CN114244666A - 极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质 - Google Patents

极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质 Download PDF

Info

Publication number
CN114244666A
CN114244666A CN202111567505.2A CN202111567505A CN114244666A CN 114244666 A CN114244666 A CN 114244666A CN 202111567505 A CN202111567505 A CN 202111567505A CN 114244666 A CN114244666 A CN 114244666A
Authority
CN
China
Prior art keywords
baseband signal
signal
handed
synthesized
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202111567505.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN114244666B (zh
Inventor
贺庆
舒畅
马超
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chongqing One Space Aerospace Technology Co Ltd
Beijing Zero One Space Electronics Co Ltd
Beijing Zero One Space Technology Research Institute Co Ltd
Chongqing Zero One Space Technology Group Co Ltd
Xian Zero One Space Technology Co Ltd
Original Assignee
Chongqing One Space Aerospace Technology Co Ltd
Beijing Zero One Space Electronics Co Ltd
Beijing Zero One Space Technology Research Institute Co Ltd
Chongqing Zero One Space Technology Group Co Ltd
Xian Zero One Space Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chongqing One Space Aerospace Technology Co Ltd, Beijing Zero One Space Electronics Co Ltd, Beijing Zero One Space Technology Research Institute Co Ltd, Chongqing Zero One Space Technology Group Co Ltd, Xian Zero One Space Technology Co Ltd filed Critical Chongqing One Space Aerospace Technology Co Ltd
Priority to CN202111567505.2A priority Critical patent/CN114244666B/zh
Publication of CN114244666A publication Critical patent/CN114244666A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN114244666B publication Critical patent/CN114244666B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/10—Polarisation diversity; Directional diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明提供一种极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质，所述方法包括：对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元；将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字；根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率；本发明能够不依赖码元出现概率得到当前接收信号中的多普勒频移值，从而提高了极化分集接收的精度。

Description

极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质
技术领域
本发明涉及信号处理技术领域，具体涉及一种极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质。
背景技术
PCM/FM调制解调体制作为遥测系统中的主要通信体制，传统的解调方式以叉积鉴频解调为主。叉积鉴频这种解调方式存在门限效应，即当解调端输入信号的信噪比较低时，输出端信噪比就会急剧降低。而在遥测领域，对遥测接收机灵敏度性能尤其关注，希望在解调门限点处的输入信噪比能够更低，以提高遥测接收机的灵敏度。但随着遥测数据码率不断提高，遥测作用距离不断增大，PCM/FM信号鉴频解调的门限效应和功率利用率低等问题日益突出，亟待解决。将极化分集合成技术应用与PCM/FM信号的解调，可以在不增加传输功率和带宽的前提下，提高信噪比降低解调误码率。
传统分集合成框架使用叉积解调+峰值检波+二阶环路滤波+反馈NCO的方式补偿多普勒频移，二阶环路起平滑作用。在这种方式下环路滤波的输入可以等效于混杂在一起的基带数据+多普勒频移，在基带数据出现1、-1的总概率不相等时，计算得出的多普勒频移值会向出现基带数据出现概率高的方向随时间无限偏移，导致系统性能受很大影响。
发明内容
针对现有技术中所存在的不足，本发明提供的极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质，解决了现有技术中计算得到的多普勒频移值会向基带数据出现概率高的方向偏移的问题，本发明能够不依赖码元出现概率得到当前接收信号中的多普勒频移值，并且将当前解算时刻得到的多普勒频移值反馈调节本地NCO的载波输出频率，达到减小下一个信号的多普勒频移，从而提高了极化分集接收的精度。
第一方面，本发明提供一种极化分集接收方法，所述方法包括：获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元；将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字；根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。
可选地，获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号，包括：将接收端极化天线输出的左旋信号和右旋信号分别进行正交下变频，得到第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号；对所述第一同相基带信号、所述第二同相基带信号、所述第一正交基带信号和所述第二正交基带信号进行差模环收敛，得到同相收敛基带信号和正交收敛基带信号；根据目标合并权重对所述同相收敛基带信号和所述正交收敛基带信号进行最大比合并，得到当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号。
可选地，在将接收端极化天线输出的左旋信号和右旋信号分别进行正交下变频，得到第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号之后，所述方法还包括：根据第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号，计算出左旋噪声功率、右旋噪声功率、左旋信号功率和右旋信号功率；根据左旋信号功率和左旋噪声功率得到左旋信噪比，根据右旋信号功率和右旋噪声功率得到右旋信噪比；根据所述左旋信噪比和右旋信噪比的比值，得到所述目标合并权重。
可选地，根据第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号，计算出左旋噪声功率和右旋噪声功率，包括：根据所述第一同相基带信号和所述第一正交基带信号得到第一瞬时幅值，根据所述第二同相基带信号和所述第二正交基带信号，得到第二瞬时幅值；根据梯度下降法对所述第一瞬时幅值和所述第二瞬时幅值进行拟合，得到第一拟合幅值和第二拟合幅值；根据所述第一瞬时幅值和所述第一拟合幅值得到第一瞬时噪声功率，根据所述第二瞬时幅值和所述第二拟合幅值，得到第二瞬时噪声功率；根据梯度下降方法对所述第一瞬时噪声功率和所述第二瞬时噪声功率分别进行拟合，得到左旋噪声功率和右旋噪声功率。
可选地，根据第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号，计算出左旋信号功率和右旋信号功率，包括：根据所述第一拟合幅值得到左旋信号总功率，根据所述第二拟合幅值得到右旋信号总功率；根据所述左旋信号总功率与所述左旋噪声功率的差值得到所述左旋信号功率，根据所述右旋信号总功率与所述右旋噪声功率的差值得到所述右旋信号功率。
可选地，根据梯度下降法对所述第一瞬时幅值进行拟合得到第一拟合幅值，包括：根据当前解算时刻的第一瞬时幅值和上一个解算时刻的第一目标拟合幅值，得到第一损失函数；根据当前解算时刻的第一损失函数和上一个解算时刻的第一目标损失函数，得到第一瞬时梯度；根据所述第一瞬时梯度和上一个解算时刻的第一目标拟合权重，得到当前解算时刻的第一拟合权重；根据所述第一拟合权重和所述第一目标拟合幅值，得到当前解算时刻的第一拟合幅值。
可选地，根据左旋信号功率和左旋噪声功率得到左旋信噪比，包括：根据左旋信号功率和左旋噪声功率得到信号与噪声功率的比值的计算公式为：S/N＝(Pm1(t)-Nm1(t))/Nm1(t)；根据信号与噪声功率的比值得到左旋信噪比的计算公式为：
Rl＝10log10S/N；其中，S/N为信号与噪声功率的比值，Rl为左旋信噪比。
第二方面，本发明提供一种极化分集接收装置，所述装置包括：基带信号获取模块，用于获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号；运算模块，用于对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率；位同步模块，用于对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元；数值转换模块，用于将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字；计算模块，用于根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。
第三方面，本发明提供一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现以下步骤：获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元；将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字；根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。
第四方面，本发明提供一种可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现以下步骤：获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元；将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字；根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
本发明将当前解算时刻得到的合成同相基带信号和合成正交基带信号使用arctan加差分的方式，获得替代叉积解调获得混杂在一起的基带数据和当前瞬时频率；与此同时，将当前解算时刻得到的合成同相基带信号和合成正交基带信号使用叉积解调加位同步获得解调基带码元，将解调基带码元进行数值换算得到当前频率控制字；最后将当前瞬时频率和当前频率控制字相减并加权累加，得到分离码元信息的目标多普勒频移值，并将目标多普勒频移值反馈调节本地NCO的载波输出频率。因此，本发明提供的极化分集接收方法能够不依赖码元出现概率得到当前接收信号中的多普勒频移值，并且将当前解算时刻得到的多普勒频移值反馈调节本地NCO的载波输出频率，达到减小下一个信号的多普勒频移，从而提高了极化分集接收的精度。
附图说明
图1所示为本发明实施例提供的一种极化分集接收方法的流程示意图；
图2所示为图1中步骤S101的具体流程示意图；
图3所示为本发明实施例提供的一种正交下变频的流程示意图；
图4所示为本发明实施例提供的一种共模环的流程示意图；
图5所示为本发明实施例提供的另一种极化分集接收方法的流程示意图；
图6所示为本发明实施例提供的又一种极化分集接收方法的流程示意图；
图7所示为本发明实施例提供的一种信噪比的曲线示意图；
图8所示为本发明实施例提供的一种极化分集接收装置的结构示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
图1所示为本发明实施例提供的一种极化分集接收方法的流程示意图；如图1所示，所述极化分集接收方法具体包括以下步骤：
步骤S101，获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号。
在本实施例中，如图2所示，获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号具体包括以下步骤：
步骤S201，将接收端极化天线输出的左旋信号和右旋信号分别进行正交下变频，得到第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号；
需要说明的是，发射端发出的信号被被接收端的极化天线接收并处理后得到2路中频信号，经过数字AGC进行增益，并得到两通道对应的增益权重。
此时，左旋信号＝A1sin(2π(fc+fd1+∫f(τ)dτ)+pd1)+n1
右旋信号＝A2sin(2π(fc+fd2+∫f(τ)dτ)+pd2)+n2
其中，fc是信号被采样后的中心频率，fd1与fd2是两路信号不同的多普勒频移，∫f(τ)dτ)是PCM/FM码元信息，pd1与pd2是两路信号不同的相偏，n1与n2是两路输入噪声，A1与A2是它们的信号幅度。
如图3所示，使用xilinx IP NCO输出相干载波进行正交下变频，NCO输出的相干载波频率由差模环与共模环共同调整。滤波抽取部分使用xilinx IP CIC滤波器。
NCO1输出波形：
NCO1sin＝sin(2π(fc+floopout)+ploopout)
NCO1cos＝cos(2π(fc+floopout)+ploopout)
NCO2输出波形：
NCO2sin＝sin(2π(fc-floopout)-ploopout)
NCO2cos＝cos(2π(fc-floopout)-ploopout)
其中，floopout是差模环的等效输出频率，ploopout是差模环的瞬时相位。
左旋信号进行正交下变频后的波形为：
Q1＝sin(2π(fd1-floopout+∫f(τ)dτ)+pd1-ploopout)+n1
I1＝cos(2π(fd1-floopout+∫f(τ)dτ)+pd1-ploopout)+n1
左旋信号进行正交下变频后波形为：
Q2＝sin(2π(fd2+floopout+∫f(τ)dτ)+pd2+ploopout)+n2
I2＝cos(2π(fd2+floopout+∫f(τ)dτ)+pd2+ploopout)+n2
其中，I1表示第一同相基带信号，Q1表示第一正交基带信号，I2表示第二同相基带信号，Q2表示第二正交基带信号。
步骤S202，对所述第一同相基带信号、所述第二同相基带信号、所述第一正交基带信号和所述第二正交基带信号进行差模环收敛，得到同相收敛基带信号和正交收敛基带信号；
需要说明的是，首先将所述第一同相基带信号、所述第二同相基带信号、所述第一正交基带信号和所述第二正交基带信号根据以下公式进行运算：
I1*Q2-Q1*I2＝sin(2π(fd1-fd2-2floopout)+pd1-pd2-2ploopout)，再把运算结果经过二阶环路滤波器平滑，可以得到环路收敛后的等效输出频率
Figure BDA0003422264630000061
和瞬时相位
Figure BDA0003422264630000062
然后，根据环路收敛后的等效输出频率和瞬时相位，得到同相收敛基带信号和正交收敛基带信号，使左旋信号和右旋信号相对应的同相收敛基带信号和和正交收敛基带信号达到同频同相。
其中，正交收敛基带信号的波形为：
Figure BDA0003422264630000063
同相收敛基带信号的波形为：
Figure BDA0003422264630000064
步骤S203，根据目标合并权重对所述同相收敛基带信号和所述正交收敛基带信号进行最大比合并，得到当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号。
需要说明的是，最大比合并使用输入信号功率比较法获得合并权重，使用数字AGC得到的两路增益权重的比值来近似代表两路中频输入信号的信噪比比值，实现方式是通过matlab生成一张查找表，使用xilinx IP ROM存储，通过两路AGC的增益权重作为地址查找内容获得最大比合并的权重。
Figure BDA0003422264630000065
Figure BDA0003422264630000066
因为n1与n2一般是高斯白噪声，符合高斯分布，所以进行加权加法后的噪声n合的功率降低，信噪比提高；其中，合成I路为合成同相基带信号，合成Q路为合成正交基带信号，Cl和Cr为目标合并权重。
步骤S102，对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率。
需要说明的是，如图4所示，使用xilinx IP cordic对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan运算得到信号合成后的当前相位，再使当前相位减去上一个解算时刻的相位并进行微分得到当前瞬时频率
Figure BDA0003422264630000071
其中，相位的微分等于频率，A是系统增益。可以看到此时得到的频率值中除了有多普勒频移外还有码元信息。
步骤S103，将所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元。
如图4所示，在进行步骤S102的同时，对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号使用叉积鉴频并判决位同步得到此时的解调基带码元。
步骤S104，将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字。
需要说明的是，将该解调基带码元输入与发射端相同的成型滤波器，并将滤波结果乘以kf/fs*2^n将数值换算到与上面相同的定义域上，从而得到当前频率控制字，其中kf是调频指数、fs是FPGA系统频率、n是cordic IP核输出的小数部分位宽。
步骤S105，根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。
需要说明的是，将所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字相减并加权累加，得到分离码元信息的目标多普勒频移值；如图5所示，将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。该部分的稳定性良好，即便在初期多普勒频移大，解调误码率很高的情况下也能够正常工作并收敛到期望值。因为如果是由于大多普勒频移带来的影响导致解调误码率高，那么此时多普勒频移的值对整体的影响远大于码元信息。所以系统会先收敛到一个接近多普勒频移且能正常解调的值，在这之后码元信息对多普勒频移的估算带来的影响较大，抵消码元信息的部分开始工作，并最终使共模环能够不依赖码元出现概率并稳定在期望值上。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
本发明将当前解算时刻得到的合成同相基带信号和合成正交基带信号使用arctan加差分的方式，获得替代叉积解调获得混杂在一起的基带数据和当前瞬时频率；与此同时，将当前解算时刻得到的合成同相基带信号和合成正交基带信号使用叉积解调加位同步获得解调基带码元，将解调基带码元进行数值换算得到当前频率控制字；最后将当前瞬时频率和当前频率控制字相减并加权累加，得到分离码元信息的目标多普勒频移值，并将目标多普勒频移值反馈调节本地NCO的载波输出频率。因此，本发明提供的极化分集接收方法能够不依赖码元出现概率得到当前接收信号中的多普勒频移值，并且将当前解算时刻得到的多普勒频移值反馈调节本地NCO的载波输出频率，达到减小下一个信号的多普勒频移，从而提高了极化分集接收的精度。
图6所示为本发明实施例提供的另一种极化分集接收方法的流程示意图；如图6所示，在将接收端极化天线输出的左旋信号和右旋信号分别进行正交下变频，得到第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号之后，所述方法还包括：
步骤S301，根据第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号，计算出左旋噪声功率、右旋噪声功率、左旋信号功率和右旋信号功率；
在本实施例中，根据第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号，计算出左旋噪声功率和右旋噪声功率，包括：根据所述第一同相基带信号和所述第一正交基带信号得到第一瞬时幅值，根据所述第二同相基带信号和所述第二正交基带信号，得到第二瞬时幅值；根据梯度下降法对所述第一瞬时幅值和所述第二瞬时幅值进行拟合，得到第一拟合幅值和第二拟合幅值；根据所述第一瞬时幅值和所述第一拟合幅值得到第一瞬时噪声功率，根据所述第二瞬时幅值和所述第二拟合幅值，得到第二瞬时噪声功率；根据梯度下降方法对所述第一瞬时噪声功率和所述第二瞬时噪声功率分别进行拟合，得到左旋噪声功率和右旋噪声功率。
在本实施例中，根据第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号，计算出左旋信号功率和右旋信号功率，包括：根据所述第一拟合幅值得到左旋信号总功率，根据所述第二拟合幅值得到右旋信号总功率；根据所述左旋信号总功率与所述左旋噪声功率的差值得到所述左旋信号功率，根据所述右旋信号总功率与所述右旋噪声功率的差值得到所述右旋信号功率。
在本实施例中，根据梯度下降法对所述第一瞬时幅值进行拟合得到第一拟合幅值，包括：根据当前解算时刻的第一瞬时幅值和上一个解算时刻的第一目标拟合幅值，得到第一损失函数；根据当前解算时刻的第一损失函数和上一个解算时刻的第一目标损失函数，得到第一瞬时梯度；根据所述第一瞬时梯度和上一个解算时刻的第一目标拟合权重，得到当前解算时刻的第一拟合权重；根据所述第一拟合权重和所述第一目标拟合幅值，得到当前解算时刻的第一拟合幅值。
需要说明的是，根据所述第一同相基带信号和所述第一正交基带信号得到第一瞬时幅值的计算公式为：
Figure BDA0003422264630000091
根据所述第二同相基带信号和所述第二正交基带信号得到第二瞬时幅值的计算方式为：
Figure BDA0003422264630000092
因为PCMFM信号特性导致频偏大，会影响估计结果的准确和稳定，所以使用梯度下降的方式对信号瞬时幅值进行拟合。后面都以左旋信号为例，设迭代拟合输出的拟合幅值为Am1(t)，先求出损失函数J1(t)＝A1(t)-Am1(t-1)；再求损失函数的瞬时梯度grad1(t)＝J1(t)-J1(t-1)；然后更新拟合权重w1(t)＝w1(t-1)+a*grad1(t-1),a是小于1的比例系数；最后更新拟合瞬时幅值输出Am1(t)＝Am1(t-1)+b*w1(t)，b是小于1的比例系数。对右旋信号进行同操作。调节a和b可以达到想要的响应速率与输出精度，并可在输入信号功率小的情况下由内嵌处理器调节a、b，使输入功率低时仍能获得准确的估计值。通过调用FPGA内部加法器、移位寄存器等资源得到该值，并进行流水线处理，提高运算速率，由hps控制a、b比例系数。
在本实施例中，根据所述第一瞬时幅值和所述第一拟合幅值得到第一瞬时噪声功率的计算公式为：
Figure BDA0003422264630000093
再根据上述的梯度下降法对所述第一瞬时噪声功率进行拟合得到左旋噪声功率Nm1(t)；其中，
Figure BDA0003422264630000094
是输入信号的瞬时幅值，这里面是带有噪声信号幅值的。因为高斯白噪声的期望均值为0，所以拟合幅值Am1(t)中噪声信号幅值占比很低，可以近似认为就是信号的目标幅值。所以
Figure BDA0003422264630000095
就是瞬时幅值减去目标幅值再平方，从而得到瞬时噪声功率。
同理，右旋噪声功率的计算过程和方法与上述左旋噪声功率相同，此处就不再赘述。
步骤S302，根据左旋信号功率和左旋噪声功率得到左旋信噪比，根据右旋信号功率和右旋噪声功率得到右旋信噪比；
需要说明的是，根据所述第一拟合幅值得到左旋信号总功率的计算公式为：Pm1(t)＝(Am1(t))2，所述左旋信号功率为：Pm1(t)-Nm1(t)，则信号与噪声的功率比为：
S/N＝(Pm1(t)-Nm1(t))/Nm1(t)；在本实施例中，Am1(t))是估计出的目标幅值，需要平方操作转换到功率，而Nm1(t)在上述步骤中已经进行平方，单位是功率。对于信噪功率比值的计算公式可以这样理解，Pm1(t)是带有小部分噪声功率的信号功率，所以再减去我们估计的噪声功率Nm1(t)，让信号功率更精确一些，所以(Pm1(t)-Nm1(t))作为这里计算使用的信号功率，然后除Nm1(t)就得到信号与噪声的功率比。
进一步地，通过matlab创建从信号与噪声的功率比S/N到信噪比10log10S/N的映射rom表，再通过matlab创建估计值矫正rom表，将上述得到的估计值消除部分固定偏移，得到精确估计值的左旋信噪比。同理，右旋信噪比的计算过程和方法与上述左旋信噪比相同，此处就不再赘述。
步骤S303，根据所述左旋信噪比和右旋信噪比的比值，得到所述目标合并权重。
需要说明的是，目标合并权重包括Cl和Cr，根据公式
Figure BDA0003422264630000101
和Cl+Cr＝1,从而可以计算出Cl和Cr，其中，Rl为左旋信噪比，Rr为右旋信噪比。
图7所示为本发明实施例提供的一种信噪比的曲线示意图，如图7所示，a＝0.1，b＝0.005，前半段输入信噪比为5dB，后半段输入信噪比为25dB，输出抖动小于±0.75dB，中间部分为拟合调节时间，可见在输入信号信噪比跳变时估计值输出依然平滑，使用该方法计算分集合并权重时的抖动很小，带来的额外噪声小。通过设置比例系数a和b可以灵活在调节时间与输出抖动之间做权衡，因此本实施例提供目标合并权重计算方法稳定准确、跳变小、受输入信号频率偏移影响小。
图8所示为本发明实施例提供的一种极化分集接收装置的结构框图；如图8所示，所述极化分集接收装置包括：
基带信号获取模块110，用于获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号；
运算模块120，用于对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率；
位同步模块130，用于对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元；
数值转换模块140，用于将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字；
计算模块150，用于根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。
在本发明的另一个实施例中，提供一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现以下步骤：获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元；将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字；根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。
在本发明的又一个实施例中，提供一种可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现以下步骤：获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率；对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元；将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字；根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，本申请所提供的各实施例中所使用的对存储器、存储、数据库或其它介质的任何引用，均可包括非易失性和/或易失性存储器。非易失性存储器可包括只读存储器(ROM)、可编程ROM(PROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)或闪存。易失性存储器可包括随机存取存储器(RAM)或者外部高速缓冲存储器。作为说明而非局限，RAM以多种形式可得，诸如静态RAM(SRAM)、动态RAM(DRAM)、同步DRAM(SDRAM)、双数据率SDRAM(DDRSDRAM)、增强型SDRAM(ESDRAM)、同步链路(Synchlink)DRAM(SLDRAM)、存储器总线(Rambus)直接RAM(RDRAM)、直接存储器总线动态RAM(DRDRAM)、以及存储器总线动态RAM(RDRAM)等。
需要说明的是，在本文中，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (10)

1.一种极化分集接收方法，其特征在于，所述方法包括：
获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号；
对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率；
对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元；
将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字；
根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。
2.如权利要求1所述的极化分集接收方法，其特征在于，获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号，包括：
将接收端极化天线输出的左旋信号和右旋信号分别进行正交下变频，得到第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号；
对所述第一同相基带信号、所述第二同相基带信号、所述第一正交基带信号和所述第二正交基带信号进行差模环收敛，得到同相收敛基带信号和正交收敛基带信号；
根据目标合并权重对所述同相收敛基带信号和所述正交收敛基带信号进行最大比合并，得到当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号。
3.如权利要求2所述的极化分集接收方法，其特征在于，在将接收端极化天线输出的左旋信号和右旋信号分别进行正交下变频，得到第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号之后，所述方法还包括：
根据第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号，计算出左旋噪声功率、右旋噪声功率、左旋信号功率和右旋信号功率；
根据左旋信号功率和左旋噪声功率得到左旋信噪比，根据右旋信号功率和右旋噪声功率得到右旋信噪比；
根据所述左旋信噪比和右旋信噪比的比值，得到所述目标合并权重。
4.如权利要求3所述的极化分集接收方法，其特征在于，根据第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号，计算出左旋噪声功率和右旋噪声功率，包括：
根据所述第一同相基带信号和所述第一正交基带信号得到第一瞬时幅值，根据所述第二同相基带信号和所述第二正交基带信号，得到第二瞬时幅值；
根据梯度下降法对所述第一瞬时幅值和所述第二瞬时幅值进行拟合，得到第一拟合幅值和第二拟合幅值；
根据所述第一瞬时幅值和所述第一拟合幅值得到第一瞬时噪声功率，根据所述第二瞬时幅值和所述第二拟合幅值，得到第二瞬时噪声功率；
根据梯度下降方法对所述第一瞬时噪声功率和所述第二瞬时噪声功率分别进行拟合，得到左旋噪声功率和右旋噪声功率。
5.如权利要求4所述的极化分集接收方法，其特征在于，根据第一同相基带信号、第二同相基带信号、第一正交基带信号和第二正交基带信号，计算出左旋信号功率和右旋信号功率，包括：
根据所述第一拟合幅值得到左旋信号总功率，根据所述第二拟合幅值得到右旋信号总功率；
根据所述左旋信号总功率与所述左旋噪声功率的差值得到所述左旋信号功率，根据所述右旋信号总功率与所述右旋噪声功率的差值得到所述右旋信号功率。
6.如权利要求4所述的极化分集接收方法，其特征在于，根据梯度下降法对所述第一瞬时幅值进行拟合得到第一拟合幅值，包括：
根据当前解算时刻的第一瞬时幅值和上一个解算时刻的第一目标拟合幅值，得到第一损失函数；
根据当前解算时刻的第一损失函数和上一个解算时刻的第一目标损失函数，得到第一瞬时梯度；
根据所述第一瞬时梯度和上一个解算时刻的第一目标拟合权重，得到当前解算时刻的第一拟合权重；
根据所述第一拟合权重和所述第一目标拟合幅值，得到当前解算时刻的第一拟合幅值。
7.如权利要求1所述的极化分集接收方法，其特征在于，根据左旋信号功率和左旋噪声功率得到左旋信噪比，包括：
根据左旋信号功率和左旋噪声功率得到信号与噪声功率的比值的计算公式为：
S/N＝(Pm1(t)-Nm1(t))/Nm1(t)
根据信号与噪声功率的比值得到左旋信噪比的计算公式为：
Rl＝10log10S/N
其中，S/N为信号与噪声功率的比值，Rl为左旋信噪比。
8.一种极化分集接收装置，其特征在于，所述装置包括：
基带信号获取模块，用于获取当前解算时刻的合成同相基带信号和合成正交基带信号；
运算模块，用于对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号进行Arctan和差分运算，得到当前瞬时频率；
位同步模块，用于对所述合成同相基带信号和所述合成正交基带信号分别进行叉积鉴频和位同步，得到解调基带码元；
数值转换模块，用于将所述解调基带码元进行数值转换，得到当前频率控制字；
计算模块，用于根据所述当前瞬时频率和所述当前频率控制字，计算出分离码元信息的目标多普勒频移值，并将所述目标多普勒频移值反馈调节本地NCO输出的相干载波频率。
9.一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时实现权利要求1至7中任一项方法的步骤。
10.一种可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1至7中任一项方法的步骤。
CN202111567505.2A 2021-12-20 2021-12-20 极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质 Active CN114244666B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111567505.2A CN114244666B (zh) 2021-12-20 2021-12-20 极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111567505.2A CN114244666B (zh) 2021-12-20 2021-12-20 极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN114244666A true CN114244666A (zh) 2022-03-25
CN114244666B CN114244666B (zh) 2023-09-12

Family

ID=80759900

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111567505.2A Active CN114244666B (zh) 2021-12-20 2021-12-20 极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114244666B (zh)

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111159891A (zh) * 2019-12-27 2020-05-15 南京航空航天大学 基于dnn神经网络的单样本极化滤波器系数预测方法
CN111582505A (zh) * 2020-05-14 2020-08-25 深圳前海微众银行股份有限公司 联邦建模方法、装置、设备及计算机可读存储介质
CN111711475A (zh) * 2020-06-15 2020-09-25 上海航天电子有限公司 用于无线遥测的极化分集接收方法
US20200314827A1 (en) * 2019-03-29 2020-10-01 Yiqun Ge Method and apparatus for wireless communication using polarization-based signal space mapping
US20200343985A1 (en) * 2019-04-23 2020-10-29 DeepSig Inc. Processing communications signals using a machine-learning network
CN113242201A (zh) * 2021-04-16 2021-08-10 西北大学 基于生成分类网络的无线信号增强解调方法及系统
CN113381778A (zh) * 2021-06-09 2021-09-10 成都谐盈科技有限公司 一种基于fpga的极化分集信号接收方法
CN113589249A (zh) * 2021-07-16 2021-11-02 中山艾朗格科技有限公司 校准单频连续波多普勒雷达的直流偏移的信号处理方法
US20210373147A1 (en) * 2020-05-27 2021-12-02 Utah State University Tracking a target using doppler shift

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20200314827A1 (en) * 2019-03-29 2020-10-01 Yiqun Ge Method and apparatus for wireless communication using polarization-based signal space mapping
US20200343985A1 (en) * 2019-04-23 2020-10-29 DeepSig Inc. Processing communications signals using a machine-learning network
CN111159891A (zh) * 2019-12-27 2020-05-15 南京航空航天大学 基于dnn神经网络的单样本极化滤波器系数预测方法
CN111582505A (zh) * 2020-05-14 2020-08-25 深圳前海微众银行股份有限公司 联邦建模方法、装置、设备及计算机可读存储介质
US20210373147A1 (en) * 2020-05-27 2021-12-02 Utah State University Tracking a target using doppler shift
CN111711475A (zh) * 2020-06-15 2020-09-25 上海航天电子有限公司 用于无线遥测的极化分集接收方法
CN113242201A (zh) * 2021-04-16 2021-08-10 西北大学 基于生成分类网络的无线信号增强解调方法及系统
CN113381778A (zh) * 2021-06-09 2021-09-10 成都谐盈科技有限公司 一种基于fpga的极化分集信号接收方法
CN113589249A (zh) * 2021-07-16 2021-11-02 中山艾朗格科技有限公司 校准单频连续波多普勒雷达的直流偏移的信号处理方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
林婷婷;张扬;杨莹;杨玉晶;滕飞;万玲;: "利用分段时频峰值滤波法抑制磁共振全波信号随机噪声", 地球物理学报, no. 09 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN114244666B (zh) 2023-09-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101971507B (zh) 接收器二阶互调校正系统和方法
TWI592000B (zh) Ｉｑ不平衡估計及補償方法
US4085378A (en) QPSK demodulator
US6904274B2 (en) System and method for inverting automatic gain control (AGC) and soft limiting
US4712221A (en) Carrier recovery of modulated signals
US20080144743A1 (en) Demodulator system and method
CN101652970A (zh) 正交极化干扰补偿设备、解调器、接收站、及补偿正交极化干扰的方法
CN107911149B (zh) 一种相干光通信中的多普勒频移补偿系统和补偿方法
US8761238B2 (en) Method and apparatus for correcting frequency offset
KR100581059B1 (ko) 직교 복조 수신 시스템에서 가변루프이득을 이용한 동위상채널과 직교 채널 간 위상 및 이득 불일치 보상 장치 및그 방법
CN109862545B (zh) 蓝牙信号的频偏补偿方法、装置、计算机设备及存储介质
AU638362B2 (en) Digital radio receiver having amplitude limiter and logarithmic detector
CN116232558A (zh) 一种iq时延补偿方法、装置、电子设备和存储介质
CN114244666A (zh) 极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质
WO2007127625A2 (en) Receiver for use in wireless communications and method of operation of the receiver
US6370210B1 (en) Circuitry for generating a gain control signal applied to an AGC amplifier and method thereof
US7474711B2 (en) Method and system for I/Q imbalance and DC offset correction
CN109660481B (zh) 一种正交幅度调制解调方法及其星座图优化方法
JP2002517931A (ja) 利得制御回路およびパイロット信号を用いる可変増幅器の利得制御を与える方法
CN115189744A (zh) 极化分集合成方法、装置和计算机设备
AU2005267308B2 (en) Receiver for use in wireless communications and method and terminal using it
US5299232A (en) Phase compensation method and apparatus
SE503785C2 (sv) Förfarande och anordning för att sammanlagra signaler
CN114189417A (zh) 载波频率同步方法、装置、计算机设备和存储介质
EP2709329B1 (en) Device and corresponding method for differential demodulation

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant