CN114285248A - 功率变换器的辅助电路和驱动电路 - Google Patents

功率变换器的辅助电路和驱动电路 Download PDF

Info

Publication number
CN114285248A
CN114285248A CN202111582598.6A CN202111582598A CN114285248A CN 114285248 A CN114285248 A CN 114285248A CN 202111582598 A CN202111582598 A CN 202111582598A CN 114285248 A CN114285248 A CN 114285248A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
voltage
auxiliary
signal
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202111582598.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN114285248B (zh
Inventor
姚凯卫
大卫·涂呢特瑞
迈克尔·格林
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Original Assignee
Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd filed Critical Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority to CN202111582598.6A priority Critical patent/CN114285248B/zh
Publication of CN114285248A publication Critical patent/CN114285248A/zh
Priority to US18/079,132 priority patent/US20230198392A1/en
Application granted granted Critical
Publication of CN114285248B publication Critical patent/CN114285248B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1566—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with means for compensating against rapid load changes, e.g. with auxiliary current source, with dual mode control or with inductance variation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明实施例公开了一种功率变换器的辅助电路和驱动电路。在本发明实施例中，辅助电路与功率变换器的负载耦接，被配置为响应于功率变换器的输出信号发生变化时启动，以直接向负载提供辅助电流来限制该负载的电压变动范围，由此，可以避免负载电压骤降或骤升产生尖峰的情况，保持了负载电压的严格调节，维持了负载电压的稳定性，提高了系统效率。

Description

功率变换器的辅助电路和驱动电路
技术领域
本发明涉及电子电力技术领域，更具体地，涉及一种功率变换器的辅助电路和驱动电路。
背景技术
在具有高电流压摆率的负载(例如CPU等)时，需要严格的电压调节，因此，需要较大容量和较小寄生的输出电容，但是，电容值大的电容有很大的寄生效应，寄生电容小的电容值也相对较小。由此，现有技术通常采用不同种类的电容一起使用来衰减不同频率范围内的阻抗，使得整个工作频率范围的阻抗足够小，以保持严格的电压调节。然而，当负载电流越来越大，电流压摆率(di/dt)也越来越高，越来越难找到适配的电容元件，并且，集成电路的物理空间和面积限制也不允许足够的高频电容靠近负载以衰减高频阻抗。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供一种功率变换器的辅助电路和驱动电路，以使得无需增加输出滤波电容便能够避免负载电压骤降或骤升产生尖峰的情况，保持了负载电压的严格调节，维持了负载电压的稳定性，提高了系统效率。
第一方面，本发明实施例提供一种用于功率变换器的辅助电路，所述辅助电路与所述功率变换器的负载耦接，并被配置为响应于所述功率变换器的输出信号发生变化时启动，以直接向负载提供辅助电流来限制所述负载的电压变动范围。
可选的，所述辅助电路响应于所述功率变换器的输出信号的变化量大于预定值时启动。
可选的，所述辅助电流的响应速度大于所述功率变换器的输出信号的响应速度。
可选的，所述辅助电路被配置为通过所述辅助电流衰减所述功率变换器在预定频率范围内的输出阻抗，以限制所述负载的电压变动范围。
可选的，所述辅助电路被配置为根据所述负载的电压确定所述辅助电流。
可选的，所述辅助电路包括隔直电容；
所述辅助电路被配置为放大所述隔直电容的容值，以限制所述负载的电压变动范围。
可选的，所述辅助电路包括：
电压闭环调节电路，被配置为根据所述隔直电容的电容电压采样信号和参考信号的误差确定所述辅助电流。
可选的，所述隔直电容耦接在所述电压闭环调节电路的输出端和所述负载之间。
可选的，所述辅助电路还包括：
反馈电路，串联连接在所述辅助电路的输出端和所述电压闭环调节电路的输出端之间，被配置为获取所述电容电压采样信号。
可选的，所述反馈电路被配置为根据所述负载的电压和所述电压闭环调节电路的输出电压获取所述电压采样信号。
可选的，所述反馈电路包括：
第一电阻和第二电阻；
所述隔直电容的容值放大系数根据所述第一电阻和第二电阻的比值确定。
可选的，所述电压闭环调节电路为线性电路或开关电路。
可选的，所述电压闭环调节电路为数字电路或模拟电路。
可选的，所述辅助电路包括：
电压控制电流源电路，被配置为根据所述功率变换器的输出信号的动态变化信息确定所述辅助电流。
可选的，所述辅助电路包括：
补偿电路，所述补偿电路的输出端口连接至所述电压控制电流源电路的输入端口，被配置为对所述动态变化信息进行补偿，输出补偿信号；
所述电压控制电流源电路被配置为根据所述补偿信号确定所述辅助电流。
可选的，所述补偿电路被配置为对所述动态变化信息进行零极点补偿，输出所述补偿信号。
可选的，所述辅助电路还包括：
高通滤波器，被配置为采集所述动态变化信息。
可选的，所述高通滤波器包括串联连接在所述功率变换器的输出端口的第一电容和第三电阻。
可选的，所述补偿电路的输入端分别连接至所述功率变换器的第一输出端、以及所述第一电容和第三电阻的公共端。
可选的，所述电压控制电流源电路为线性电路或开关电路。
可选的，所述电压控制电流源电路为数字放大电路或模拟放大电路。
可选的，所述电压控制电流源电路包括：
第一误差模块，被配置为计算输入信号之间的误差信号，并判断所述误差信号是否满足预定条件；
线性放大模块，被配置为响应于所述误差信号满足预定条件，根据误差信号和所述电压控制电流源电路的输出电流的采样信号生成开关控制信号；
开关模块，被配置为受控于所述开关控制信号切换开关状态。
可选的，所述开关模块包括第一开关和第二开关；
所述第一开关和第二开关串联连接在上拉电源和接地端之间，所述第一开关和第二开关的公共端连接至所述电压控制电流源电路的输出端。
可选的，所述线性放大模块包括第一误差放大器和第二误差放大器；
所述第一误差放大器的输出端连接至所述第一开关的控制端，所述第二误差放大器的输出端连接至所述第二开关的控制端，以通过调节所述第一开关和第二开关的栅极电压来调节所述辅助电流。
可选的，所述电压控制电流源电路包括：
第二误差模块，被配置为计算输入信号之间的误差信号，并判断所述误差信号是否满足预定条件；
开关变换器，被配置为调节所述电压控制电流源电路的输出电流；
PWM驱动电路，被配置为生成所述开关变换器的控制信号；
电流模式控制器，被配置为根据所述误差信号和所述电压控制电流源电路的输出电流的采样信号控制驱动所述PWM驱动电路。
可选的，所述开关变换器包括第三开关、第四开关和电感器件；
所述第三开关和所述第四开关串联连接在上拉电源与接地端之间，所述电感器件连接在所述第三开关和第四开关的公共端和所述电压控制电流源电路的输出端之间。
可选的，所述电压控制电流源电路包括：
第三误差模块，被配置为计算输入信号之间的误差信号；
ADC电路，被配置为将所述误差信号转换为数字控制信号；
开关单元，被配置为受控于所述数字控制信号切换开关状态，以输出所述辅助电流。
可选的，所述开关单元包括并联连接的多个场效应管模块。
可选的，所述场效应管模块包括：
电平转换单元，被配置为将对应的数字控制信号进行电平转换，以生成对应的场效应管所需的开关控制信号；
开关管，受控于所述开关控制信号切换开关状态；
驱动电路，被配置为根据所述开关控制信号控制所述开关管切换开关状态。
可选的，所述电压控制电流源电路还包括：
温度传感器，被配置为实时检测环境温度；
补偿电路，被配置为根据对应的输入电压、输出电压和环境温度生成补偿信号；以及
线性稳压器，被配置为根据补偿信号进行稳压操作。
第二方面，本发明实施例提供一种驱动电路，所述驱动电路包括：
如上所述的辅助电路；
功率变换器，被配置为接收输入电压，并经过功率变换产生输出信号以驱动负载；
反馈控制电路，被配置为根据所述功率变换器的输出信号的反馈信号控制所述功率变换器中开关管的开关状态，以调节所述输出信号；
其中，所述辅助电路和所述反馈控制电路分别独立进行控制。
在本发明实施例中，功率变换器的辅助电路与功率变换器的负载耦接，被配置为响应于功率变换器的输出信号发生变化时启动，以直接向负载提供辅助电流来限制该负载的电压变动范围，由此，可以避免负载电压骤降或骤升产生尖峰的情况，保持了负载电压的严格调节，维持了负载电压的稳定性，提高了系统效率。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是现有技术的驱动电路的示意图；
图2是现有技术的驱动电路的工作示意图；
图3是本发明实施例的驱动电路的示意图；
图4是本发明实施例的一种功率变换器的辅助电路的示意图；
图5是本发明实施例的另一种功率变换器的辅助电路的示意图；
图6是本发明实施例的驱动电路的一种工作示意图；
图7是本发明实施例的又一种功率变换器的辅助电路的示意图；
图8是本发明实施例的又一种功率变换器的辅助电路的示意图；
图9是本发明实施例的驱动电路的一种工作示意图；
图10是本发明实施例的一种电压控制电流源电路的示意图；
图11是本发明实施例的另一种电压控制电流源电路的示意图；
图12是本发明实施例的又一种电压控制电流源电路的示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则在说明书的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1是现有技术的驱动电路的示意图。图2是现有技术的驱动电路的工作示意图。如图1所示，驱动电路1包括DC-DC变换器11、反馈控制电路12和电力输送网络13。其中，DC-DC变换器11基于输入电压Vin进行功率变换，以驱动负载Load工作。反馈控制电路12用于接收负载Load的反馈信号Vf，并基于反馈信号Vf生成控制信号PWM以调节DC-DC变换器11的输出功率。其中，DC-DC变换器11的输出电流为I_L。电力输送网络13由不同类型的电容(如C1和C2等)和功率传输路径中的寄生电阻和电感组合而成。其中，不同类型的电容用于衰减不同频率范围内的阻抗。
在现有技术中，为了保持阶跃电流变化大、压摆率快的负载Load两端的电压Vload稳定，通常采用大容量小寄生的输出滤波电容来调节负载Load两端的电压Vload。并且，由于电容值大的电容有很大的寄生效应(如铝电容)，寄生电容小的电容器件的电容值又较小(例如陶瓷电容)，现有技术通常采用不同类型的电容一起使用以衰减不同频率范围内的阻抗，使得整个工作频率范围内的阻抗足够小，以保持严格的电压调节，从而维持负载电压的稳定。
但是，在负载电流I_load越来越大，电流压摆率越来越快时，各类型的电容匹配也越来越难，同时物理空间和面积的限制也不允许过多的电容靠近负载。若不能维持严格的电压调节，负载Load两端的电压Vload会出现电压尖峰，如图2所示，在t0时刻，负载电流I_load变化较大，负载电压Vload骤降，出现电压尖峰，这可能会导致负载故障或者较大的功率损耗。由此，本实施例提供了一种功率变换器的辅助电路，以通过产生辅助电流限制负载电压的变化范围，从而更好的调节负载电压，保持负载电压的稳定性，进而减小功率损耗，提高电路的工作效率。
图3是本发明实施例的驱动电路的示意图。如图3所示，本发明实施例的驱动电路3包括功率变换器31、辅助电路34和反馈控制电路35。其中，功率变换器31被配置为接收输入电压Vin1，基于输入电压Vin1进行功率变换产生输出信号，以驱动负载R工作。反馈控制电路35被配置为根据功率变换器31的输出信号的反馈信号Vf控制功率变换器31的开关管的开关状态，以调节功率变换器31的输出信号。其中，功率变换器31的输出信号可以包括电压信号、电流信号I_L1、和/或功率信号。此外，驱动电路3还包括电力输送网络32，连接在功率变换器31和负载R之间，以及电力输送网络33，连接在负载R和辅助电路34之间。其中，电力输送网络32和电力输送网络33由不同类型的电容(如C1和C2等)和功率传输路径中的寄生电阻和电感组合而成。在本实施例中，功率变换器31的输出信号经过电力输送网络32后驱动负载R，因此，负载电流或负载电压等负载电信号的变化量能够表征功率变换器的输出信号的变化量。
辅助电路34被配置为响应于功率变换器31的输出信号发生变化时启动，以直接向负载提供辅助电流I_Au来限制负载的电压变动范围。进一步可选的，辅助电路34被配置为响应于功率变换器31的输出信号的变化量大于预定值时启动，以向负载提供辅助电流I_Au来限制负载的电压变动范围，从而避免负载电压尖峰、维持负载电压稳定。可选的，功率变换器31的输出信号的变化量可以为瞬时变化量，也即单位时间变化量，也可以为预定时间内的变化量。预定值可以根据具体应用场景设置，例如，预定值可以根据功率变换器的调节能力确定，本实施例并不对此进行限制。在一种可选的实现方式中，本实施例可以通过采集负载电信号的变化量确定功率变换器的输出信号的变化量。其中，负载电信号可以为负载两端的电压或流过负载的电流。可选的，本实施例的辅助电流可以根据负载电压确定。
在一种可选的实现方式中，在负载的电信号波动时，使得辅助电流I_Au的响应速度大于功率变换器的输出信号(例如输出电流I_L1)的响应速度，以通过辅助电流来限制负载的电压变动范围，避免负载电压尖峰，从而降低功率损耗、避免电路元件损坏。
在一种可选的实现方式中，辅助电路34被配置为通过辅助电流I_Au衰减所述功率变换器在预定频率范围内的输出阻抗，以限制所述负载的电压变动范围。可选的，辅助电路34被配置为通过辅助电流I_Au衰减功率变换器调节范围之外的频率范围内的输出阻抗，由此可以降低成本。
可选的，在本实施例中，辅助电路34与反馈控制电路35相互独立控制，彼此之间没有连接，也不进行通信。与辅助电路34和功率变换器31共享同一控制器相比，本实施例无需协调控制辅助电路34和反馈控制电路35，这显著简化了系统设计。进一步可选的，在本实施例中，反馈控制电路35根据反馈信号Vf生成控制信号以控制功率变换器31。辅助电路34根据反馈信号Vf生成辅助电流I_Au。在图3所示的示例中，反馈控制电路35和辅助电路34共用反馈信号Vf。应理解，图3中所示的负载电压的采样点仅仅是示例性的，其他能够表征负载电压的采样点，例如功率变换器31的输出端、辅助电路34的输出端等均可应用于本实施例中。在其他可选的实现方式中，反馈控制电路35和辅助电路34也可以采用不同负载电压采样点反馈的负载电压，本实施例并不对此进行限制。
本发明实施例的辅助电路在功率变换器的输出信号的变化量大于预定值时启动，以向负载提供辅助电流来限制该负载的电压变动范围，由此，可以避免负载电压骤降或骤升产生尖峰的情况，保持了负载电压的严格调节，维持了负载电压的稳定性，提高了系统效率。
在一种可选的实现方式中，辅助电路34包括一隔直电容，以通过放大该隔直电容的容值来限制负载的电压变动范围。由此，本实施例可以使得较小的隔直电容等效出较大的电容，无需设置过多输出滤波电容便可以衰减各频率范围的阻抗，并提供辅助电流来提高动态响应速度，进而可以保持负载电压的稳定性。
在一种可选的实现方式中，辅助电路还包括电压闭环调节电路，以根据隔直电容的电容电压采样信号和参考信号的误差确定辅助电流。可选的，隔直电容耦接在电压闭环调节电路的输出端和负载之间。进一步可选的，辅助电路还包括连接在负载和电压闭环调节电路的输出端之间的反馈电路，以获取电容电压采样信号。
图4是本发明实施例的一种功率变换器的辅助电路的示意图。如图4所示，辅助电路34包括隔直电容Cau、电压闭环调节电路41和反馈电路42。其中，隔直电容Cau耦接在负载R和电压闭环调节电路41的输出端之间，反馈电路42采集隔直电容Cau两端的电压，以获取电容电压采样信号Vf_Au。可选的，反馈电路42通过采集电压闭环电路41的输出电压Vo_A1和辅助电路的输出电压Vo_Au来确定隔直电容Cau两端的电压。容易理解，辅助电路34的输出电压Vo_Au也即电力输送网络33的输入电压，其也可以用来表征负载R的电压。也即，反馈电路42根据负载R的电压和电压闭环调节电路的输出电压Vo_A1获取隔直电容Cau的电压采样信号。电压闭环调节电路41根据隔直电容Cau的电容电压采样信号Vf_Au和参考信号Vref1的误差确定辅助电流I_Au，以通过辅助电流I_Au调节负载R的电压，从而限制负载R的电压变动范围，避免出现电压尖峰的情况。可选的，电压闭环调节电路41为线性电路或开关电路。进一步可选的，电压闭环调节电路41通过数字电路实现，也可通过模拟电路实现，本实施例并不对此进行限制。
在一种可选的实现方式中，反馈电路42包括串联连接在辅助电路34输出端和电压闭环调节电路41的输出端之间的第一电阻和第二电阻。其中，隔直电容Cau的容值放大系数根据第一电阻和第二电阻的比值确定。由此，本实施例基于功率变换器的具体应用场景或功率变换器的频率调节范围等来设置第一电阻和第二电阻的比值，和/或隔直电容Cau的容值，从而使得辅助电路34输出适宜的辅助电流I_Au来限制负载的电压变动范围。在其他可选的实现方式中，反馈电路42还可以由串联连接在辅助电路34输出端和电压闭环调节电路41的输出端之间的第一电容和第二电容组成，本实施例并不对反馈电路的设置进行限制。
本实施例可以通过反馈电路设置隔直电容的容值放大系数，并获取隔直电容的电容电压采样信号和参考信号的误差确定辅助电流，通过辅助电流限制负载的电压变动范围。由此，本实施例可以使得较小的隔直电容等效出较大的电容，无需设置过多输出滤波电容便可以衰减各频率范围的阻抗，并提供辅助电流来提高动态响应速度，进而可以保持负载电压的稳定性。
图5是本发明实施例的另一种功率变换器的辅助电路的示意图。在本实施例中，如图5所示，辅助电路34中的电压闭环调节电路41包括放大器A1。其中，放大器A1的增益为Gm，其输入端分别输入电容电压反馈信号Vf_Au和参考电压Vref1。辅助电路34中的反馈电路42包括第一电阻Z1和第二电阻Z2。其中，第一电阻Z1和第二电阻Z2串联后与隔直电容Cau并联连接在辅助电路34的输出端和放大器A1的输出端之间，第一电阻Z1和第二电阻Z2的公共端连接至放大器A1的反相输入端。
在本实施例中，基于图5中所示的辅助电路5可以得到：
反馈电路42的增益Ko＝Z2/(Z1+Z2) (1)
开环输出阻抗Zo＝Z_Cau//(Z1+Z2) (2)
由于(Z1+Z2)>>Z_Cau，
Figure BDA0003426632040000101
(3)
辅助电路34的环路增益G_Loop＝Gm*Ko*Zo (4)
Vo_A1–Vo_Au＝Gm*(Vref1–Vf_Au)*Zo (5)
Vf_Au＝Vo_Au*(1-Ko)+Vo_A1*Ko (6)
其中，开关输出阻抗Zo也即反馈电路42和隔直电容Cau的并联阻抗，“//”为并联阻抗运算符。在本实施例中，反馈电路42所在支路的阻抗(Z1+Z2)远大于隔直电容Cau所在支路的阻抗Z_Cau。因此，开环输出阻抗Zo近似等于隔直电容Cau所在支路的阻抗Z_Cau。Vo_A1为放大器A1的输出电压，Vo_Au为辅助电路34的输出电压，Vref1为参考电压，Vf_Au为电容电压反馈信号。
基于上述公式(1)-(6)，可以得到：
Vo_A1＝Vo_Au*[Ko-G_Loop/(1+G_Loop)]/Ko+Vref1*G_Loop/(1+G_Loop)/Ko(7)
其中，若环路增益G_Loop>>1，反馈电路42的增益Ko<<1，则可以得到：
Figure BDA0003426632040000111
基于公式(8)，可以得到辅助电路34的闭环输出阻抗
Figure BDA0003426632040000112
Figure BDA0003426632040000113
由此，辅助电路34可以作为一个增益为1/Ko的电容放大器。例如，若反馈电路42的增益Ko＝0.05，隔直电容Cau的电容值为1uF，则在辅助电路34中，隔直电容Cau可相当于20个1uF的电容并联。由此，本实施例可以在采用较少电容器件或者电容值低的电容器件的情况下，提供辅助电流以提高动态响应速度，进而维持负载电压的稳定性。
本实施例可以通过反馈电路设置隔直电容的容值放大系数，并获取隔直电容的电容电压采样信号和参考信号的误差确定辅助电流，通过辅助电流限制负载的电压变动范围。本实施例实现了采用较小的隔直电容来等效出较大的电容，无需设置过多输出滤波电容便可以衰减各频率范围的阻抗，并提供辅助电流来提高动态响应速度，进而可以保持负载电压的稳定性，避免出现电压尖峰，降低了系统损耗。
图6是本发明实施例的驱动电路的一种工作示意图。如图6所示，I_L0是未采用本实施例的辅助电路的功率变换器的输出电流，I_L1是采用本实施例的辅助电路的功率变换器的输出电流，I_load是采用了本实施例的辅助电路的负载电流，I_Au是本实施例的辅助电路输出的辅助电流，Vo_A1是本实施例的辅助电路的放大器的输出端口的电压，Vload0是未采用本实施例的辅助电路的负载电压，Vload1是采用了本实施例的辅助电路的负载电压。
在应用图4或图5所示的辅助电路之后，在瞬时时刻t1，负载电流I_load随着功率变换器31的输出电流I_L1快速增加，由于电力输送网络32的影响，负载R的电压会下降，辅助电路34通过采集获得隔直电容的电容电压反馈信号和参考电压，以基于放大器的输出端口电压Vo_A1实现对辅助电路中的隔直电容的放大，并输出动态响应速度较快的辅助电流I_Au，以对负载电压进行调节，避免出现电压尖峰问题，进而避免系统损坏或不必要的电能损耗。如图6所示，相对于未采用本实施例的辅助电路，采用本实施例的辅助电路后，功率变换器的输出电流I_L1更平滑，负载电压Vload1的调节速度较快，不会出现电压尖峰的情况。
在本实施例中，在负载电压Vload1稳定后，放大器的输出电压Vo_A1保持稳定，流过隔直电容的电流，也即辅助电路的输出电流I_Au降为0。由此，在本实施例，辅助电路通过在功率变换器的输出电流(或负载电流)变化过大而导致负载电压骤升或骤降时启动以避免出现电压尖峰问题，进而避免系统损坏或不必要的电能损耗。
在另一种可选的实现方式中，辅助电路34包括电压控制电流源电路，以根据功率变换器的输出信号的动态变化信息确定辅助电流，从而根据该辅助电流来限制负载的电压变动范围，避免出现电压尖峰的情况，降低系统损耗。可选的，在本实施例中，电压控制电流源电路可以为线性电路，也可以为开关电路。进一步可选的，本实施例的电压控制电流源电路可以通过数字放大电路实现，也可以通过模拟放大电路实现，本实施例并不对此进行限制。
在一种可选的实现方式中，辅助电路34还包括补偿电路，以对功率变换器31的输出信号的动态变化信息进行补偿，输出补偿信号，进而，电压控制电流源电路根据该补偿信号确定辅助电流。其中，补偿电路的输出端口连接至电压控制电流源电路的输入端口。可选的，本实施例的补偿电路通过对功率变换器31的输出信号的动态变化信息进行零极点补偿，以输出补偿信号。
进一步可选的，本实施例的辅助电路34还包括高通滤波器。其中，高通滤波器被配置为采集功率变换器31的输出信号的动态变化信息。可选的，本实施例的高通滤波器包括串联连接在功率变换器31的输出端口的第一电容和第三电阻。可选的，本实施例的补偿电路的输入端分别连接至功率变换器31的第一输出端、以及第一电容和第三电阻的公共端，以对高通滤波器采集的动态变化信息进行补偿。
图7是本发明实施例的又一种功率变换器的辅助电路的示意图。如图7所示，辅助电路34包括高通滤波器71、补偿电路72和电压控制电流源电路73。其中，高通滤波器71耦接在功率变换器31的输出端口，以采集功率变换器31的输出信号的动态变化信息。补偿电路71对动态变化信息进行补偿，生成补偿信号输入至电压控制电流源电路73中，进而，电压控制电流源电路73基于该补偿信号生成与功率变换器31的输出信号的动态变化信息对应的辅助电流I_Au，以对负载R的电压进行调节，限制负载R的电压变化范围，避免出现电压尖峰的情况，从而降低系统损耗。
可选的，在本实施例中，高通滤波器71用于采集功率变换器31的输出信号的动态变化信息，以使得变化量大于预定值的功率变换器31的输出信号通过，并将其输入至补偿电路72中进行零极点补偿，获得补偿信号，电压控制电流源电路73根据该补偿信号生成辅助电流I_Au，以通过向负载R提供辅助电流I_Au来限制负载R的电压变动范围。进一步可选的，本实施例可以通过设置高通滤波器71的参数，以使得高通滤波器71允许超出功率变换器31的调节范围之外的信号通过，从而可以基于功率变换器31和辅助电路34的共同调节来衰减各个频率下的阻抗，由此可以提供系统的动态调节速度。
本实施例可以通过辅助电路中的高通滤波器采集功率变换器31的输出信号的动态变化信息，经过补偿电路，以衰减有效频率范围内(例如高通滤波器的拐点频率和辅助电路控制带宽之间)的阻抗，由此，本实施例无需设置过多输出滤波电容便可以衰减各频率范围的阻抗，提高了负载瞬态性能，进而可以保持负载电压的稳定性。其中，超过一频率的信号通过高通滤波器时不再有衰减，则称该频率为高通滤波器的拐点频率。
图8是本发明实施例的又一种功率变换器的辅助电路的示意图。在本实施例中，如图8所示，辅助电路34包括高通滤波器71、补偿电路72和电压控制电流源电路73。其中，高通滤波器71包括电阻Rf和电容Cf。电阻Rf和电容Cf串联连接至功率变换器31的输出端。可选的，电阻Rf的一端连接至功率变换器31的正输出端，电容Cf的一端连接至功率变换器31的负输出端，电阻Rf和电容Cf的公共端连接至补偿电路72的输入端，补偿电路72的另一输入端连接至功率变换器31的正输出端。电压控制电流源电路73通过放大器A2实现。其中，放大器A2的增益为Gm1。补偿电路72的输出端分别连接至放大器A2的同相输入端和反相输入端。
在一种可选的实现方式中，补偿电路72用于调节系统的零极点，以使得系统更稳定。进一步地，补偿电路72可以仅调节有效频率范围内的零极点，本实施例并不对此进行限制。可选的，补偿电路72可以是现有的任何零极点的配置电路，根据系统需求进行设置。
具体地，在本实施例中，基于图8中所示的辅助电路8可以得到：
电容Cf和电阻Rf形成的高通滤波器71的传递函数为：
F_HP(s)＝s*Cf*Rf/(1+s*Cf*Rf)
当频率1/(2*π*Cf*Rf)远高于高通滤波器71的拐点频率时，
Figure BDA0003426632040000141
环路增益：G_Loop(s)＝F_HP(s)*F_comp(s)*Gm1*Zo2
闭环输出阻抗：Zo2c＝Zo2/(1+G_Loop(s))
其中，F_comp(s)为补偿电路72的函数，Zo2为放大器A2的输出端的等效阻抗。
由此可见，当有了足够的环路增益G_Loop(s)，则闭环输入阻抗Zo2c会在有效频率范围内显著衰减，提高了负载瞬态的性能，并减少了输出滤波电容的数量。
在本实施例中，高通滤波器71采集功率变换器31的输出信号的动态变化信息，并将该动态变化信息输入至补偿电路72中进行零极点补偿，获得补偿信号，电压控制电流源电路73根据该补偿信号生成辅助电流I_Au，以通过向负载R提供辅助电流I_Au来限制负载R的电压变动范围。由此，本实施例可以通过辅助电路中的高通滤波器采集功率变换器31的输出信号的动态变化信息，以衰减有效频率范围内的阻抗，由此，本实施例无需设置过多输出滤波电容便可以衰减各频率范围的阻抗，提高了负载瞬态性能，进而可以保持负载电压的稳定性。同时，由于负载电压能够被及时调节，不会出现电压尖峰，因此电压反馈信号较为稳定，从未可以进一步使得功率变换器的输出更稳定，进一步减小了损耗。
图9是本发明实施例的驱动电路的一种工作示意图。如图9所示，I_L0是未采用本实施例的辅助电路的功率变换器的输出电流，I_L'是采用本实施例的辅助电路的功率变换器的输出电流，I_load是采用了本实施例的辅助电路的负载电流，I_Au'是本实施例的辅助电路输出的辅助电流，Vload0是未采用本实施例的辅助电路的负载电压，Vload'是采用了本实施例的辅助电路的负载电压。
在应用图7或图8所示的辅助电路之后，在瞬时时刻t2，负载电流I_load随着功率变换器31的输出电流I_L'快速增加，由于电力输送网络32的影响，负载R的电压会下降，辅助电路34中的高通滤波器71采集功率变换器31的输出信号的动态变化信息，并将该动态变化信息输入至补偿电路72中进行零极点补偿，获得补偿信号，电压控制电流源电路73根据该补偿信号生成辅助电流I_Au'，以通过向负载R提供辅助电流I_Au'来限制负载R的电压变动范围，以实现对负载电压的调节，避免出现电压尖峰问题，进而避免系统损坏或不必要的电能损耗。如图9所示，相对于未采用本实施例的辅助电路，采用本实施例的辅助电路后，功率变换器的输出电流I_L'更平滑，负载电压Vload'的调节速度较快，不会出现电压尖峰的情况。
在本实施例中，在负载电压Vload'稳定后，辅助电路的输出电流I_Au'降为0，辅助电路停止工作。由此，在本实施例，辅助电路通过在功率变换器的输出电流(或负载电流)变化过大而导致负载电压骤升或骤降时启动以避免出现电压尖峰问题，进而避免系统损坏或不必要的电能损耗。
本实施例通过采用相对于功率变换器31响应速度更快的辅助电路34，以在负载电信号变化速率过快时启动调节负载电压，以避免出现电压尖峰造成器件损坏或不必要的电能损耗等情况。
在一种可选的实现方式中，图7和图8中的电压控制电流源电路可以为线性放大电路或开关转换放大电路，也可以为数字控制放大电路，本实施例并不对此进行限制。
图10是本发明实施例的一种电压控制电流源电路的示意图。如图10所示，本实施例的电压控制电流源电路10为线性放大电路。电压控制电流源电路10包括误差模块101、线性放大模块102、开关模块103和上拉电源VIN1。上拉电源VIN1被配置为根据开关模块103的开关状态提供电压。
误差模块101用于计算输入端输入的电压VP1和VN1之间的误差信号(VP1-VN1)，并判断误差信号(VP1-VN1)是否满足条件。在误差信号(VP1-VN1)满足预定条件时，控制电压控制电流源电路10使能，否则禁止电压控制电流源电路10使能。可选的，在本实施例中，误差信号(VP1-VN1)满足预定条件，也即误差信号(VP1-VN1)在死区(-ΔV1—+ΔV1)内。在本实施例中，ΔV1的值根据具体应用场景确定。其中，例如，在本实施例的辅助电路34中，误差信号也即补偿电路输出的补偿信号，ΔV1的值根据需要辅助电路调节的功率变换器的输出信号的变化量确定，这是为了确保辅助电路仅在负载瞬变足够大时才运行，这样可以节省辅助电路的功耗。
线性放大模块102被配置为响应于所述误差信号满足预定条件，根据误差信号和输出电流I_A1_Out1的采样信号Si1生成开关控制信号。在一种可选的实现方式中，线性放大模块102包括误差放大器Am1和误差放大器Am2。误差放大器Am1的输出端连接至开关S1的控制端，用于根据输入误差信号(VP1-VN1)和输出电流I_A1_Out1的采样信号Si1生成开关S1的开关控制信号PM1，以通过开关控制信号PM1调节开关S1的栅极电压来调节其导通电阻，从而控制电压控制电流源电路生成输出电流I_A1_Out1。误差放大器Am2的输出端连接至开关S2的控制端，用于根据输入误差信号(VP1-VN1)和输出电流I_A1_Out1的采样信号Si1生成开关S2的开关控制信号PM2，以通过开关控制信号PM2调节开关S2的栅极电压来调节其导通电阻，从而控制电压控制电流源电路生成输出电流I_A1_Out1。其中，当开关S1受控导通时，输出电流I_A1_Out1大于0，也即处于电流流出状态，当开关S2受控导通时，输出电流I_A1_Out1小于0，也即处于电流流入状态。
开关模块103被配置为受控于线性放大模块102输出的开关控制信号调节开关状态。在一种可选的实现方式中，开关模块103包括开关S1和开关S2。其中，开关S1和开关S2串联连接在上拉电源VIN1和接地端之间，开关S1和S2的公共端连接至电压控制电流源电路的输出端。可选的，开关S1和S2采用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。但是，其它类型的电控开关器件，例如，双极性晶体管(BJT)以及绝缘栅型晶体管(IGBT)也均可以作为本实施例的开关。
如图10所示，在本实施例中，根据误差信号的大小通过控制引脚EN1和EN2分别控制误差放大器AM1和AM2的工作状态。在误差信号(VP1-VN1)满足预定条件时，控制误差放大器AM1和AM2工作。具体地，误差放大器AM1和AM2根据误差信号(VP1-VN1)和输出电流I_A1_Out1的采样信号Si1输出开关S1和S2的开关控制信号PM1和PM2，以通过调节开关S1和S2的栅极电压来调节电压控制电流源电路输出电流信号I_A1_Out1。在误差信号(VP1-VN1)不满足预定条件时，误差放大器AM1和AM2被禁用，从而电压控制电流源电路10不工作。
由此，当图10所示的电压控制电流源电路10应用至本实施例的辅助电路中时，以应用至辅助电路34为例，当补偿电路输出的补偿信号满足预定条件时，也即功率变换器的输出信号的变化量大于预定值时控制电压控制电流源电路10工作，也即控制辅助电路工作，以输出辅助电流来调节负载电压，从而可以在负载电信号变化过快时提高负载电压的稳定性。并且，当功率变换器的输出信号的变化量小于或等于预定值，负载电信号变化较为平稳时，控制电压控制电流源电路10禁止工作，也即此时无需启动辅助电路工作。
图11是本发明实施例的另一种电压控制电流源电路的示意图。如图11所示，本实施例的电压控制电流源电路11为开关转换放大电路。电压控制电流源电路11包括误差模块111、电流模式控制器112、PWM驱动电路113、开关变换器114和上拉电源VIN2。其中，误差模块111、电流模式控制器112、PWM驱动电路113用于生成控制开关变换器114的控制信号，上拉电源VIN2被配置为开关变换器114提供电压。
误差模块111用于计算输入端输入的电压VP2和VN2之间的误差信号(VP2-VN2)，并判断误差信号(VP2-VN2)是否满足条件。在误差信号(VP2-VN2)满足预定条件时，控制电压控制电流源电路11使能，否则禁止电压控制电流源电路11使能。可选的，在本实施例中，误差信号(VP2-VN2)满足预定条件，也即误差信号(VP2-VN2)在死区(-ΔV2—+ΔV2)内。在本实施例中，ΔV2的值根据具体应用场景确定。其中，例如，在本实施例的辅助电路34中，误差信号也即补偿电路输出的补偿信号，表征功率变换器的输出信号的动态变化信息。由此，ΔV2的值根据需要辅助电路调节的功率变换器的输出信号的变化量确定，以使得在功率变换器的输出信号的变化量足够大需要辅助电路调节时才启动辅助电路，以进一步节约功耗。
开关变换器114包括开关S3、开关S4和电感器件L。其中，开关S3和开关S4串联连接在上拉电源VIN2和接地端之间，电感器件L连接在开关S3和开关S4的公共端和电压控制电流源电路11的输出端之间。应理解，开关变换器114可以为升压型拓扑、降压型拓扑、升降压型拓扑、Zeta拓扑、Sepic拓扑、Cuk拓扑、反激式变换器、正激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器、全桥式变换器和LLC变换器中的任一种。可选的，开关S3和S4采用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。但是，其它类型的电控开关器件，例如，双极性晶体管(BJT)以及绝缘栅型晶体管(IGBT)也均可以作为本实施例的开关。
电流模式控制器112被配置为根据误差信号(VP2-VN2)和输出电流I_A1_Out2的采样信号Si2之间的误差生成一信号以控制PWM驱动电路113生成开关变换器114的控制信号。
在本实施例中，根据误差信号(VP2-VN2)的大小(也即是否满足预定条件)通过控制引脚EN3来控制PWM驱动电路113的工作状态。其中，响应于误差信号的大小满足预定条件，控制PWM驱动电路113工作，响应于误差信号的大小不满足预定条件，控制PWM驱动电路113禁止工作。
PWM驱动电路113被配置为根据电流模式控制器112的输出信号生成开关变换器114的控制信号PM3和PM4，以控制开关S3和开关S4的开关状态，也即通过控制开关S3和S4的占空比来调节电压控制电流源电路11的输出电流I_A1_Out2。其中，开关变换器114的控制信号PM3和PM4的占空比根据电流模式控制器112的输出信号确定。
由此，当图11所示的电压控制电流源电路11应用至本实施例的辅助电路中时，以应用至辅助电路34为例，当补偿电路输出的误差信号满足预定条件时，也即功率变换器的输出信号的变化量大于预定值时，控制电压控制电流源电路11工作，也即控制辅助电路工作，以输出辅助电流来调节负载电压，从而可以在负载电信号变化过快时提高负载电压的稳定性。并且，当功率变换器的输出信号的变化量小于或等于预定值，负载电信号变化较为平稳时，控制电压控制电流源电路11禁止工作，也即此时无需启动辅助电路工作。
图12是本发明实施例的又一种电压控制电流源电路的示意图。如图12所示，本实施例的电压控制电流源电路12为数字控制放大电路。电压控制电流源电路12包括误差模块121、ADC电路122和开关单元123。可选的，电压控制电流源电路12还包括与开关单元123并联连接的输出电容CBS。输出电容CBS用于提高输出电流I_A1_C和输出电压VOUT的稳定性。
误差模块121用于计算输入端输入的电压VP3和VN3之间的差值(VP3-VN3)以确定误差信号Vpn，并判断误差信号Vpn是否满足条件。在误差信号Vpn满足预定条件时，控制电压控制电流源电路12使能，否则禁止电压控制电流源电路12使能。可选的，在本实施例中，误差信号Vpn满足预定条件，也即误差信号Vpn在死区(-ΔV3—+ΔV3)内。在本实施例中，ΔV3的值根据具体应用场景确定。其中，例如，在本实施例的辅助电路34中，误差信号也即补偿电路输出的补偿信号，ΔV3的值根据需要辅助电路调节的功率变换器的输出信号的的变化量确定，以使得在功率变换器的输出信号的变化量足够大需要辅助电路调节时才启动辅助电路，以进一步节约功耗。
在一种可选的实现方式中，ADC电路122为快速ADC电路，被配置为将误差信号Vpn转换为数字控制信号，以控制开关单元123的开关状态，从而控制输出电流I_A1_C。
开关单元123受控于电压VDD以及ADC电路122输出的数字控制信号来切换开关状态。在一种可选的实现方式中，开关单元123包括并联连接的N个场效应管模块FET#1-FET#N，其中，N大于等于1。ADC电路122输出N个数字控制信号T1-TN以分别控制场效应管模块FET#1-FET#N。可选的，以场效应管模块FET#1为例，场效应管模块FET#1包括电平转换器a、驱动器DC和开关管S5。其中，电平转换电路a被配置为对ADC电路122输出的数字控制信号T1进行电平转换，以生成场效应管模块FET#1所需的开关控制信号T1'，以通过驱动器DC控制开关管S5的开关状态。应理解，其他场效应管模块的控制原理与场效应管模块FET#1类似，在此不再赘述。
在一种可选的实现方式中，电压控制电流源电路12还包括温度传感器124、补偿电路125和线性稳压器126。其中，温度传感器124被配置为实时检测环境温度。补偿电路125被配置为根据当前电路的输入电压VIN3、输出电压VOUT和环境温度生成补偿信号TT，以对输入电压VIN3、输出电压VOUT和环境温度的变化进行补偿。线性稳压器126被配置为根据补偿信号TT进行稳压操作。由此，本实施例可以使得开关单元123中的至少部分场效应管模块可以在任意输入电压VIN3、输出电压VOUT和环境温度下提供电路所需的电流，提高了电路的实用范围。
应理解，图10-图12中所示的电压控制电流源电路仅仅是示例性的，其他类型的线性放大器、开关转换放大器和数字控制放大电路均可应用于本实施例中，本实施例并不对此进行限制。
本发明实施例中的辅助电路响应于功率变换器的输出信号的变化量大于预定值启动，以向负载提供辅助电流来限制该负载的电压变动范围，由此，可以避免负载电压骤降或骤升产生尖峰的情况，保持了负载电压的严格调节，维持了负载电压的稳定性，提高了系统效率。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (31)

1.一种用于功率变换器的辅助电路，其特征在于，所述辅助电路与所述功率变换器的负载耦接，并被配置为响应于所述功率变换器的输出信号发生变化时启动，以直接向负载提供辅助电流来限制所述负载的电压变动范围。
2.根据权利要求1所述的辅助电路，其特征在于，所述辅助电路响应于所述功率变换器的输出信号的变化量大于预定值时启动。
3.根据权利要求1所述的辅助电路，其特征在于，所述辅助电流的响应速度大于所述功率变换器的输出信号的响应速度。
4.根据权利要求1所述的辅助电路，其特征在于，所述辅助电路被配置为通过所述辅助电流衰减所述功率变换器在预定频率范围内的输出阻抗，以限制所述负载的电压变动范围。
5.根据权利要求1所述的辅助电路，其特征在于，所述辅助电路被配置为根据所述负载的电压确定所述辅助电流。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的辅助电路，其特征在于，所述辅助电路包括隔直电容；
所述辅助电路被配置为放大所述隔直电容的容值，以限制所述负载的电压变动范围。
7.根据权利要求6所述的辅助电路，其特征在于，所述辅助电路包括：
电压闭环调节电路，被配置为根据所述隔直电容的电容电压采样信号和参考信号的误差确定所述辅助电流。
8.根据权利要求7所述的辅助电路，其特征在于，所述隔直电容耦接在所述电压闭环调节电路的输出端和所述负载之间。
9.根据权利要求7所述的辅助电路，其特征在于，所述辅助电路还包括：
反馈电路，串联连接在所述辅助电路的输出端和所述电压闭环调节电路的输出端之间，被配置为获取所述电容电压采样信号。
10.根据权利要求9所述的辅助电路，其特征在于，所述反馈电路被配置为根据所述负载的电压和所述电压闭环调节电路的输出电压获取所述电压采样信号。
11.根据权利要求9或10所述的辅助电路，其特征在于，所述反馈电路包括：
第一电阻和第二电阻；
所述隔直电容的容值放大系数根据所述第一电阻和第二电阻的比值确定。
12.根据权利要求7所述的辅助电路，其特征在于，所述电压闭环调节电路为线性电路或开关电路。
13.根据权利要求7所述的辅助电路，其特征在于，所述电压闭环调节电路为数字电路或模拟电路。
14.根据权利要求1-5中任一项所述的辅助电路，其特征在于，所述辅助电路包括：
电压控制电流源电路，被配置为根据所述功率变换器的输出信号的动态变化信息确定所述辅助电流。
15.根据权利要求14所述的辅助电路，其特征在于，所述辅助电路包括：
补偿电路，所述补偿电路的输出端口连接至所述电压控制电流源电路的输入端口，被配置为对所述动态变化信息进行补偿，输出补偿信号；
所述电压控制电流源电路被配置为根据所述补偿信号确定所述辅助电流。
16.根据权利要求15所述的辅助电路，其特征在于，所述补偿电路被配置为对所述动态变化信息进行零极点补偿，输出所述补偿信号。
17.根据权利要求15或16所述的辅助电路，其特征在于，所述辅助电路还包括：
高通滤波器，被配置为采集所述动态变化信息。
18.根据权利要求17所述的辅助电路，其特征在于，所述高通滤波器包括串联连接在所述功率变换器的输出端口的第一电容和第三电阻。
19.根据权利要求18所述的辅助电路，其特征在于，所述补偿电路的输入端分别连接至所述功率变换器的第一输出端、以及所述第一电容和第三电阻的公共端。
20.根据权利要求14所述的辅助电路，其特征在于，所述电压控制电流源电路为线性电路或开关电路。
21.根据权利要求14所述的辅助电路，其特征在于，所述电压控制电流源电路为数字放大电路或模拟放大电路。
22.根据权利要求20或21所述的辅助电路，其特征在于，所述电压控制电流源电路包括：
第一误差模块，被配置为计算输入信号之间的误差信号，并判断所述误差信号是否满足预定条件；
线性放大模块，被配置为响应于所述误差信号满足预定条件，根据误差信号和所述电压控制电流源电路的输出电流的采样信号生成开关控制信号；
开关模块，被配置为受控于所述开关控制信号切换开关状态。
23.根据权利要求22所述的辅助电路，其特征在于，所述开关模块包括第一开关和第二开关；
所述第一开关和第二开关串联连接在上拉电源和接地端之间，所述第一开关和第二开关的公共端连接至所述电压控制电流源电路的输出端。
24.根据权利要求23所述的辅助电路，其特征在于，所述线性放大模块包括第一误差放大器和第二误差放大器；
所述第一误差放大器的输出端连接至所述第一开关的控制端，所述第二误差放大器的输出端连接至所述第二开关的控制端，以通过调节所述第一开关和第二开关的栅极电压来调节所述辅助电流。
25.根据权利要求20或21所述的辅助电路，其特征在于，所述电压控制电流源电路包括：
第二误差模块，被配置为计算输入信号之间的误差信号，并判断所述误差信号是否满足预定条件；
开关变换器，被配置为调节所述电压控制电流源电路的输出电流；
PWM驱动电路，被配置为生成所述开关变换器的控制信号；
电流模式控制器，被配置为根据所述误差信号和所述电压控制电流源电路的输出电流的采样信号控制驱动所述PWM驱动电路。
26.根据权利要求25所述的辅助电路，其特征在于，所述开关变换器包括第三开关、第四开关和电感器件；
所述第三开关和所述第四开关串联连接在上拉电源与接地端之间，所述电感器件连接在所述第三开关和第四开关的公共端和所述电压控制电流源电路的输出端之间。
27.根据权利要求21所述的辅助电路，其特征在于，所述电压控制电流源电路包括：
第三误差模块，被配置为计算输入信号之间的误差信号；
ADC电路，被配置为将所述误差信号转换为数字控制信号；
开关单元，被配置为受控于所述数字控制信号切换开关状态，以输出所述辅助电流。
28.根据权利要求27所述的辅助电路，其特征在于，所述开关单元包括并联连接的多个场效应管模块。
29.根据权利要求28所述的辅助电路，其特征在于，所述场效应管模块包括：
电平转换单元，被配置为将对应的数字控制信号进行电平转换，以生成对应的场效应管所需的开关控制信号；
开关管，受控于所述开关控制信号切换开关状态；
驱动电路，被配置为根据所述开关控制信号控制所述开关管切换开关状态。
30.根据权利要求27所述的辅助电路，其特征在于，所述电压控制电流源电路还包括：
温度传感器，被配置为实时检测环境温度；
补偿电路，被配置为根据对应的输入电压、输出电压和环境温度生成补偿信号；以及
线性稳压器，被配置为根据补偿信号进行稳压操作。
31.一种驱动电路，其特征在于，所述驱动电路包括：
如权利要求1-30中任一项所述的辅助电路；
功率变换器，被配置为接收输入电压，并经过功率变换产生输出信号以驱动负载；
反馈控制电路，被配置为根据所述功率变换器的输出信号的反馈信号控制所述功率变换器中开关管的开关状态，以调节所述输出信号；
其中，所述辅助电路和所述反馈控制电路分别独立进行控制。
CN202111582598.6A 2021-12-22 2021-12-22 功率变换器的辅助电路和驱动电路 Active CN114285248B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111582598.6A CN114285248B (zh) 2021-12-22 2021-12-22 功率变换器的辅助电路和驱动电路
US18/079,132 US20230198392A1 (en) 2021-12-22 2022-12-12 Auxiliary circuit of power converter and driving circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111582598.6A CN114285248B (zh) 2021-12-22 2021-12-22 功率变换器的辅助电路和驱动电路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN114285248A true CN114285248A (zh) 2022-04-05
CN114285248B CN114285248B (zh) 2023-09-15

Family

ID=80874349

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111582598.6A Active CN114285248B (zh) 2021-12-22 2021-12-22 功率变换器的辅助电路和驱动电路

Country Status (2)

Country Link
US (1) US20230198392A1 (zh)
CN (1) CN114285248B (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070096703A1 (en) * 2005-10-31 2007-05-03 Praveen Jain Dynamic conversion circuit for a voltage regulator module
CN105871181A (zh) * 2016-05-16 2016-08-17 南京矽力杰半导体技术有限公司 功率变换器及其功率级电路
CN105978367A (zh) * 2016-06-30 2016-09-28 成都融创智谷科技有限公司 一种基于负载电压反馈控制的电源系统
CN106160434A (zh) * 2016-07-22 2016-11-23 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 纹波抑制方法、电路及应用其的负载驱动电路
CN113342110A (zh) * 2021-06-21 2021-09-03 电子科技大学 一种带动态零点补偿的误差放大器电路

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070096703A1 (en) * 2005-10-31 2007-05-03 Praveen Jain Dynamic conversion circuit for a voltage regulator module
CN105871181A (zh) * 2016-05-16 2016-08-17 南京矽力杰半导体技术有限公司 功率变换器及其功率级电路
CN105978367A (zh) * 2016-06-30 2016-09-28 成都融创智谷科技有限公司 一种基于负载电压反馈控制的电源系统
CN106160434A (zh) * 2016-07-22 2016-11-23 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 纹波抑制方法、电路及应用其的负载驱动电路
CN113342110A (zh) * 2021-06-21 2021-09-03 电子科技大学 一种带动态零点补偿的误差放大器电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN114285248B (zh) 2023-09-15
US20230198392A1 (en) 2023-06-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105450024B (zh) 多级放大器
TWI546642B (zh) 二級低壓降線性電源供應系統與方法
TWI533582B (zh) 調適性整合類比控制系統補償
US8044650B2 (en) Methods and apparatus for current sensing in mutually coupled inductors
JP2007159395A (ja) ヒステリシススイッチングレギュレータ
CN103329416A (zh) 在开关模式电源中的无损电感器电流感测
EP2850727A1 (en) Integrated start-up bias boost for dynamic error vector magnitude enhancement
CN101167031A (zh) 补偿负载电容对功率调节器的影响的装置和方法
US9541933B2 (en) High speed regulator with low capacitor values
US7352161B2 (en) Burst-mode switching voltage regulator with ESR compensation
CN103299524A (zh) 具有串行通信接口的用户可配置、效率优化的电力/能量转换切换模式电力供应器
US8692530B2 (en) Efficiency-optimizing, calibrated sensorless power/energy conversion in a switch-mode power supply
TW201820067A (zh) 切換調整器同步節點緩衝器電路
US20140269840A1 (en) Temperature detecting circuit and method thereof
US8456147B2 (en) User-configurable, efficiency-optimizing, calibrated sensorless power/energy conversion switch-mode power supply with a serial communications interface
US10170992B1 (en) Adaptive amplification active filter for divider-less high frequency DC-DC converters
CN115250063A (zh) 用于半导体调节器的有源补偿电路
JP2020194269A (ja) ボルテージレギュレータ
TW201243533A (en) Power source equipment
CN114285248B (zh) 功率变换器的辅助电路和驱动电路
US11569741B2 (en) Compensation in a voltage mode switch-mode converter
US10963032B2 (en) Power supply with power delivery network equalization
JP3684963B2 (ja) 電圧レギュレータ回路
US20240126311A1 (en) Voltage regulators with sliced pole tracking
CN114070056A (zh) 用于dc-dc转换器的误差放大器电路、dc-dc转换器和控制器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant