微波频率测量方案多是利用扫频信号，通过信号光和泵浦光之间的受激布里渊频差计算得到待测微波信号的频率值，但基于时间扫频的技术方案测频实时性较差，容易遗漏瞬时信号，对于雷达、电子战等领域是难以接受的。因此，避免或者压缩扫描时间对提高测频实时性至关重要。另外，基于双光频梳利用波分复用和时分复用的方式可实现扫描速度、扫描带宽和频率分辨率的灵活调控，但该方案仍需高速ADC，实现成本较高。

发明内容

基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种能够实现高频段、大带宽、抗电磁干扰、实时性较好的微波光子测频技术，特别是一种基于双光频梳及受激布里渊散射的高精度多微波频率测量方法。

一种基于双光频梳及受激布里渊散射的高精度多微波频率测量方法，所述方法应用于微波频率测量系统中，所述微波频率测量系统包括：激光器、光频梳产生器、双平行马赫曾德尔调制器、掺饵光纤放大器、受激布里渊散射效应结构、光解复用器、光功率计以及信号处理模块，所述方法包括：

通过所述激光器以及光频梳产生器产生相干的上、下两支路光频梳信号；

上支路光频梳信号作为光载波信号输入对应的第一双平行马赫曾德尔调制器中对待测微波信号进行调制得到抑制载波单边带信号，并将该信号作为信号光输入至所述受激布里渊散射效应结构中；

下支路光频梳信号作为光载波信号输入对应的第二双平行马赫曾德尔调制器中对扫频信号进行调制得到抑制载波单边带信号，并将该信号输入至所述掺饵光纤放大器中进行功率放大后作为泵浦光信号输入至所述受激布里渊散射效应结构中；

通过所述光解复用器将所述受激布里渊散射效应结构输出的光信号分为多个独立的信道，并利用所述光功率计测量各所述信道输出的光信号的光功率值；

将所述光功率计测量得到的多个光功率值输入所述信号处理模块进行计算，得到所述待测量微波信号的频率粗测量值，以及幅度比较函数的实测值，通过比较幅度比较函数的实测值以及理论值得到频率测量误差补偿值，再利用所述频率测量误差补偿值对所述频率粗测量值进行误差补偿得到所述待测微波信号的频率精测量值。

在其中一实施例中，所述扫频信号由矢量网络分析仪产生。

在其中一实施例中，各所述双平行马赫曾德尔调制器均包括有两个射频输入端口以及三个直流偏置电压端口，将所述扫频信号以及待测量的微波信号分别进行90度的相移分为两路射频线信号输入至对应的双平行马赫曾德尔调制器的两个射频输入端口，并通过调整三个直流偏置电压端口的电压值完成电光转换。

在其中一实施例中，下支路光频梳信号的第一根梳齿频率高于上支路光频梳信号的第一根梳齿频率。

在其中一实施例中，在各所述双平行马赫曾德尔调制器中分别将待测微波信号以及扫频信号调制为抑制载波上边带信号。

在其中一实施例中，所述扫频信号频率的步进步长满足以下公式：

NΔf＝f₂-f₁

在上式中，Δf为所述扫频信号频率的步进步长，N为所述扫频信号频率单周期的扫频次数，f₂为下支路光频梳的梳齿间隔，f₁为上支路光频梳的梳齿间隔。

在其中一实施例中，将所述光功率计测量得到的多个光功率值输入所述信号处理模块进行计算，并根据多个光功率值构建幅度比较函数，通过比较幅度比较函数的实测值以及理论值得到频率测量误差补偿值，包括：

所述幅度比较函数的理论值为频率测量误差补偿值与幅度比较函数理论值的函数关系；

根据所述光功率计测量得到的多个光功率值计算得到幅度比较函数的测量值；

根据所述幅度比较函数的测量值在频率测量误差补偿值与比较幅度比较函数的理论值的函数关系中可得到对应的所述频率测量误差补偿值。

在其中一实施例中，所述频率测量误差补偿值与幅度比较函数的理论值的函数关系由下式表示：

在上式中，ACF为幅度比较函数，Δf为所述频率测量误差补偿值，G(f)为受激布里渊散射的增益谱，其中g₀为增益峰值，f₀为增益谱的中心频率，Γ_B为相应的增益线宽。

在其中一实施例中，根据所述光功率计测量得到的多个光功率值计算得到幅度比较函数的测量值采用以下公式：

在上式中，f_smax为单个信道中的光功率极大值对应的扫描频率，而P(f)为光功率与扫描频率的映射关系。

一种微波频率测量系统，所述微波频率测量系统包括：激光器、光频梳产生器、双平行马赫曾德尔调制器、掺饵光纤放大器、受激布里渊散射效应结构、光解复用器、光功率计以及信号处理模块，所述方法包括：

所述激光器以及光频梳产生器用于产生相干的上、下两支路光频梳信号；

所述第一双平行马赫曾德尔调制器，用于将所述上支路光频梳信号作为光载波信号对待测微波信号进行调制得到抑制载波单边带信号，并将该信号作为信号光输入至所述受激布里渊散射效应结构中；

所述第二双平行马赫曾德尔调制器，用于将下支路光频梳信号作为光载波信号对扫频信号进行调制得到抑制载波单边带信号，并将该信号输入至所述掺饵光纤放大器中进行功率放大，并将功率放大后的信号作为泵浦光信号输入至所述受激布里渊散射效应结构中；

所述光解复用器，用于将所述受激布里渊散射效应结构输出的光信号分为多个独立的信道；

所述光功率计，用于测量各所述信道输出的光信号的光功率值；

所述信号处理模块，用于根据所述光功率计测量得到的多个光功率值输入所述信号处理模块进行计算，得到所述待测量微波信号的频率粗测量值，并根据多个光功率值构建幅度比较函数，通过比较幅度比较函数的实测值以及理论值得到频率测量误差补偿值，再利用所述频率测量误差补偿值对所述频率粗测量值进行误差补偿得到所述待测微波信号的频率精测量值。

上述基于双光频梳及受激布里渊散射的高精度多微波频率测量方法，利用双光频梳及受激布里渊散射效应对多个微波信号的高精度频率测量，能够实现大频段范围内多微波信号的高精度频率测量，在本方法中，利用双光频梳和扫频信号同时实现了波分复用和时分复用，可通过扫一个频段实现了多个频段的扫频，从而减小了扫描周期，提高了测频的实时性。同时，将扫频信号设置在低频段就可实现对高频段微波信号的频率测量。利用受激布里渊散射效应通过测量光功率值实现微波信号频率的测量，避免使用高速的模数转换器，以降低系统实现难度，使其在通信、雷达、电磁频谱感知等诸多领域中具有广阔的应用前景。

附图说明

图1为一个实施例中用于实施基于双光频梳及受激布里渊散射的高精度多微波频率测量方法的结构示意图；

图2为一个实施例中双平行马赫曾德尔调制器的内部结构示意图；

图3为一个实施例中基于双光频梳的扫频原理示意图；

图4为一个实施例中受激布里渊散射效应原理示意图。

具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅用于解释本申请，并不用于限定本申请。

在本申请中，提供了一种基于双光频梳及受激布里渊散射的高精度多微波频率测量方法，该方法应用于微波频率测量系统中，如图1所示，该微波频率测量系统包括：激光器、光频梳产生器、双平行马赫曾德尔调制器、掺饵光纤放大器、受激布里渊散射效应结构、光解复用器、光功率计以及信号处理模块，方法包括：

通过激光器以及光频梳产生器产生相干的上、下两支路光频梳信号；

上支路光频梳信号作为光载波信号输入对应的第一双平行马赫曾德尔调制器中对待测量的多频率微波信号进行调制得到抑制载波单边带信号，并将该信号作为信号光输入至受激布里渊散射效应结构中；

下支路光频梳信号作为光载波信号输入对应的第二双平行马赫曾德尔调制器中对扫频信号进行调制得到抑制载波单边带信号，并将该信号输入至掺饵光纤放大器中进行功率放大，并将功率放大后的信号作为泵浦光信号输入至受激布里渊散射效应结构中；

通过光解复用器将受激布里渊散射效应结构输出的光信号分为多个独立的信道，并利用光功率计测量各所述信道输出的光信号的光功率值；

将所述光功率计测量得到的多个光功率值输入所述信号处理模块进行计算，得到所述待测量微波信号的频率粗测量值，并根据多个光功率值构建幅度比较函数，通过比较幅度比较函数的实测值以及理论值得到频率测量误差补偿值，再利用所述频率测量误差补偿值对所述频率粗测量值进行误差补偿得到所述待测微波信号的频率精测量值。

实际上本方法分为两个步骤，在第一步骤中，利用同一个可调激光器产生两路相干光频梳，并将这两路相干光频梳作为载波信号分别输入对应的DPMZM(双平行马赫曾德尔调制器)中对待测微波信号和扫频信号进行CS-SSB(抑制载波单边带)调制，并分别作为信号光和泵浦光输入到受激布里渊散射结构中，在双光频梳和受激布里渊散射效应的影响下，产生一系列受激布里渊散射效应。接着，通过光解复用器将输出光信号分为多个独立的信道，并测量各信道输出光信号的功率值计算得到待测微波频率的粗测量值。在第二步骤中，基于受激布里渊散射增益谱为洛伦兹形状，峰值两侧具有单调性这一特性，利用测量得到的光功率值可建立幅度比较函数ACF。通过实测值和理论值的比较即可得到频率测量误差的估计值，进而修正频率测量值，即可实现微波频率的精测量。

具体的，在第一步骤中，如图1所示，利用同一个可调激光器(CW)生成一路光载波信号，之后通过光耦合器(OC1)分成上下两路光信号，这两路光信号分别通过对应的双光频梳(OFC1、OFC2)产生上支路光频梳信号以及下支路光频梳信号。其中上支路光频梳信号作为载波信号输入DPMZM1调制器中对待测微波信号(Unknown RF)进行调制。其中下支路光频梳信号作为载波信号输入DPMZM2调制器中对扫频信号(Sweep RF)进行调制。

在本实施例中，扫频信号由矢量网络分析仪(VNA)产生。

进一步的，各DPMZM调制器均包括有两个射频输入端口以及三个直流偏置电压端口，将扫频信号以及待测量的微波信号分别进行90度的相移分为两路射频线信号输入至对应的双平行马赫曾德尔调制器的两个射频输入端口，并通过调整三个直流偏置电压端口的电压值完成电光转换。

具体的，DPMZM的内部结构如图2所示，该调制器由两个子调制器MZM1、MZM2和主调制器MZM3组成，上下两臂的两个子MZM工作在“推挽”模式，实现强度调制。主调制器一般工作在相位调制模式，通过调整输入电压值即可调整上下两路信号的相位差。

进一步的，MZM1和MZM2具有单独的射频信号输入端口，扫频信号以及待测微波信号分别通过对应的DPMZM调制器输入MZM1的射频信号输入端口中，而对这两个信号分别进行移相后的信号对应输入MZM2的射频信号输入端口中，且3个调制器均有单独的直流电压控制端口V_DC1、V_DC2和V_DC3。

在利用DPMZM进行光信号调制时，假设输入到DPMZM的光载波信号为：

E_in(t)＝E_cexp(jω_ct) (1)

在公式(1)中，E_c、ω_c分别表示光载波信号的振幅和角频率。

则加载到上支路子调制器MZM1的信号可表示为：

V₁(t)＝V_RFcos(ω_RFt)+V_DC1 (2)

在公式(2)中，V_RF、ω_RF分别表示调制微波信号的振幅和角频率，V_DC1表示MZM1的直流偏置电压。

则上支路子调制器MZM1的输出信号为：

在公式(3)中，

表示调制指数，V_π表示MZM1的半波电压，

表示直流电压V_DC1偏置带来的相位偏移。

类似的，下支路中的调制射频信号和子调制器MZM2的输出信号可表示为：

V₂(t)＝V_RFcos(ω_RFt+Δθ)+V_DC2 (4)

在公式(5)中，

表示直流电压V_DC2偏置带来的相位偏移。

在DPMZM中，上下支路信号通过相位调制器，上下两路信号通过一个Y型波导完成信号耦合，不考虑信号衰减问题，则DPMZM的输出信号可表示为：

E_out(t)＝E₁(t)+E₂(t)exp(jφ₃) (6)

在公式(6)中，

表示直流电压V_DC3偏置带来的相位偏移。

进一步的，利用贝塞尔函数对公式(6)进行展开，可得：

{1+(-1)ⁿexp(-jφ₁)+[1+(-1)ⁿexp(-jφ₂)]exp[j(nΔθ+φ₃)]}

(7)

在公式(7)中，取φ₁＝φ₂＝π，

当

时，DPMZM可实现下边带CS-SSB调制，当

时，DPMZM可实现上边带CS-SSB调制。为方便分析，在本实施例中，均采用上边带CS-SSB调制。

在本实施例中，利用DPMZM将待测量的微波信号和扫描信号调制为CS-SSB信号，使得后续在实施光功率测量时不受载波和边带功率的影响，功率测量的分辨率较高。

在本实施中，扫频信号和待测量的微波信号均作为小信号调制在光载波上。

在各DPMZM调制器中分别将待测量的多频率微波信号以及扫频信号调制为上边带抑制载波单边带信号后，再将调制后的待测量的多频率微波信号作为信号光输入受激布里渊散射效应结构中，将调制后的扫频信号通过掺饵光纤放大器(EDFA)进行放大，将放大后的光信号作为泵浦光输入到受激布里渊散射效应结构中。在受激布里渊散射效应结构中，当信号光和泵浦光两者的频率满足一定的关系时，就会受到受激布里渊散射效应的影响，使得信号光功率得到放大，接着再通过测量输出光信号的功率，就可以计算得到待测微波信号的频率，这样避免了使用高速模拟数字转换器，降低了测量微波频率的难度。

在本实施例中，受激布里渊散射效应结构由光隔离器(ISO)、色散位移光纤(DSF)和光环形器(Circulator)组成。

之后，再将受激布里渊散射效应结构输出的光信号通过一个光解复用器(De-mux)分解出光频梳的每个梳齿。

具体的，利用双光频梳和光解复用器实现宽带信号的信道化接收，然后可通过对窄带信号进行处理得到频率信息，这样可减小扫频信号的带宽，进而减小扫描信号的扫描周期，提升了频率测量方法的实时性，其工作原理如图3所示。并且，由于两个光频梳均有相同的激光器产生，可保证两路光频梳的相关，能够有效克服频率漂移等问题，保证测量的精度。

在本实施例中，所用的双光频梳的梳齿间隔和第一根梳齿的频率均可根据实际情况的需要进行灵活设置。上、下两路光频梳的梳齿间隔分别为f₁和f₂，两个光频梳的第一根梳齿的间隔为f_c。其中，下支路光频梳信号的第一根梳齿频率高于上支路光频梳信号的第一根梳齿频率。

在通过DPMZM调制时，将待测量的微波信号调制在第一个光频梳的边带上，扫频信号调制在第二个光频梳上，通过调整扫频信号的频率实现第二个光频梳的均匀扫描。再利用光解复用器和光频梳即可将调制的宽带信号分解在不同的频带内，实现信道化接收。

为进一步提高测量精度，可将每个信号细化为多个频率块，频率块的频率宽度主要由测量模块的带宽决定。通过扫频信号的移动实现不同频率块的测量。如图3所示，当扫频信号调制为a频梳时可实现第1、4、7个频率块的测量，类似地，当调制的扫频信号为b光频梳时可实现2、5、8频率块的测量，当调制的扫频信号为c光频梳可实现3、6、9频率块的测量。

而在对每个信道的输出的光信号的频率进行测量时，包括：

首先，假设扫频信号频率的步进步长满足以下公式：

NΔf＝f₂-f₁ (8)

在公式(8)中，Δf为扫频信号频率的步进步长，N为扫频信号频率单周期的扫频次数，f₂为下支路光频梳的梳齿间隔，f₁为上支路光频梳的梳齿间隔。

接着假设，输入的待测微波信号频率为f_in，该输入频率将在第p波分信道第q次扫描频率迭代中被探测，其中：

下支路光频梳作为受激布里渊散射的泵浦光，每根光梳会放大相应的斯托克斯光，受激布里渊散射效应的频率差为f_B，线宽为ΔV_B。因此，下支路光频梳的第k根光梳对应的受激布里渊散射中心频率为：

f_local(k)-f_B＝f_local(1)+(k-1)f₂-f_B (11)

在受激布里渊散射效应的作用下，第k根光梳会放大f_local(k)-f_B处的光信号，光功率会得到提升。通过测量相应信道的光功率值，即可判断出相应的频率值。具体过程如图4所示，随着扫频信号的变化，泵浦光的频率值不断变化，只有当泵浦光和信号光的频率差为f_B时，信号光功率方能得到有效放大。通过测量各信道输出光功率的变化即可判断出测量的微波信号的频率粗测量值为：

在测量出各微波信号的频率粗测量值后，需要对该频率粗测量值的精度进行提升。通过公式(12)可见，频率粗估计的精度由Δf决定，测量误差为

内。为提升频率测量的精度可有两种技术途径，一是减小扫频信号频率的步长Δf，但此种方式会导致扫描周期变长，使得此频率测量方案的响应时间变长，可能会遗漏部分瞬时变化的未知信号。而另一种方案是基于现有的测量数据，通过某种算法进行测量误差补偿，这样既可保持较快的扫描速度，又能确保频率测量的精度。而在本方法采用后一种技术方案，即采用粗测量和精测量相结合的两阶段测量方案，也就是本方法的第二个步骤。

在本实施例中，是利用测量输出的光功率值进行频率测量，因此可利用这些测量值建立幅度比较函数ACF，建立测量误差和ACF的关系，进而得到相应的测量误差估计值。

受激布里渊散射增益为洛伦兹形状(Lorentzian shape)，其增益谱可表示为：

在公式(13)中，g₀为增益峰值，f₀为增益谱的中心频率，Γ_B为相应的增益线宽。

为建立ACF函数，需确保至少有两点落在G(f)的增益谱内，即

，这样可保证测频误差f-f₀在区间

和

内均至少有一个值。

假设

，则建立ACF理论值为：

其中，公式(14)所展示的为ACF理论值与频率测量误差补偿值的函数对应关系，所以通过求解出ACF测量值即可根据对应关系找到对应的频率测量误差补偿值。

在本实施例中，由于调制后的光信号与射频信号的功率无关，并且应用的信号光频梳和泵浦光频梳相关。因此，经过布里渊散射效应放大的增益系数几乎相同，可以建立稳定的ACF函数。ACF的测量值可由测量的光功率得到：

假设单个信道中的光功率极大值对应的扫描频率值为f_smax，光功率与扫描频率的映射关系为P(f)，则ACF的测量值为：

并且，通过比较公式(15)中的

和

即可判断Δf的符号，即若

Δf＜0；相反地，若

Δf＞0。通过ACF_test和ACF(Δf)的比较，即可得到频率误差修正值为Δf_in。

此时，可得到待测量的微波信号的频率精测量值为：

利用上述方法通过不断调整扫频信号的频率，并通过误差修订即可实现多个微波频率的高精度测量。

在一个实施例中，如图1所示，提供了一种微波频率测量系统，包括：激光器、光频梳产生器、双平行马赫曾德尔调制器、掺饵光纤放大器、受激布里渊散射效应结构、光解复用器、光功率计以及信号处理模块，所述方法包括：

所述激光器以及光频梳产生器用于产生相干的上、下两支路光频梳信号；

所述第一双平行马赫曾德尔调制器，用于将所述上支路光频梳信号作为光载波信号对待测微波信号进行调制得到抑制载波单边带信号，并将该信号作为信号光输入至所述受激布里渊散射效应结构中；

所述第二双平行马赫曾德尔调制器，用于将下支路光频梳信号作为光载波信号对扫频信号进行调制得到抑制载波单边带信号，并将该信号输入至所述掺饵光纤放大器中进行功率放大，并将功率放大后的信号作为泵浦光信号输入至所述受激布里渊散射效应结构中；

所述光解复用器，用于将所述受激布里渊散射效应结构输出的光信号分为多个独立的信道；

所述光功率计，用于测量各所述信道输出的光信号的光功率值；

所述信号处理模块，用于根据所述光功率计测量得到的多个光功率值输入所述信号处理模块进行计算，得到所述待测量微波信号的频率粗测量值，并根据多个光功率值构建幅度比较函数，通过比较幅度比较函数的实测值以及理论值得到频率测量误差补偿值，再利用所述频率测量误差补偿值对所述频率粗测量值进行误差补偿得到所述待测微波信号的频率精测量值。

在其中一实施例中，所述扫频信号由矢量网络分析仪产生。

在其中一实施例中，各所述双平行马赫曾德尔调制器均包括有两个射频输入端口以及三个直流偏置电压端口，将所述扫频信号以及待测量的微波信号分别进行90度的相移分为两路射频线信号输入至对应的双平行马赫曾德尔调制器的两个射频输入端口，并通过调整三个直流偏置电压端口的电压值完成电光转换。

在其中一实施例中，下支路光频梳信号的第一根梳齿频率高于上支路光频梳信号的第一根梳齿频率。

在其中一实施例中，在各所述双平行马赫曾德尔调制器中分别将待测量的多频率微波信号以及扫频信号调制为抑制载波上边带信号。

在其中一实施例中，所述扫频信号频率的步进步长满足以下公式：

NΔf＝f₂-f₁

在上式中，Δf为所述扫频信号频率的步进步长，N为所述扫频信号频率单周期的扫频次数，f₂为下支路光频梳的梳齿间隔，f₁为上支路光频梳的梳齿间隔。

在其中一实施例中，将所述光功率计测量得到的多个光功率值输入所述信号处理模块进行计算，得到所述待测量微波信号的频率粗测量值，以及幅度比较函数的实测值，通过比较幅度比较函数的实测值以及理论值得到频率测量误差补偿值包括：

所述幅度比较函数的理论值为频率测量误差补偿值与幅度比较函数的理论值的函数关系；

根据所述光功率计测量得到的多个光功率值计算得到幅度比较函数的测量值；

根据所述幅度比较函数的测量值在频率测量误差补偿值与比较幅度比较函数的理论值的函数关系中可得到对应的所述频率测量误差补偿值。

在其中一实施例中，所述频率测量误差补偿值与幅度比较函数的理论值的函数关系由下式表示：

在上式中，ACF为幅度比较函数，Δf为所述频率测量误差补偿值，G(f)为受激布里渊散射的增益谱，其中g₀为增益峰值，f₀为增益谱的中心频率，Γ_B为相应的增益线宽。

在其中一实施例中，根据所述光功率计测量得到的多个光功率值计算得到幅度比较函数的测量值采用以下公式：

在上式中，f_smax为单个信道中的光功率极大值对应的扫描频率，而P(f)为光功率与扫描频率的映射关系。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，该计算机程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，本申请所提供的各实施例中所使用的对存储器、存储、数据库或其它介质的任何引用，均可包括非易失性和/或易失性存储器。非易失性存储器可包括只读存储器(ROM)、可编程ROM(PROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)或闪存。易失性存储器可包括随机存取存储器(RAM)或者外部高速缓冲存储器。作为说明而非局限，RAM以多种形式可得，诸如静态RAM(SRAM)、动态RAM(DRAM)、同步DRAM(SDRAM)、双数据率SDRAM(DDRSDRAM)、增强型SDRAM(ESDRAM)、同步链路(Synchlink)DRAM(SLDRAM)、存储器总线(Rambus)直接RAM(RDRAM)、直接存储器总线动态RAM(DRDRAM)、以及存储器总线动态RAM(RDRAM)等。

以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (9)

1.一种基于双光频梳及受激布里渊散射的高精度多微波频率测量方法，其特征在于，所述方法应用于微波频率测量系统中，所述微波频率测量系统包括：激光器、光频梳产生器、双平行马赫曾德尔调制器、掺饵光纤放大器、受激布里渊散射效应结构、光解复用器、光功率计以及信号处理模块，所述方法包括：

通过所述激光器以及光频梳产生器产生相干的上、下两支路光频梳信号；

上支路光频梳信号作为光载波信号输入对应的第一双平行马赫曾德尔调制器中对待测微波信号进行调制得到抑制载波单边带信号，并将该信号作为信号光输入至所述受激布里渊散射效应结构中；

下支路光频梳信号作为光载波信号输入对应的第二双平行马赫曾德尔调制器中对扫频信号进行调制得到抑制载波单边带信号，并将该信号输入至所述掺饵光纤放大器中进行功率放大，并将功率放大后的信号作为泵浦光信号输入至所述受激布里渊散射效应结构中；

通过所述光解复用器将所述受激布里渊散射效应结构输出的光信号分为多个独立的信道，并利用所述光功率计测量各所述信道输出的光信号的光功率值；

将所述光功率计测量得到的多个光功率值输入所述信号处理模块进行计算，得到所述待测量微波信号的频率粗测量值，并根据多个光功率值构建幅度比较函数，通过比较幅度比较函数的实测值以及理论值得到频率测量误差补偿值，再利用所述频率测量误差补偿值对所述频率粗测量值进行误差补偿得到所述待测微波信号的频率精测量值。

2.根据权利要求1所述的高精度多微波频率测量方法，其特征在于，所述扫频信号由矢量网络分析仪产生。

3.根据权利要求2所述的高精度多微波频率测量方法，其特征在于，各所述双平行马赫曾德尔调制器均包括有两个射频输入端口以及三个直流偏置电压端口，将所述扫频信号以及待测微波信号分别进行90度的相移分为两路射频线信号输入至对应的双平行马赫曾德尔调制器的两个射频输入端口，并通过调整三个直流偏置电压端口的电压值完成电光转换。

4.根据权利要求3所述的高精度多微波频率测量方法，其特征在于，下支路光频梳信号的第一根梳齿频率高于上支路光频梳信号的第一根梳齿频率。

5.根据权利要求4所述的高精度多微波频率测量方法，其特征在于，在各所述双平行马赫曾德尔调制器中分别将待测量的多频率微波信号以及扫频信号调制为抑制载波上边带信号。

6.根据权利要求5所述的高精度多微波频率测量方法，其特征在于，所述扫频信号频率的步进步长满足以下公式：

NΔf＝f₂-f₁

在上式中，Δf为所述扫频信号频率的步进步长，N为所述扫频信号频率单周期的扫频次数，f₂为下支路光频梳的梳齿间隔，f₁为上支路光频梳的梳齿间隔。

7.根据权利要求6所述的高精度多微波频率测量方法，其特征在于，将所述光功率计测量得到的多个光功率值输入所述信号处理模块进行计算，并根据多个光功率值构建幅度比较函数，通过比较幅度比较函数的实测值以及理论值得到频率测量误差补偿值，包括：

所述幅度比较函数的理论值为频率测量误差补偿值与幅度比较函数理论值的函数关系；

根据所述光功率计测量得到的多个光功率值计算得到幅度比较函数的测量值；

根据所述幅度比较函数的测量值与幅度比较函数的理论值可得到对应的所述频率测量误差补偿值。

8.根据权利要求7所述的高精度多微波频率测量方法，其特征在于，所述频率测量误差补偿值与幅度比较函数的理论值的函数关系由下式表示：

在上式中，ACF为幅度比较函数，Δf为所述频率测量误差补偿值，G(f)为受激布里渊散射的增益谱，其中g₀为增益峰值，f₀为增益谱的中心频率，Γ_B为相应的增益线宽。

9.根据权利要求8所述的高精度多微波频率测量方法，其特征在于，根据所述光功率计测量得到的多个光功率值计算得到幅度比较函数的测量值采用以下公式：

在上式中，f_smax为单个信道中的光功率极大值对应的扫描频率，而P(f)为光功率与扫描频率的映射关系。

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