CN114244435A - 一种基于偏振方向域正交的光通信装置及方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于偏振方向域正交的光通信装置及方法，所述光通信装置至少包括第一类调制器和第二类调制器，所述第一类调制器和第二类调制器配置为以彼此之间的偏振装置的角度差为第一阈值的方式构建偏振方向域的正交基从而独立传输两路光信号。或者所述第一类调制器和第二类调制器配置为以彼此之间发射和/或反射光信号的偏振方向的角度差为第一阈值的方式构建偏振方向域的正交基从而独立传输两路光信号。通过该设置方式，能够在偏振方向域45°正交的基础上而不是传统的偏振状态的相位域90°正交的基础上实现两路独立光信号的复用，不仅能够在不进行大幅改造的基础上提高信道容量，还能够与其他调制方式兼容。
Description
技术领域
本发明属于通信技术领域，涉及一种调制方法及装置，尤其涉及一种基于偏振方向域正交的光通信装置，同时涉及采用偏振-正交幅度调制的通信装置及方法，以及其他调制方法与偏振-正交幅度调制方法结合的复合调制方法及装置，还涉及用于解调上述调制方法的解调方法及装置。采用基于偏振方向域正交的光通信调制方法及装置应用于物联网技术领域的装置和方法，例如门禁装置及方法、移动支付装置及方法、车联网装置及方法、停车场管理装置及方法、定位装置及方法、自动驾驶装置及方法等。
背景技术
随着物联网(Internet Of Things，IoT)迅速发展，预计不久的将来数十亿甚至数万亿个环境对象将获得Internet访问，从而使日常生活受益。但是，如此大规模的扩展给现实世界物联网部署中的能源管理带来了巨大挑战。当今的物联网无线通信技术(例如BLE，Wi-Fi，Zig-Bee，Lora和NB-IoT)通常需要数百毫瓦的功率，这与长期(例如，超过六个月)无需更换电池的部署方案相矛盾。因此，需要低于毫瓦级功率的无线通信解决方案来真正大规模实现IoT愿景。
由于基于无线电信号的反向散射，在大规模部署时会引起严重的干扰问题，同时在下行链路和上行链路中干扰正常用户的业务，并加剧“频谱紧缩”问题。因此需要寻找另一种不同的传播介质。可见光通信技术已经被证明了是室内物联网应用的实际解决方案。可见光通信技术(Visible Light Communication，VLC)是指利用可见光波段的光作为信息载体，不使用光纤等有线信道的传输介质，而在空气中直接传输光信号的通信方式。可见光通信技术相比Wi-Fi、蓝牙、蜂窝网络等基于无线电信号的通信技术来说，具有信号干扰少、防窃听、可用带宽大等天然的优势。最常见的可见光通信技术基于发光二极管(LightEmitting Diode，LED)的快速开关调制作为信号源的基本单元，通过配备在室内外大型显示屏、照明设备、信号灯和汽车前尾灯来增加信号源的强度和多样性，最后利用光电二极管等光电转换器件接收和解调光信号中承载的信息。基于以上特性和工作原理，可见光通信在基于物联网技术的应用中可以发挥重大作用，尤其是在自动驾驶中的车灯和基础设施(路障，路牌等)之间、室内顶灯、门禁、光支付以及停车场管理等物联网设备之间的场景实现主被动式双向通信。但是，想要实现长期(例如，超过六个月)无需更换电池、低于毫瓦级功率的无线通信解决方案来真正大规模实现IoT愿景，还需要对VLC进行进一步地改进。
例如，可以采用逆反射通信的方式来进一步改进VLC，从而降低通信装置的功耗。逆反射通信是一种被动双向通信方式，其采用逆反射材料来反射发送方发射的光信号。本质上是通过反射光信号而不是主动发射光信号来抑制能源的消耗，进而接收方一侧不需要部署光通信的所需要的光源，只需要对逆反射的光信号进行调制就能实现双方的通信。而且，逆反射能够使得光信号沿原路返回至发射光信号的光源，因此不需要其他额外设置就能够实现通信双方的精确对准。更重要的是，逆反射通信系统仅需要微瓦级别的功率，适用于现有趋势的通信解决方案。
例如，公开号为CN104715272B的中国专利文献公开了以光为介质的后向反射调制标签及读写器系统，包括标签和读写器，所述标签包含一块从读写器所述发射的光和环境光中获取能量的薄膜太阳能电池板、用于后向反射的后向反射薄膜、用于对光的反射进行调制的液晶光阀、液晶光阀调制电路、用于接收读写器信号的第一光敏二级管，在所述后向反射薄膜上粘贴液晶光阀。所述读写器包含一个用于发射可见光或红外光的LED，LED驱动电路和调制电路、微控制器、第二光敏二极管。该发明利用反向可见光通信技术，即后向反射薄膜对光的后向反射，使得光线的出射方向与光线的入射角无关，仅为沿原光路原路返回，因此用户无需将标签垂直于光的入射方向即可进行通信。
例如，文献[1]Xieyang Xu，Yang Shen，Junrui Yang，Chenren Xu，Guobin Shen，Guo jun Chen，and Yunzhe Ni.Passivevlc：Enabling practical visible lightbackscatter communication for battery-free iot applications.In ACM MobiCom，2017.公开了一种反向反射可见光通信系统(Visible Light BackscatterCommunication，VLBC)，利用反射织物将反射光指向请求通信的车载读写器，并切换LCD的开/关状态，通过开/关键控(OOK)的调制方式调节反射光。VLBC系统由高功率读写器和低功率的光标签组成。它的工作原理如下：读写器中的LED以很高的频率打开和关闭，将LED发出的光转变为信息的载体，即将数据信息通过打开和关闭的方式调制到载波(光)上。光信号被光标签上的光传感器接收并解码。对于上行链路(光标签到车载读写器的通信链路)，通过反射同一载波来进行传输。光标签将反射光通过OOK调制后发送，这种调制方式是通过反射织物上的一个由单片机控制的驱动器来实现的。然后，在车载读写器上的光电二极管接收或调制反射光载波，并进一步解调和解码。文献[1]和上述专利文献证明了VLBC技术在短距离内应用于车联网、物联网通信的可行性，解决了通信设备的移动性、可扩展性问题，并且成本低(无源工作)、能够阶段性部署。
但是，调制器件本身的特性限制了通信系统的数据传输速度。例如，国际可见光通信标准IEEE802.15.7为可见光通信提供了三种调制方式，分别是开关调制(OOK)、变脉冲位置调制(VPPM)、色移键控(CSK)。OOK调制通过控制LCD或LED的亮或灭两种状态分别对应二进制信息“1”或者“0”，按照在每位数据结束后电平是否归零可以将OOK调制分为归零开关键控或者非归零开关键控两种，其中，非归零开关键控在每位数据技结束后电平不回到0；归零开关键控，在每位数据结束后电平都回到0，因此归零开关键控的每个比特位都需要两个时钟来控制。在调制时钟频率相同的条件下，不归零开关监控需要的时钟数少一半，时间也少一半，故其速率是归零开关键控的两倍，调制效率更高，但这两种OOK调制方法也受到调制开关的调制速度限制。
变脉冲位置调制(VPPM)通过控制高低电平在一个开关周期中起始或者结束为止来区分“1”和“0”。若高电平出现在一个周期的起始部分，则表示“0”，若高电平出现在一个周期的结束部分，则表示“1”。这种调制方式仅根据高电平出现在一个开关周期的位置来辨别数据，而与高电平在整个开关周期所占据的时间无关，因此可以通过控制高电平在一个开关周期的宽度来实现调光功能。但是这种调制方式的数据传输速率也受到LCD或者LED本身开关速度的限制。而且，当明暗控制范围比较大时，会急剧降低整个系统的效率，导致数据传输速率随之下降。
色移键控(CSK)调制方式通过使用三种颜色光源的光强度比例进行数据信息的传输，实现通信功能。例如，4-CSK的星座中定义了四个颜色点，即其符号具有4个离散状态，每个符号能够实现2bit的信息传输，如果在颜色图中采用8-CSK，那么每个符号能够实现3bit的信息传输。但是CSK调制方式对于发送端和接收端的色彩区分能力要求很高，目前的LED和光电二极管(Photo-Diode，)产品还不能实现色彩的准确区分，若增加此功能也将导致成本的增加。
尽管VLBC技术为移动网、物联网提供了一种新型的低功耗网络连接解决方法，但是由于VLBC通常采用LCD而不是LED作为调制器，而且采用最基本的开关调制技术来实现光标签至读写器之间的上行通信，从而导致传输速率低、延迟高、频谱利用率低。虽然采用开关调制技术实现复杂度低，不需要复杂的调制解调电路，但是基于LCD的调制方式已经达到了它的技术瓶颈，即LCD的刷新率决定了系统的通信带宽，而LCD的低刷新率(60Hz)从根本上限制了数据的传输速率。文献[1]通过推动符号长度的极限来提高传输速率，即使用高阶调制方式来提高传输速率，然而通过这种方法，传输速率也不会超过1Kbps。
而且，现有关于可见光通信(VLC)的调制技术基本都是使用LED主动发射可见光。但是对于VLBC技术来说，其上行链路采用LCD被动地对反射光信号进行调制，而下行链路采用LED实现。LED相对LCD可以实现较高的调制频率，从而下行链路能够较为容易的获取100Kbps以上的传输速率，因此较慢的上行链路会严重制约整个通信系统的数据传输速率。目前，VLBC通信系统中的LCD被动调制方式还可以采用脉冲幅度调制(PAM)，即可以通过对LCD阵列中的每个LCD采用PAM调制技术来增加携带的信息量，这种调制方式在信噪比足够高的情况下利用振幅的分辨率，来提高频谱利用率。但同样受限于LCD的刷新率，无论是PAM调制还是OOK调制，其传输速率有限。
此外，一方面由于对本领域技术人员的理解存在差异；另一方面由于发明人做出本发明时研究了大量文献和专利，但篇幅所限并未详细罗列所有的细节与内容，然而这绝非本发明不具备这些现有技术的特征，相反本发明已经具备现有技术的所有特征，而且申请人保留在背景技术中增加相关现有技术之权利。
发明内容
针对现有技术之不足，本发明提供一种基于偏振方向域正交的光通信装置，包括第一类调制器和第二类调制器。所述第一类调制器和第二类调制器配置为以彼此之间的第一类偏振装置的角度差为第一阈值的方式构建偏振方向域的正交基从而独立传输两路光信号。优选地，所述第一类调制器和第二类调制器配置为以彼此之间发射和/或反射光信号的偏振方向的角度差为第一阈值的方式构建偏振方向域的正交基从而独立传输两路光信号。
根据一种优选实施方式，所述第一类调制器包括至少一个第一调制器。所述第二类调制器包括至少一个第二调制器。所述第一类调制器基于所述第一调制器的数量而构建高阶脉冲幅度调制器。所述第二类调制器基于所述第二调制器的数量而构建高阶脉冲幅度调制器。
根据一种优选实施方式，所述光通信装置还设置有用于驱动所述第一类调制器和第二类调制器调制光信号的第一控制模块。所述第一控制模块配置为基于正交振幅调制的方式驱动所述第一类调制器和第二类调制器调制其发射和/或反射的光信号。
根据一种优选实施方式，第一控制模块配置为叠加和/或交错不同的第一类调制器内的第一调制器和/或第二类调制器内的第二调制器其改变光信号状态最快的第一响应时间内发射的第一符号/第一波形构建第二符号/第二波形。
优选地，第一控制模块配置为叠加和/或交错不同的第一类调制器内的第一调制器和/或第二类调制器内的第二调制器其改变光信号状态最快的第一响应时间对应的第一阶段，并通过开启/关闭所述第一阶段构建第二符号/第二波形。
优选地，第一控制模块配置为在不同的时间间隔开启/关闭不同的第一类调制器内的第一调制器和/或第二类调制器内的第二调制器其改变光信号状态最快的第一响应时间对应的第一阶段从而构建第二符号/第二波形。
根据一种优选实施方式，所述第一调制器和第二调制器的一侧设置分别设置有第一类偏振装置。所述第一调制器和第二调制器配置为基于所述第一控制模块的驱动改变通过所述第一类偏振装置的光信号的偏振方向，从而实现光信号状态的改变。
本发明还提供一种基于偏振方向域正交的光通信装置，包括第二控制模块以及彼此之间偏振方向的角度差为第一阈值的第三偏振装置和第四偏振装置。所述第二控制模块配置为对所述第三偏振装置和第四偏振装置分离的在偏振方向域正交的两路光信号分别解调。通过该设置方式，通过第三偏振装置和第三偏振装置的正交性保证了光通信装置在任意偏振方向上检测信号的能力，偏振方向的角度差仅导致两通道接收信号矢量的旋转，没有数值损失。
根据一种优选实施方式，所述第二控制模块配置为在检测接收的光信号的过程中收集记录的参考符号/波形，并基于记录的参考符号/波形和接收的光信号构建相似度模型以校正由于发送端和接收端偏振方向的角度偏差带来的旋转。
根据一种优选实施方式，所述第二控制模块配置为基于按照如下方式解调光信号：
当对接收光信号中当前的符号/波形进行判决时，基于干扰模式模拟其预期接收的干扰符号/波形，并从后续输入的符号/波形移除所述干扰符号/波形；在移除先前符号/波形的干扰符号/波形后决定输出和反馈当前符号/波形。基于线性回归的最小二乘方法确定输出的符号/波形。
根据一种优选实施方式，在所述第二控制模块配置为基于线性回归的最小二乘方法确定输出的符号/波形的情况下，所述第二控制模块配置为存储多个分支进行最小二乘搜索。
根据一种优选实施方式，所述第二控制模块配置为对每个子信号使用不同的参考脉冲来进行均衡和符号回归。优选地，所述第二控制模块配置为：
基于检查来自不同高信噪比的位置的多个脉冲提取至少一个不变基数；
基于在线训练获取与至少一个不变基数相关的系数。
本发明还提供一种基于偏振-正交幅度调制的光通信方法，所述光通信方法至少包括：
通过发射和/或反射两路偏振方向的角度差为第一阈值的光信号的方式构建偏振方向域的正交基，从而独立传输该两路光信号。
附图说明
图1是本发明光通信装置的一种优选实施方式的模块示意图；
图2是本发明光通信装置的另一种优选实施方式的结构示意图；
图3是本发明一种优选调制方式的符号-星座示意图；
图4是本发明一种优选4-PQAM调制的星座示意图；
图5是本发明一种优选16-PQAM调制的星座示意图；
图6是本发明光通信装置的又一种优选实施方式的结构示意图；
图7是本发明的第一类调制器和第二类调制器的脉冲响应示意图；
图8是本发明的另一个光通信装置的一个优选的多分支判决反馈均衡器的模块示意图；
图9本发明光通信装置解调的误码率示意图。
附图标记列表
1：第一控制模块 3：第一类偏振装置 4：第二类偏振装置
5：非偏振的入射光 6：偏振的反射光 7：解调
8：分支组 9：子分支 10：单分支解调器
11：16分支解调器 12：Viterbi解调器 21：第一类调制器
22：第二类调制器 23：液晶材料 24：逆反射装置
31：第一偏振装置 32：第二偏振装置 41：第三偏振装置
42：第四偏振装置 81：第一分支1 82：第二分支
83：第三分支 211：第一调制器 221：第二调制器
具体实施方式
下面结合附图1至9进行详细说明。
首先对本发明使用的术语进行说明。
偏振复用(Polarization Division Multiplexing，PDM)：偏振复用是利用光的偏振维度，在同一波长(频率)信道中，通过光的两个相互正交的偏振态同时传输两路独立数据信息，从而达到加倍系统总容量和频率利用率的目的。需要说明的是，偏振复用利用的是光的偏振态。因为在光通信领域主要是光的电场分量与通信设备发生相互作用，所以通常只考虑电场部分。
偏振复用信道容量C：假设我们使用N个接收器和M个发射器进行通信。如果我们考虑第m个发射机到第n个接收机的传输，根据马吕斯定律，接收强度与传输强度之比为cos2(θrn-θtm)。θrn是接收机的角度。θtm是发射机的角度。所有发射机-接收机对的比率形成一个矩阵C。矩阵C满足如下公式：
正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)：正交振幅调制技术是一种将两种调幅信号(2-ASK和2-PSK)汇合到一个信道的方法，因此会双倍扩展有效带宽。正交调幅信号有两个相同频率的载波，但是相位相差90°。一个信号称为I(同相)信号，另一个信号称为Q(正交相)信号。从数学角度将一个信号表示成正弦，另一个表示成余弦。两种被调制的载波在发射时已被混和。到达目的地后，载波被分离，数据被分别提取然后和原始调制信息相混和。具体而言，QAM是用两路独立的基带信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波双边带调幅，利用这种已调信号的频谱在同一带宽内的正交性，实现两路并行的数字信息的传输。
星座图：QAM是一种矢量调制，将输入的符号映射到复平面上，从而形成复数调制符号，该复平面就是星座。具体而言，QAM调制通常有二进制QAM(4-QAM)、四进制QAM(16-QAM)、六进制QAM(64-QAM)。对于给定的系统，所需要符号数为2n。n表示每个符号所传输的比特位数。例如，16-QAM具有16个符号，每个符号在一个周期内传传输4比特信息。16-QAM的符号为0001、0010、0011、0100等。这些符号对应的空间信号矢量端点在复平面的位置分布图称为星座图。对于QAM调制，可以通过星座图直观的感受信号质量的好坏。
ISI：符号间干扰。现有技术一般采用将正交频分复用技术应用可见光通信系统中，以解决符号间干扰和窄带干扰问题，同时提高系统的频谱利用率
拖尾效应：液晶制器在取消施加驱动信号后光学特性仍然保留很长一段时间，不能及时恢复到初始状态。
符号：符号是调制的产物。从数据通信的角度，调制是将信息从比特描述变换到符号表达的过程。符号是描述调制、解调过程中的一个基本信息单位。例如，OOK调制通过光信号的“开”和“关”状态来将信息调制到光信号上，其符号是一系列的“0”和“1”。例如PAM调制通常采用窄脉冲串来实现调制，其也是使用高、低脉冲来表示符号/波形。
高阶调制：通常向OOK采用二进制的“1”或“0”的数字来表示光信号的“开”或“关”，例如用“1”表示“开”，用“0”表示“关”。当利用多个调制器2或者当前调制的光信号的状态大于两个的情况下，可以采用多进制的数字来表示。例如，可以采用四进制数字表示符号。四进制数字为“00”、“01”、“10”、“11”。例如可以采用八进制数字表示符号。八进制数字为“000”、“001”、“010”、“011”、“100”、“101”、“110”、“111”。一般来说四进制的每个符号携带2位比特的信息。八进制的每个符号携带3位比特信息。具有一般性的，2L个符号/波形中，每个符号/波形携带L位比特信息。在本发明中称为L阶调制。例如，16-QAM为四阶调制、8-PAM为三阶调制。
符号持续时间：指的是表示一个完整的符号所占用的时间。
前导码：位于数字信令前部、用以保证收端建立位同步和克服滤波器建立时间影响的码组。前导码一般由“1”和“0”交替或全“1”、全“0”组成，其长度根据位同步和滤波器的建立时间确定。
调制器：本发明以及实施例中所指的第一调制器211和第二调制器221可以是基于液晶材料的调制器，例如液晶调制器(Liquid Crystal Modulator，LCM)。第一调制器211和第二调制器221还可以是与液晶才来复合的调制器。第一调制器211和第二调制器221还可以是采用的材料的特性与液晶材料类似，使得调制器具有非对称的响应时间。第一调制器211和第二调制器221还可以其他具有非对称响应时间特性的其他调制器件。优选地，本发明以及实施例中所指的调制器还可以是具有非对称特性的电压、电流、相位等特性的调制器件。优选地，需要说明的是，本发明所指的第一调制器211和第二调制器221在基于偏振方向域正交复用进行调制的情况下，不限于采用液晶材料的调制器，还可以采用具有对称响应时间特性的调制器以及其他能够实现光强度调制的调制器，特别是通过改变光的偏振方向进而调节光的强弱的调制器。
液晶调制器的工作原理：液晶调制器为三明治夹心结构。液晶调制器至少包括一对彼此平行设置的偏振装置以及液晶材料23。液晶材料23设置在两个偏振装置之间。两个偏振装置之间的偏振方向为彼此正交。例如，前一个偏振装置的偏振方向为0°，后一个偏振装置的偏振方向为90°。液晶材料23的分子排列能够在电场的控制下发生扭曲，进而改变光信号的偏振状态。例如，对液晶材料23充电，液晶材料23改变光信号的偏振方向。当液晶材料23放电之后，液晶材料23不发生扭曲，或者恢复之前的扭曲状态。液晶调制器其调制的过程为：当光信号发送端发出的非偏振光信号通过前一个偏振装置之后为偏振方向与前一个偏振装置的偏振方向相同的偏振光。当液晶材料23充电，发生扭曲后将该光信号旋光90°。旋光90°后光信号的偏振方向与后一个偏振装置的偏振方向相同，光信号能够通过液晶调制器。需要说明的是，可以通过对驱动液晶调制器的驱动器进行设置，使得液晶调制器可以在充电时不进行旋光，而在放电时进行旋光。
需要说明的是，本发明的第一调制器211和第二调制器221与常规的液晶调制器的不同之处在于仅在液晶材料23一侧设置有第一类偏振装置3。液晶调制器的另一个偏振装置作为第二类偏振装置4设置在接收端。
优选地，第一调制器211和第二调制器221的区别在于设置的第一类偏振装置3的偏振方向不一样。第一调制器211和第二调制器221两者的偏振方向的角度差为第一阈值。
偏振装置：本发明所涉及的偏振装置是指用于通过特定偏振方向的偏振滤光片、偏振滤光镜等装置。本发明的第一类偏振装置3和第二类偏振装置4均指的向类似的偏振装置，不同之处在于设置的位置不同。优选地，第一类偏振装置3设置于发射光信号或者反射光信号的一侧，即第一类偏振装置3设置于通信过程中的发送端。优选地，第二类偏振装置4设置于接收光信号的一侧，即第二类偏振装置4设置于通信过程中的接收端。优选地，第一类偏振装置3包括第一偏振装置31和第二偏振装置32。第一偏振装置31和第二偏振装置32的不同之处在于两者的偏振方向不同。第一偏振装置31和第二偏振装置32的偏振方向的角度差为第一阈值。第二类偏振装置4包括第三偏振装置41和第四偏振装置42。第三偏振装置41和第四偏振装置42的不同之处在于两者的偏振方向不同。第三偏振装置41和第四偏振装置42的偏振方向的角度差为第一阈值。
控制器：本发明的第一控制模块1和第二控制模块可以是微控制单元(Microcontroller Unit，MCU)。例如可以是型号为STM32L073RBTx的低功耗MCU。优选地，第一控制模块1和第二控制模块还可以是中央处理器(Central Processing Unit，CPU)，通用处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、专用集成电路(Application-Specific Integrated Circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(Field Programmable GateArray，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件、硬件部件或者其任意组合。
实施例1
本实施例公开了一种基于偏振-正交幅度的可见光通信调制装置，在不造成冲突或者矛盾的情况下，其他实施例的优选实施方式的整体和/或部分内容可以作为本实施例的补充。
优选地，如图1所示，本发明提供一种基于偏振方向域正交的光通信装置，包括第一类调制器21和第二类调制器22。第一类调制器21和第二类调制器22配置为以彼此之间的第一类偏振装置3的角度差为第一阈值的方式构建偏振方向域的正交基从而独立传输两路光信号。优选地，第一类偏振装置3包括第一偏振装置31和第二偏振装置32。第一偏振装置31设置于第一类调制器21侧。第二偏振装置32设置于第二类调制器22侧。优选地，在光通信装置设置有光源用于主动发射光信号进行通信的情况下，第一偏振装置31设置在第一类调制器21和光源之间。第二偏振装置32设置在第二类调制器22和光源之间。优选地，在光通信装置设置逆反射装置24被动反射光信号进行通信的情况下，第一偏振装置31设置在第一类调制器21和逆反射装置24之间。第二偏振装置32设置在第二类调制器22和逆反射装置24之间。优选地，第一类调制器21和第二类调制器22配置为以彼此之间发射和/或反射光信号的偏振方向的角度差为第一阈值的方式构建偏振方向域的正交基从而独立传输两路光信号。优选地，第一阈值为45°。优选地，在角度差超过90°的情况下，第一阈值可以是45°的奇数倍，如135°。
现有技术中的偏振复用(PDM)利用光的偏振态构建彼此相互正交的两路独立光信号传输数据信息。但是，偏振复用利用的正交基是相位域的正交基，与正交振幅调制相同，相位域的正交指的是相位差是90°的奇数倍。然而这种通过在相位域构建正交基的方式实现两路独立传输数据信息的光学信道，需要多个偏振装置才能保证光信号的正交的偏振态的稳定，更重要的是在发送方和接收方两端的偏振态需要保持一致才能保证传输速率稳定且不会损失。本发明通过理论推导发现，在发送方或接收方通过偏振方向域而不是相位域进行设置，也能够实现两路彼此独立的光学信道。即本发明能够通过偏振方向域而不是相位域构建正交基，进而增加信道总容量，从而提高光通信的传输速率。而且需要注意的是，本发明的偏振方向域正交的条件是彼此偏振方向的角度差为45°，这与相位域的90°正交条件不同，并且本发明偏振方向域正交的实现也不向偏振复用(PDM)需要添加更多的新硬件，本发只需要通过偏振装置的设置就能实现偏振方向域正交，减少了改造成本。更重要的是，本发明在偏振方向域构建正交基不同于相位域的正交基，当接收两端的偏振方向发生偏差的情况下，基于偏振方向域构建正交基不会牺牲数据传输速率，相反能够在接收两端之间提供任意相对方向一致的全传输速率，即在接收两端的偏振方向发生偏差的情况下，本发明提供的通信装置的传输速率不会减少，这种特性对促进物联网在实际现场的部署至关重要，因此本发明的基于偏振方向域构建正交基进而进行复用的调制方式天然适用于部署在物联网终端。需要说明的是，本发明由于在偏振方向域而不是相位域构建正交基，因此本发明的调制方式还可以与偏振复用的相位域正交复合，进而提供更多的相互独立的数据传输信道，从而增加信道容量。
优选地，第一类调制器21和第二类调制器22的工作原理相同。第一类调制器21和第二类调制器22还可以采用相同型号的调制器。优选地，第一类调制器21和第二类调制器22的工作原理是通过改变光的偏振方向，进而当通过偏振方向相同的偏振装置时，光能够通过；当光通过偏振方向不相同的偏振装置时，光无法通过，因此第一类调制器21/第二类调制器22能够实现光的强度调制，例如OOK、ASK等。优选地，第一类调制器21包括至少一个第一调制器211。第二类调制器22包括至少一个第二调制器221。第一类调制器21基于第一调制器211的数量而构建高阶脉冲幅度调制器。第二类调制器22基于第二调制器221的数量而构建高阶脉冲幅度调制器。
下面对本发明的原理进行说明。
优选地，本发明以液晶材料23作为第一调制器211和第二调制器221，并且以被动反射光信号的应用场景说明本发明的理论原理。需要说明的是：
1、第一调制器211和第二调制器221除了可以是采用液晶材料的调制器外，还可以是采用与液晶材料具有相似性质的能够改变光的偏振方向的其他调制器，比如采用铁电体材料的调制器或者是公开号为CN100397148C公开的改变光的偏振状态的装置；
2、本发明以被动反射的应用场景进行说明，并不是限定本发明仅能应用于被动反射的应用场景，被动反射仅是用于说明本发明原理的一种优选实施方式。同时，也用于说明本发明的光通信装置除了能够应用于常规的主动发射光信号的应用场景外，也能够应用于被动反射光信号进行通信的应用场景。事实上，被动反射是在物联网应用场景下，为了器件的小型化、能量消耗微小化、实际部署中不容易获取能源等因素综合考虑下的一种优选通信方式。被动反射使得该装置不需要设置有光源，进而减小通信装置的体积、成本、能量消耗等，可以通过太阳能电池板等装置进行供能。
优选地，本发明涉及的反射是指通过逆反射装置24将发送端光源发送的光信号反射回至发送端。
优选地，如图2所示，第一调制器211和第二调制器221为采用液晶材料23的调制器。本实施例中，液晶材料23充电不旋光。液晶材料23放电旋光。第一调制器211和第二调制器221相对入射光的一侧设置有逆反射装置24。优选地，第一类偏振装置3设置在第一调制器211/第二调制器221与逆反射装置24之间。优选地，第一偏振装置31设置在第一调制器211与逆反射装置24之间。第二偏振装置32设置在第二调制器221与逆反射装置24之间。第二类偏振装置4设置在接收反射光信号一侧。优选地非偏振的入射光5通过第一调制器211和第二调制器221分别进入第一偏振装置31和第二偏振装置32，从而有非偏振的入射光5变为偏振的入射光偏振的入射光经过逆反射装置23反射后成为偏振的反射光6，再次经过第一偏振装置31和第二偏振装置32进入第一调制器211和第二调制器221，经过第一调制器21和第二调制器221的旋光/不旋光后进入第二类偏振装置4。优选地，第一调制器211和第二调制器221的面积比可以为2∶1。优选地，假设本实施例的光通信装置与地面的夹角为θt，如图2所示。第一类偏振装置3，即第一偏振装置31和第二偏振装置32相对垂直方向的夹角也为θt。第一调制器211和第二调制器221充电后，反射的光的偏振方向与地面的夹角也为θt。第一调制器211和第二调制器221放电后，反射的光的偏振方向与地面的夹角为θt+90°。优选地，需要说明的是为了通用性，我们假设一个连续的ρ，但实际上可以通过组合log2 P二进制加权，调制只需要
个离散值。
是是211和221的个数。离散值就是需要的独立211和221个数。优选地，ρ为第一类调制器21和第二类调制器22的充电的百分比。P是第一调制器211和第二调制器221的个数。根据马吕斯定律，偏振光通过偏振装置时的光强为：
I＝I0cos2(Δθ)
其中，I0为未通过偏振装置时的光强。(Δθ)是入射偏振光的偏振方向与偏振装置的偏振方向的角度差。优选地，接收端的第二类偏振装置4的偏振方向与地面成θr角。接收端接收到的反射光的光强为：
其中，只有ρcos2(θt-θr)或者ρ对应于偏振的变量分布/携带信息。优选地，由此产生的偏振有关的信道系数htr为：
从信道系数htr的分解公式可以看出，可以将发射端和接收端的偏振情况分开独立设置。优选地，从以下公式可以看出一对相对偏振方向的角度差为45°的发射端构成二维信号空间的正交基，公式如下：
优选地，这种正交性也适用于相对偏振角为45°的一对接收机。需要说明的是，这种将第一类偏振装置3和第二类偏振装置4分别设置在发射端和接收端的方式，使得在光信号在空间传输的光为偏振光，而光的强度变化(光强的强弱变化)是在接收端完成，因此本发明的光通信装置传输的光信号在空间的表现仅为偏振方向的变化，而人眼无法感知光的偏振的变化，进而实现了无闪烁光通信。
优选地，光通信装置还设置有用于驱动第一类调制器21和第二类调制器22调制光信号的第一控制模块1。第一控制模块1配置为基于正交振幅调制的方式驱动第一类调制器21和第二类调制器22调制其发射和/或反射的光信号。优选地，通过第一偏振装置31和第二偏振装置32可以在偏振方向域构造两个振幅调制的正交基。在传统的正交振幅调制(QAM)中，两个正交的载波使用幅度调制(AM/ASK/OOK)，这与我们的第一类调制器21和第二调制器22阵列设置中的脉冲幅度调制(PAM)相对应，进而可以与正交振幅调制(QAM)结合。优选地，为了调制到特定的振幅，对第一类调制器21和第二类调制器22构建的阵列中的ρ％的第一调制器211和第二调制器222充电，剩下的不充电。为了表述方便，将偏振方向域构造两个振幅调制的正交基与正交振幅调制(QAM)结合的调制方案称为PQAM。将第一类调制器21对应的信号称为I(同相)信号，第二类调制器22对应的信号称为Q(正交相)信号。优选地，第一控制模块1配置为对第一类调制器21中的ρ1个第一调制器211和第二类调制器22中的ρ2个第二调制器221充电，并且剩余的不充电。通过该设置方式来传输星座平面中的数据点(ρ1，ρ2)。优选地，4-PQAM中的符号“10”星座图如图3所示。具体的4-PQAM星座图如图4所示。
本发明的PQAM相对偏振复用(PDM)，对收发两端的第一类偏振装置3和第二类偏振装置4不完全对准的情况具有鲁棒性。例如，偏振复用(PDM)中，在偏振方向相互垂直的两个发射机-接收机对中，Δθ的偏振方向角度差不仅可以使接收到的光强度衰减到I0cos2(Δθ)，而且还会对另一个信道引入I0sin2(Δθ)的干扰。由于两个接收机与两个发射机同样形成正交基，因此如果发射机和接收机侧的这两个正交基由于(物理)角度差而产生偏差，则可以通过正交变换(即星座平面中的旋转)来校正，如图5所示。这就是本发明的PQAM具有旋转鲁棒性的原因：Δθ的物理旋转会导致星座平面上的2Δθ旋转，并且这种旋转可以通过使用传统QAM中处理载波相位偏移的解决方案进行校正。
实施例2
本实施例是对实施例1的进一步改进/补充，重复的内容不再赘述。在不造成冲突或者矛盾的情况下，其他实施例的优选实施方式的整体和/或部分可以作为本实施例的补充。
优选地，本发明提供的偏振方向域正交的复用方式不仅可以和正交振幅调制(QAM)结合，还可以与其他调制方式结合。本实施例是实施例1的基础上结合另一种调制方案DSM来提高光通信装置的传输速率。
优选地，逆反射装置24能够将光信号反射回至光源。本发明的反射可以称为逆反射，逆反射又可以称为反光、回射、回归反射、回复反射、定向反射或反向反射。逆反射表示反射光线从接近入射光线的反方向返回的一种反射。当入射光线在较大范围内变化时，仍能保持这种性质。逆反射装置24可以是涂有逆反射材料的规则或不规则体。优选地，逆反射材料可以是反光材料，例如反光膜、应用于交通标志的反光膜或反光涂层、织物等。
优选地，通过观察液晶调制器的充电和放电的响应曲线，发现液晶材料23具有高度不对称的特性。例如，当驱动电压为5V时，液晶材料23的充电阶段可在1ms内完成，液晶材料23的放电阶段需要长达4ms的时间才能完成。优选地，在施加更高驱动电压的情况下，液晶调制器的充电阶段可能更快完成。
优选地，DSM调制方案的原理是利用第一类调制器21中多个第一调制211在其改变光信号的不对称的响应时间中最快的响应时间进行叠加/交错，进而进行高阶调制。例如利用液晶材料23的充电时间进行调制。优选地，还可以同时利用第二类调制器22中多个第二调制器221进行设置。
优选地，DSM调制方案具体如下：
第一控制模块1配置为叠加和/或交错不同的第一类调制器21内的第一调制器211和/或第二类调制器22内的第二调制器221其改变光信号状态最快的第一响应时间内发射的第一符号/第一波形构建第二符号/第二波形。
优选地，由于第一调制器211和第二调制器221功能相同，因此以第一调制器211为例说明本发明的DSM调制方案。优选地，第一控制模块1配置为在第一调制器211其改变光信号状态的响应时间中最快的第一响应时间内发射第一符号/第一波形。优选地，第一控制模块1配置为叠加和/或交错不同的第一调制器211其第一响应时间内发射的第一符号/第一波形。第一响应时间为第一调制器211其在改变光信号状态最快的响应时间。优选地，通过叠加和/或交错不同的第一调制器211发射的第一符号/第一波形构建第二符号/第二波形。优选地，第一调制器211的第一响应时间对应第一阶段。优选地，第一阶段可以是第一调制器211充电阶段。第一调制器211的第二响应时间对应第二阶段。第二阶段可以是第一调制器211的放电阶段。优选地，第一调制器211在第一响应时间发射第一符号/第一波形的方式可以是开启/关闭第一调制器211的第一阶段。开启第一调制器211的第一阶段可以是对应“开”状态。关闭第一调制器211的第一阶段可以是对应“关”状态。通过开启/关闭第一调制器211的第一阶段相当于第一调制器211在第一响应时间发射第一符号/第一波形。优选地，本发明可以通过第一调制器211其改变光信号状态的趋势，例如，上升、下降、下降到上升等构建第一符号/第一波形来进行调制。通过该设置方式能够进而实现光信号的高阶调制，使得每个第二符号/每个波形携带更加多的信息量。而且，在叠加和/或交错的过程中可以利用相对较慢的第二响应时间来传输不同的第一调制器211的第一阶段或者发射第一符号/第一波形。例如对于一个第二符号/第二波形，第一个第一调制器211的第一阶段结束之后进入第二阶段，第一个第一调制器211等待其第二阶段结束后作为下一个第二符号/第二波形的第一个构建符号/波形的第一调制器211。在第一个第一调制器211等待其第二阶段结束的时间中，可以叠加和/或交错其他第一调制器211的第一阶段或第一响应时间发射第一符号/第二波形，进而在等待第二阶段结束的时间中也通过其他的第一调制器211携带了信息，因此可以通过持续时间覆盖了第一响应时间和第二响应时间的第二符号/第二波形来进行调制，而第二符号/第二波形携带了更多的信息，从根本上突破了非对称响应时间带来的限制，显著地提高了数据传输速率。
优选地，第一控制模块1配置为叠加和/或交错不同的第一调制器211其在改变光信号状态的响应时间中最快的第一响应时间内发射的第一符号/第一波形构建第二符号/第二波形。优选地，第一控制模块1配置为叠加和/或交错不同的第一调制器211的第一阶段。优选地，在第一调制器211的第一响应时间发射/不发射第一符号/第一波形以调制光信号。或者开启或关闭第一调制器211的第一阶段也能够调制光信号。通过第一符号/第一波形或者开启/关闭第一阶段来进行调制能够提高数据传输速率。但是，当通信链路具有足够高的信噪比时，可用带宽没有得到充分利用，即使信噪比足够高也不能提高数据的传输速率。因此本发明通过叠加和/或交错不同的第一调制器211的第一响应时间发射的第一符号/第一波形，或者叠加和/或交错不同的第一调制器211的第一阶段，构建第二符号/第二波形。利用叠加多个第一调制器211的第一符号/第一波形，或者是交错不同第一调制器211的第一响应时间/第一阶段来调制，这样可以利用参与调制的第一调制器211的数量来提供近似线性的容量增益。即，在多个第一调制器211或者由第一调制器211构建的阵列来执行叠加和/或交错不同的第一阶段/第一响应时间/在第一响应时间发射第一符号/第一波形的情况下，多个第一调制器211或第一调制器211阵列的构建的第二符号/第二波形包括多个第一符号/第一波形或者由开启/关闭第一调制器211第一阶段产生的符号/波形，使得调制携带的信息量成倍增加，进而可以充分利用给定信道上的可用带宽和信噪比，即充分利用第一调制器211这种非常规非线性光学通道上的可用带宽。优选地，调制携带的信息量与参加调制的第一调制器211的数量大约呈线性关系。优选地，第一控制模块1配置为在同一时间发射第一调制器211的第一符号/第一波形。优选地，第一控制模块1配置为驱动第一调制器211在不同时刻分别发射第一符号/第一波形。
优选地，第二符号/第二波形是由至少一个第一符号/第一波形的组合。第二符号/第二波形还可以是由开启/关闭第一阶段产生的符号/波形的组合。优选地，第一控制模块1配置为选择性开启/关闭至少一个第一调制器211以改变第二符号/第二波形中第一符号/第一波形的数量。例如，“00”、“01”、“10”、“11”，或者“000”、“010”，或者“1111”、“1010”等等。第一符号/第一波形的数量表示一个第二符号/第二波形携带的比特的位数。同样，开启或关闭第一阶段的第一调制器211的数量也表示一个第二符号/第二波形携带的比特的位数。位数越多携带的信息量越大，提供的增益越大。但需要说明的是，当第一符号/第一波形的数量或者是参与调制的第一调制器211的数量超过一定数量的情况下，其提供的增益保持不变，这与PAM调制显著不同。优选地，第一控制模块1对第一调制器211进行操作的数量为L。第一控制模块1对第一调制器211进行的操作至少包括开启和关闭。第一控制模块1选择性开启或关闭的第一调制器211的数量为L。优选地，L也可以称为响应第一控制模块1操作的第一调制器211的数量。或者L也可以是参与调制的第一调制器211的数量。通过该设置方式，使用第一控制模块1控制第一调制器211的响应数量或者控制参与调制的第一调制器211的数量就可以构建包括不同数量的第一符号/第一波形的第二符号/第二波形。或者可以构建包括不同数量的对应开启/关闭第一阶段的符号/波形的第二符号，进而可以控制对数据传输速率提供的增益大小。
优选地，第一控制模块1配置为基于参与调制的第一调制器211的数量为第一调制器211分配若干时隙。第一控制模块1配置为基于时隙驱动该时隙对应的第一调制器211发射第一符号/第一波形。优选地，第一控制模块1配置为基于时隙驱动该时隙对应的第一调制器211开启/关闭第一阶段。优选地，第一控制模块1配置为基于参加调制的至少一个第一调制器211分配对应的至少一个时隙。第一控制模块1在对应时隙内开启/关闭对应的第一调制器211的第一阶段。优选地，第一控制模块1在时隙内控制对应的第一调制器211在其第一响应时间内发射/不发射第一符号/第一波形。时隙的数量正比于第二符号/第二波形所携带的信息比特量。例如，参加调制的第一调制器211的数量为3，那么对应分配3个时隙，从而每个第二符号/第二波形携带3Bit的信息量。具体以液晶调制器(LCM)为例，采用3个液晶调制器(LCM)。每个LCM分配了对应的时隙T，共有3个时隙，因此第二符号/第二波形可以用000、111、010等3为二进制符号表征，从而每个第二符号/第二波形携带3Bit的信息量。
优选地，为了进一步提高这种多个第一调制器211在在不同时间间隔内开启/关闭第一阶段或者发射/不发射第一符号/第一波形带来的增益，可以采用非同时的方式发射/不发射第一符号/第一波形或者开启/关闭第一阶段。优选地，第一控制模块1基于响应其操作的第一调制器211的数量L为响应的第一调制器211分配一一对应的时隙。或者第一控制模块1基于参与调制的第一调制器211的数量为参加调制的第一调制器211分配一一对应的时隙。优选地，第一调制器211在对应的时隙内通过第一响应时间发送第一符号/第一波形。或者第一控制模块1在对应的时隙内控制对应的第一调制器211开启/关闭第一阶段。优选地，时隙至少大于等于第一响应时间。通过该设置方式，能够保证在同一时间间隔或时隙内，只有一个第一调制器211发射第一符号/第一波形或者开启或关闭第一阶段，进而提高携带的信息量，并且也能够部分减少符号间的干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)。
优选地，不同时隙内的第一符号/第一波形或者开启/关闭第一阶段对应的符号/波形可以组合生成第二符号/第二波形。由于部分第一调制器211可能无法立即转换到其第一响应时间对应的转换状态，因此需要经历第二响应时间才能切换到下一周期(下一个第二符号/第二波形)的第一响应时间。优选地，第一控制模块1配置为至少基于第一调制器211的其在改变光信号状态的响应时间中最慢的第二响应时间包装第二符号/第二波形。优选地，第一控制模块1配置为以大于等于第一调制器211的第二响应时间的第一时间包装第二符号/第二波形。第一时间作为第二符号/第二波形内第一个时隙结束后的持续时间。
优选地，在第一控制模块1配置为基于第一调制器211的其在改变光信号状态的响应时间中最慢的第二响应时间包装第二符号/第二波形的情况下，第二符号/第二波形的持续时间为第二响应时间与第二时间之和。第二时间为第一响应时间与响应发射第一符号/第一波形的第一调制器211的数量L的乘积。优选地，在第一控制模块1配置为控制第二符号/第二波形内的第一个时隙内对应的第一调制器211执行动作结束后未立即进入其第二响应时间对应的第二阶段的情况下，第二符号/第二波形的持续时间为第二响应时间与第二时间之和。优选地，第二时间为时隙与其数量的乘积。优选地，第一时间为第二符号/第二波形的持续时间减去一个时隙。优选地，第一控制模块1配置为基于第一调制器211的第一响应时间和/或第二响应时间决定第二符号/第二波形的持续时间。
优选地，另一种可选的实施方式为，第一控制模块1配置为将多个第一调制器211同时发射/不发射第一符号/第一波形或者开启/关闭第一调制器211的第一阶段进行调制。这种可选的实施方式能够将多个第一调制器211发射的波形叠加，虽然会导致携带的信息量较少，使得数据传输速率的增益不高；但是每个第一符号/第一波形的信噪比较高。因此可以考虑在不同的信噪比下平衡数据传输速率与误码率。优选地，第一控制模块1配置为驱动至少两个第一调制器211在同一时隙内通过第一响应时间发送/不发送第一符号/第一波形。优选地，第一控制模块1配置为在同一时间间隔内开启/关闭至少两个第一调制器211的第一阶段构建第二符号/第二波形。通过该设置方式，叠加不同第一调制器211产生的符号/波形，从而在信噪比较低的情况下使得该符号/波形构建的第二符号/第二波形更加清晰和易于识别，降低误码率。
另一方面，在以上可选的实施方式的基础上，提供将叠加和交错第一调制器211基于第一响应时间产生的符号/波形构建第二符号/第二波形的实施方式。优选地，第一控制模块1配置为在不同的时间间隔开启/关闭不同的第一调制器211的第一阶段，并在同一时间间隔内开启/关闭至少两个不同的第一调制器211的第一阶段，从而构建第二符号/第二波形。或者第一控制模块1配置为在不同的时间间隔内控制不同的第一调制器211在其第一响应时间内发射/不发射第一符号/第一波形，从而构建第二符号/第二波形。通过以上设置方式，在同一个时隙或者时间间隔内，两个不同的第一调制器211发射相同的符号/波形，或者同时开启/关闭两个不同的第一调制器211的第一阶段，能够使得构建的第二符号/第二波形更加清晰和易于识别，从而减少干扰而降低误码率。而在不同的时隙或者时间间隔内可以采用实施例4中的实施原理，即利用时隙的数量或者参与调制的第一调制器211的数量来近似线性地增加信道容量增益，提高第二符号/第二波形所携带的信息量。
优选地，尽管通过交错不同时隙下不同的第一调制器211在第一响应时间对应产生的符号/波形来实现高阶调制，可以增加携带的信息量和克服非对称的第二响应时间带来的传输速率较小的影响，但其效率仍然有提升的空间。在信噪比较好的情况下，如果第一调制器211在其第一响应时间结束后立即开始进入第二响应时间，从而可能出现一个第二符号/第二波形中的第一个第一调制器211在最后一个第一调制器211发射完第一符号/第一波形之后同时结束其第二响应时间，那么会进一步提高第一调制器211的调制速率。
优选地，在第二符号/第二波形中第一个响应的第一调制器211发射第一符号/第一波形之后立即开始第二响应时间对应的状态转换的情况下，第二符号/第二波形的持续时间为第二时间与第三时间之间的最大值。第三时间为第一响应时间与第二响应时间之和。优选地，在第一控制模块1配置为控制第二符号/第二波形内的第一个时隙对应的第一调制器211执行动作结束之后立即进入其第二响应时间对应的第二阶段的情况下，第二符号/第二波形的持续时间为第二时间与第三时间之间的最大值。第三时间为第一响应时间与第二响应时间之和。
根据一种优选实施方式，在响应发射第一符号/第一波形的第一调制器211数量大于第一比值的情况下，调制装置的数据传输速率达到极限第二比值。第一比值为第二响应时间除以第一响应时间，第二比值为第一响应时间的倒数。优选地，在时隙的数量/参与调制的第一调制器211的数量大于第一比值的情况下，调制装置的数据传输速率达到极限第二比值。第一比值为第二响应时间除以第一响应时间。第二比值为第一响应时间的倒数。
优选地，实施例1中的PQAM调制方案能够与DSM调制方案结合。如图6所示，通过将每个DSM符号扩展到P阶PQAM平面上的同相(I)和正交(Q)上的高阶PAM信号，然后在接收端通过第二类偏振装置4可以进行解调7，进而可以将数据速率提高到：L×log P。例如，8-DSM和16-PQAM调制，能够在DSM符号持续时间w中发送多达8×log16＝32比特位的数据。
实施例3
本实施例公开了一种基于偏振方向域正交的光通信调制装置在不造成冲突或者矛盾的情况下，其他实施例的优选实施方式的整体和/或部分内容可以作为本实施例的补充。
优选地，本实施例提供的光通信装置是用于对基于偏振方向域复用的调制信号进行解调和接收的光通信装置。基于偏振方向域复用的调制信号还存在如下问题：
1、接收信号矢量旋转的问题；
2、与实施例2中的DSM调制方案结合后会带来传输速率增益，但是也会带来符号间干扰和信道干扰的问题；
3、由于第一调制器211/第二调制器221本身制造的误差、距离和角度带来的误差导致第一调制器211/第二调制器221存在异质性的问题。
优选地，本实施提供的光通信装置包括第二控制模块和第二类偏振装置4。优选地，第二类偏振装置4包括彼此之间偏振方向的角度差为第一阈值的第三偏振装置41和第四偏振装置42。第二控制模块配置为对第三偏振装置41和第四偏振装置42分离的在偏振方向域正交的两路光信号分别解调。优选地，通过该设置方式，通过第三偏振装置41和第三偏振装置42的正交性保证了光通信装置在任意偏振方向上检测信号的能力，偏振方向的角度差仅导致两个偏振方向域正交的信道接收信号产生矢量旋转，没有数值损失。
优选地，第二控制模块配置为在检测接收的光信号的过程中收集记录的参考符号/波形，并基于记录的参考符号/波形和接收的光信号构建相似度模型以校正由于发送端和接收端偏振方向的角度偏差带来的旋转。第二控制模块配置为采用前导码来校正产生的矢量旋转问题。优选地，前导码的设计不仅应确保其数据包检测和帧对齐的工作，还能够确保旋转校正。为了提供采样级的定时精度，在检测过程中直接寻找在足够高的信噪比(SNR)下离线记录的参考波形。优选地，将K个样本的前导码参考表示为Y[τ]。接收到的信号表示为X[t]。优选地，两者的相似度可以用相似度函数表示为
数据包的开始时间t0可以用来最小化相似度函数D。最小化后的相似度函数表示为D(X[t0，t0+k-1]，Y)。
优选地，采用线性回归方法对旋转、振幅和偏移进行建模：
优选地，其中复系数a表示旋转和缩放。c表示直流偏置。复共轭项bX*表示实际的I/Q不平衡。优选地，对于通信双方，可以在接收端校正信号的直流偏移，而在发送方的直流干扰可以通过适当的数据加扰器来避免。优选地，如果检测到前导码，则估计的系数a、b、c将在解调前乘以后续信号。需要注意的是，由于收集的前导码参考被校准为无旋转，因此前导码参考与接收到的信号最匹配的系数可以用于消除数据包中的旋转和缩放。
优选地，虽然DSM和PQAM结合能够显著提高传输速率，但DSM和PQAM的结合在解调方面带来了一些问题。PQAM的分析假设第一调制器211/第二调制器221处于稳定状态，而在DSM中，每个脉冲都是充放电的。然而，当偏振方向改变时，过渡态会产生交叉信道干扰。但是，如图7所示，来自第一类偏振装置21和第二类偏振装置22的两个脉冲响应满足
pI(t)是第一类调制器21的脉冲响应。pQ(t)是第二类调制器22的脉冲响应。这意味着来自两个信道的两个同步脉冲在任何时刻都是正交的，仍然可以一起传输。实际上，这种正交性只适用于同步脉冲，而不适用于后续的脉冲，即：
因此，当0＜|k|＜L时，必须同时考虑来自两个信道的符号以消除符号间干扰。
优选地，第二控制模块配置为基于按照如下方式解调光信号：
当对接收光信号中当前的符号/波形进行判决时，基于干扰模式模拟其预期接收的干扰符号/波形，并从后续输入的符号/波形移除干扰符号/波形；在移除先前符号/波形的干扰符号/波形后决定输出和反馈当前符号/波形。基于线性回归的最小二乘方法确定输出的符号/波形。优选地，在第二控制模块配置为基于线性回归的最小二乘方法确定输出的符号/波形的情况下，第二控制模块配置为存储多个分支进行最小二乘搜索。
优选地，考虑到DSM本质上导致了符号间干扰，因此本发明通过设计一个均衡器消除先前符号的干扰，从而成功地恢复当前符号。由于传统的线性均衡器不能均衡第一调制器211和第二调制器221的非线性，因此可以利用判决反馈均衡器来进行均衡。具体为，当对当前符号做出一个判决时，可以根据干扰模式模拟其预期接收波形，并在后续接收信号中减去该预期的接收波形。
优选地，当将决定输出和反馈的比特/符号其先前的符号间干扰移除后，均衡器的输出是一个干净的前缀波形(即第一调制器211/第二调制器221脉冲响应的上升沿)，因此需要在阈值确定之前将其转换。优选地，可以使用线性回归的最小二乘来确定第n个PQAM符号：
式(6)中en(t)＝r(t)-∑m＜nImp(t-mT)是第n个均衡器输出，p(t)是PQAM发射机的脉冲响应。T表示周期。复系数s是一个规范的QAM符号，可以用来进行判决。
Im是假设的之前解出来的比特，取值为0或1。r(t)是接收到的信号；m是局部变量，列举0到n-1的所有数值；n是拖尾效应的长度；即只考虑nT长度的拖尾效应。
需要说明的是，与最大似然序列估计相比，判决反馈均衡器具有次优的误码性能，这是因为两个原因：
1、它根据脉冲p(t)的[0，T)段而不是完全非零长度[0，w]来决定sn；w是符号持续时间。
2、第一个错误符号导致错误的均衡器输出，这可能导致另一个符号错误。然而，最大似然序列估计计算量大，这可能导致嵌入式实时操作的计算不可行。因此，为了在解调延迟和误码率性能之间取得平衡，优选次优算法。
优选地，选择的优化策略是存储多个分支进行最小二乘搜索，即存储一组k-最小二乘均衡器输出作为可能解。尽管通过合并可能解集合中最后L个符号和k＝PL，正是Viterbi检测器是最优的，但是对于数值较大的P和L，Viterbi检测器的复杂度非常高，不是应用于实际。ISI特别长，最优匹配的波形，要遍历每种比特的每种情况，复杂度，T＝16。2的16次方，太长了，只记录2的四次方。
优选地，在适当的k值下，均衡器可以达到合理的误码率性能和实际的解调延迟，其步骤流程如图8所示。如图8所示，步骤包括：
S100：存储一组k＝16的可能解；
S200：在T时隙内搜索下一个PQAM符号；
S300：然后在每一轮之后保留那些中误差较小的分支，而拒绝其他分支；
S400：更新分支组。通过以上设置方式，能够使的信号在第一个T时隙内高度可分辨，我们的判决反馈解调器在计算延迟和误码率性能之间取得了平衡。对不同解调器解调的性能进行对比，如图9所示，虽然单纯的单分支解调器10比最优的Viterbi解调器12差得多，即在工作范围内损失约0.7m或10％，但是16分支解调器11的误码率性能几乎接近最优性能，仅增加16倍的计算成本，因此可以支持实时解调。
根据一种优选实施方式，第二控制模块配置为对每个子信号使用不同的参考脉冲来进行均衡和符号回归。优选地，第二控制模块配置为：
基于检查来自不同高信噪比的位置的多个脉冲提取至少一个不变基数；
基于在线训练获取与至少一个不变基数相关的系数。
优选地，由于解调误差过大，假设一致统一的脉冲响应p(t)随时间的变化和不同第一调制器211/第二调制器221变得无效，这是由于以下两个原因：
第一，脉冲形状在第一调制器211/第二调制器221的第二响应时间较小的情况下会受到拖尾效应的影响，因此脉冲的形状不仅取决于当前符号，而且还取决于先前的符号。
第二，对于DSM，在多个第一调制器211/第二调制器221中，脉冲的振幅变化能是由于第一调制器211/第二调制器221之间的制造误差、来自不同角度和距离的不均匀光信号强度以及第一类偏振装置3和第二类偏振装置4的角度误差，可能导致一个按比例排列的星座，因此符号被误认为是附近的星座。此外，当我们使用不正确的脉冲响应来均衡符号间干扰时，这种时间和/或空间误差也会被积累。为了解决这些实际问题，本发明通过对每个第一调制器211/第二调制器221信道使用不同的参考脉冲来进行均衡和符号回归。因此，信道训练的任务是估计每个数据包所在的子信道中的参考脉冲，以作为匹配的滤波器或用于解调的模板，在具有合理精度的同时避免过拟合以降低接收机的噪声容限。
优选地，针对拖尾效应的特点，本发明采用了基于指纹的有限长度存储器模型。在该模型中通过记录了来自第一调制器211/第二调制器221的多个脉冲，并根据当前符号的前V位进行分类。(最佳匹配)较大的V值将以较高的训练时间开销为代价降低误码率。优选地，对于最终解调，该模型自然地结合了判决反馈均衡器，其中第i个决定符号不仅用于均衡来自其他第一调制器211/第二调制器221的干扰，但还要为该第一调制器211/第二调制器221选择正确的参考脉冲。
优选地，为了减小不同位置和不同第一调制器211/第二调制器221脉冲分集的影响，必须在参考精度和噪声容限之间取得平衡。一个极端的情况是根本不支持分集，而是使用几乎无噪声的参考脉冲。优选地，参考脉冲是离线记录的，并从数千个样本中取平均值。
优选地，另一个极端是对数据包中的参考脉冲进行采样以最佳地支持分集，然而这将导致每个数据包的巨大开销才能够达到足够低的噪声水平。当局限于线性模型和MSE代价函数时，其自身显示为截断的Karhunen-Loève展开(按减小的特征值排序)，因为它确实最小化了所有可能的截断线性近似的平方误差。优选地，基于以上问题，第二控制模块配置为离线训练和在线训练双重信道训练方法解调光信号。优选地，离线训练包括通过检查来自不同高信噪比下的不同位置的多个脉冲来提取至少一个不变基数。优选地信道训练还包括针对每个数据包的在线训练以获取与至少一个不变基数相关的系数。优选地，从数学角度分析，设r(x，v)[1...m]为一段脉冲波形，长度m＝wfs。fs是ADC的采样频率。r(x，v)是空间参数x和时间跟踪参数v的函数。首先定义2Vm个r(x)样本。一组r(x，u)是v在所有可能值上的合集，然后连接并将其转换为列向量。r(x)作为一个第一调制器211/第二调制器221在特定方向上的完整行为模型，既是离线训练的基本单元，也是在线训练的最终输出。
优选地，对于离线训练，在n个不同方向x1...xn上收集r(x)，并将其排列在矩阵中，如下所示：
E＝[r(x1)...r(xn)] (7)
通过计算截断到秩S的奇异值分解：
E＝U∑VH+ε (8)
优选地，第二控制模块配置为提取矩阵U的S列向量作为参考基。然后在线训练是求解2L个第一调制器211/第二调制器221每个调制器截断基的S系数。在每个数据包中，将2L比特位的线性独立模式分集分配给同时发送的2L个第一调制器211/第二调制器221。然后接收器根据接收到的信号找到2SL未知数的最小二乘解。
实施例4
本实施例公开了一种基于偏振方向域可见光通信调制方法在不造成冲突或者矛盾的情况下，其他实施例的优选实施方式的整体和/或部分内容可以作为本实施例的补充。
基于偏振方向域正交的光通信方法至少包括：
通过发射和/或反射两路偏振方向的角度差为第一阈值的光信号的方式构建偏振方向域的正交基，从而独立传输该两路光信号；
优选地，如图1所示，本实施例的光通信方法可以通过设置在第一类调制器21和第二类调制器22上且以彼此之间的第一类偏振装置3的角度差为第一阈值的方式构建偏振方向域的正交基，从而独立传输两路光信号。优选地，第一类偏振装置3包括第一偏振装置31和第二偏振装置32。第一偏振装置31设置于第一类调制器21侧。第二偏振装置32设置于第二类调制器22侧。优选地，在光通信装置设置有光源用于主动发射光信号进行通信的情况下，第一偏振装置31设置在第一类调制器21和光源之间。第二偏振装置32设置在第二类调制器22和光源之间。优选地，在光通信装置设置逆反射装置24被动反射光信号进行通信的情况下，第一偏振装置31设置在第一类调制器21和逆反射装置24之间。第二偏振装置32设置在第二类调制器22和逆反射装置24之间。优选地，第一类调制器21和第二类调制器22配置为以彼此之间发射和/或反射光信号的偏振方向的角度差为第一阈值的方式构建偏振方向域的正交基从而独立传输两路光信号。优选地，第一阈值为45°。优选地，在角度差超过90°的情况下，第一阈值可以是45°的奇数倍，如135°。
现有技术中的偏振复用(PDM)利用光的偏振态构建彼此相互正交的两路独立光信号传输数据信息。但是，偏振复用利用的正交基是相位域的正交基，与正交振幅调制相同，相位域的正交指的是相位差是90°的奇数倍。然而这种通过在相位域构建正交基的方式实现两路独立传输数据信息的光学信道，需要多个偏振装置才能保证光信号的正交的偏振态的稳定，更重要的是在发送方和接收方两端的偏振态需要保持一致才能保证传输速率稳定且不会损失。本发明通过理论推导发现，在发送方或接收方通过偏振方向域而不是相位域进行设置，也能够实现两路彼此独立的光学信道。即本发明能够通过偏振方向域而不是相位域构建正交基，进而增加信道总容量，从而提高光通信的传输速率。而且需要注意的是，本发明的偏振方向域正交的条件是彼此偏振方向的角度差为45°，这与相位域的90°正交条件不同，并且本发明偏振方向域正交的实现也不向偏振复用(PDM)需要添加更多的新硬件，本发只需要通过偏振装置的设置就能实现偏振方向域正交，减少了改造成本。更重要的是，本发明在偏振方向域构建正交基不同于相位域的正交基，当接收两端的偏振方向发生偏差的情况下，基于偏振方向域构建正交基不会牺牲数据传输速率，相反能够在接收两端之间提供任意相对方向一致的全传输速率，即在接收两端的偏振方向发生偏差的情况下，本发明提供的通信装置的传输速率不会减少，这种特性对促进物联网在实际现场的部署至关重要，因此本发明的基于偏振方向域构建正交基进而进行复用的调制方式天然适用于部署在物联网终端。需要说明的是，本发明由于在偏振方向域而不是相位域构建正交基，因此本发明的调制方式还可以与偏振复用的相位域正交复合，进而提供更多的相互独立的数据传输信道，从而增加信道容量。
优选地，第一类调制器21和第二类调制器22的工作原理相同。第一类调制器21和第二类调制器22还可以采用相同型号的调制器。优选地，第一类调制器21和第二类调制器22的工作原理是通过改变光的偏振方向，进而当通过偏振方向相同的偏振装置时，光能够通过；当光通过偏振方向不相同的偏振装置时，光无法通过，因此第一类调制器21/第二类调制器22能够实现光的强度调制，例如OOK、ASK等。优选地，第一类调制器21包括至少一个第一调制器211。第二类调制器22包括至少一个第二调制器221。第一类调制器21基于第一调制器211的数量而构建高阶脉冲幅度调制器。第二类调制器22基于第二调制器221的数量而构建高阶脉冲幅度调制器。
下面对本发明的原理进行说明。
优选地，本发明以液晶材料23作为第一调制器211和第二调制器221，并且以被动反射光信号的应用场景说明本发明的理论原理。需要说明的是：
1、第一调制器211和第二调制器221除了可以是采用液晶材料的调制器外，还可以是采用与液晶材料具有相似性质的能够改变光的偏振方向的其他调制器，比如采用铁电体材料的调制器或者是公开号为CN100397148C公开的改变光的偏振状态的装置；
2、本发明以被动反射的应用场景进行说明，并不是限定本发明仅能应用于被动反射的应用场景，被动反射仅是用于说明本发明原理的一种优选实施方式。同时，也用于说明本发明的光通信装置除了能够应用于常规的主动发射光信号的应用场景外，也能够应用于被动反射光信号进行通信的应用场景。事实上，被动反射是在物联网应用场景下，为了器件的小型化、能量消耗微小化、实际部署中不容易获取能源等因素综合考虑下的一种优选通信方式。被动反射使得该装置不需要设置有光源，进而减小通信装置的体积、成本、能量消耗等，可以通过太阳能电池板等装置进行供能。
优选地，本发明所涉及的反射是指通过逆反射装置24将发送端光源发送的光信号反射回至发送端。
优选地，如图2所示，第一调制器211和第二调制器221为采用液晶材料23的调制器。本实施例中，液晶材料23充电不旋光。液晶材料23放电旋光。第一调制器211和第二调制器221相对入射光的一侧设置有逆反射装置24。优选地，第一类偏振装置3设置在第一调制器211/第二调制器221与逆反射装置24之间。优选地，第一偏振装置31设置在第一调制器211与逆反射装置24之间。第二偏振装置32设置在第二调制器221与逆反射装置24之间。第二类偏振装置4设置在接收反射光信号一侧。优选地非偏振的入射光5通过第一调制器211和第二调制器221分别进入第一偏振装置31和第二偏振装置32，从而有非偏振的入射光5变为偏振的入射光偏振的入射光经过逆反射装置23反射后成为偏振的反射光6，再次经过第一偏振装置31和第二偏振装置32进入第一调制器211和第二调制器221，经过第一调制器21和第二调制器221的旋光/不旋光后进入第二类偏振装置4。优选地，第一调制器211和第二调制器221的面积比可以为2∶1。优选地，假设本实施例的光通信装置与地面的夹角为θt，如图2所示。第一类偏振装置3，即第一偏振装置31和第二偏振装置32相对垂直方向的夹角也为θt。第一调制器211和第二调制器221充电后，反射的光的偏振方向与地面的夹角也为θt。第一调制器211和第二调制器221放电后，反射的光的偏振方向与地面的夹角为θt+90°。优选地，需要说明的是为了通用性，我们假设一个连续的ρ，但实际上可以通过组合log2 P二进制加权，调制只需要
个离散值。优选地，ρ为第一类调制器21和第二类调制器22的充电的百分比。P是第一调制器211和第二调制器221的个数。
根据马吕斯定律，偏振光通过偏振装置时的光强为：
I＝I0cos2(Δθ)
其中，I0为未通过偏振装置时的光强。(Δθ)是入射偏振光的偏振方向与偏振装置的偏振方向的角度差。优选地，接收端的第二类偏振装置4的偏振方向与地面成θr角。接收端接收到的反射光的光强为：
其中，只有ρcos2(θt-θr)或者ρ对应于偏振的变量分布/携带信息。优选地，由此产生的偏振有关的信道系数htr为：
从信道系数htr的分解公式可以看出，可以将发射端和接收端的偏振情况分开独立设置。优选地，从以下公式可以看出一对相对偏振方向的角度差为45°的发射端构成二维信号空间的正交基，公式如下：
优选地，这种正交性也适用于相对偏振角为45°的一对接收机。需要说明的是，这种将第一类偏振装置3和第二类偏振装置4分别设置在发射端和接收端的方式，使得在光信号在空间传输的光为偏振光，而光的强度变化(光强的强弱变化)是在接收端完成，因此本发明的光通信装置传输的光信号在空间的表现仅为偏振方向的变化，而人眼无法感知光的偏振的变化，进而实现了无闪烁光通信。
优选地，在反射光信号的通信装置中还设置有用于驱动第一类调制器21和第二类调制器22调制光信号的第一控制模块1。第一控制模块1配置为基于正交振幅调制的方式驱动第一类调制器21和第二类调制器22调制其发射和/或反射的光信号。优选地，通过第一偏振装置31和第二偏振装置32可以在偏振方向域构造两个振幅调制的正交基。在传统的正交振幅调制(QAM)中，两个正交的载波使用幅度调制(AM/ASK/OOK)，这与我们的第一类调制器21和第二调制器22阵列设置中的脉冲幅度调制(PAM)相对应，进而可以与正交振幅调制(QAM)结合。优选地，为了调制到特定的振幅，对第一类调制器21和第二类调制器22构建的阵列中的ρ％的第一调制器211和第二调制器222充电，剩下的不充电。为了表述方便，将偏振方向域构造两个振幅调制的正交基与正交振幅调制(QAM)结合的调制方案称为PQAM。将第一类调制器21对应的信号称为I(同相)信号，第二类调制器22对应的信号称为Q(正交相)信号。优选地，第一控制模块1配置为对第一类调制器21中的ρ1个第一调制器211和第二类调制器22中的ρ2个第二调制器221充电，并且剩余的不充电。通过该设置方式来传输星座平面中的数据点(ρ1，ρ2)。优选地，4-PQAM中的符号“10”星座图如图3所示。具体的4-PQAM星座图如图4所示。
本发明的PQAM相对偏振复用(PDM)，对收发两端的第一类偏振装置3和第二类偏振装置4不完全对准的情况具有鲁棒性。例如，偏振复用(PDM)中，在偏振方向相互垂直的两个发射机-接收机对中，Δθ的偏振方向角度差不仅可以使接收到的光强度衰减到I0cos2(Δθ)，而且还会对另一个信道引入I0sin2(Δθ)的干扰。由于两个接收机与两个发射机同样形成正交基，因此如果发射机和接收机侧的这两个正交基由于(物理)角度差而产生偏差，则可以通过正交变换(即星座平面中的旋转)来校正，如图5所示。这就是本发明的PQAM具有旋转鲁棒性的原因：Δθ的物理旋转会导致星座平面上的2Δθ旋转，并且这种旋转可以通过使用传统QAM中处理载波相位偏移的解决方案进行校正。
优选地，本发明提供的偏振方向域正交的复用方式不仅可以和正交振幅调制(QAM)结合，还可以与其他调制方式结合。例如，可以在偏振方向域正交的基础上结合另一种调制方案DSM来提高光通信装置的传输速率。
优选地，逆反射装置24能够将光信号反射回至光源。本发明的反射可以称为逆反射，逆反射又可以称为反光、回射、回归反射、回复反射、定向反射或反向反射。逆反射表示反射光线从接近入射光线的反方向返回的一种反射。当入射光线在较大范围内变化时，仍能保持这种性质。逆反射装置24可以是涂有逆反射材料的规则或不规则体。优选地，逆反射材料可以是反光材料，例如反光膜、应用于交通标志的反光膜或反光涂层、织物等。
优选地，通过观察液晶调制器的充电和放电的响应曲线，发现液晶材料23具有高度不对称的特性。例如，当驱动电压为5V时，液晶材料23的充电阶段可在1ms内完成，液晶材料23的放电阶段需要长达4ms的时间才能完成。优选地，在施加更高驱动电压的情况下，液晶调制器的充电阶段可能更快完成。
优选地，DSM调制方案的原理是利用第一类调制器21中多个第一调制211在其改变光信号的不对称的响应时间中最快的响应时间进行叠加/交错，进而进行高阶调制。例如利用液晶材料23的充电时间进行调制。优选地，还可以同时利用第二类调制器22中多个第二调制器221进行设置。
优选地，DSM调制方案具体如下：
第一控制模块1配置为叠加和/或交错不同的第一类调制器21内的第一调制器211和/或第二类调制器22内的第二调制器221其改变光信号状态最快的第一响应时间内发射的第一符号/第一波形构建第二符号/第二波形。
优选地，由于第一调制器211和第二调制器221功能相同，因此以第一调制器211为例说明本发明的DSM调制方案。优选地，第一控制模块1配置为在第一调制器211其改变光信号状态的响应时间中最快的第一响应时间内发射第一符号/第一波形。优选地，第一控制模块1配置为叠加和/或交错不同的第一调制器211其第一响应时间内发射的第一符号/第一波形。第一响应时间为第一调制器211其在改变光信号状态最快的响应时间。优选地，通过叠加和/或交错不同的第一调制器211发射的第一符号/第一波形构建第二符号/第二波形。优选地，第一调制器211的第一响应时间对应第一阶段。优选地，第一阶段可以是第一调制器211充电阶段。第一调制器211的第二响应时间对应第二阶段。第二阶段可以是第一调制器211的放电阶段。优选地，第一调制器211在第一响应时间发射第一符号/第一波形的方式可以是开启/关闭第一调制器211的第一阶段。开启第一调制器211的第一阶段可以是对应“开”状态。关闭第一调制器211的第一阶段可以是对应“关”状态。通过开启/关闭第一调制器211的第一阶段相当于第一调制器211在第一响应时间发射第一符号/第一波形。优选地，本发明可以通过第一调制器211其改变光信号状态的趋势，例如，上升、下降、下降到上升等构建第一符号/第一波形来进行调制。通过该设置方式能够进而实现光信号的高阶调制，使得每个第二符号/每个波形携带更加多的信息量。而且，在叠加和/或交错的过程中可以利用相对较慢的第二响应时间来传输不同的第一调制器211的第一阶段或者发射第一符号/第一波形。例如对于一个第二符号/第二波形，第一个第一调制器211的第一阶段结束之后进入第二阶段，第一个第一调制器211等待其第二阶段结束后作为下一个第二符号/第二波形的第一个构建符号/波形的第一调制器211。在第一个第一调制器211等待其第二阶段结束的时间中，可以叠加和/或交错其他第一调制器211的第一阶段或第一响应时间发射第一符号/第二波形，进而在等待第二阶段结束的时间中也通过其他的第一调制器211携带了信息，因此可以通过持续时间覆盖了第一响应时间和第二响应时间的第二符号/第二波形来进行调制，而第二符号/第二波形携带了更多的信息，从根本上突破了非对称响应时间带来的限制，显著地提高了数据传输速率。
优选地，本实施例的DSM调制方案与实施例2中的DSM调制方案相同，重复的内容不再赘述。
优选地，PQAM调制方案能够与DSM调制方案结合。如图6所示，通过将每个DSM符号扩展到P阶PQAM平面上的同相(I)和正交(Q)上的高阶PAM信号，然后在接收端通过第二类偏振装置4可以进行解调7，进而可以将数据速率提高到：L×log P。例如，8-DSM和16-PQAM调制，能够在DSM符号持续时间w中发送多达8×log16＝32比特位的数据。
优选地，在接收偏振方向域正交的两路光信号的一侧，通过第三偏振装置41和第四偏振装置42分离在偏振方向域正交的两路光信号，然后进行解调。通过该设置方式，通过第三偏振装置41和第三偏振装置42的正交性保证了光通信装置在任意偏振方向上检测信号的能力，偏振方向的角度差仅导致两个偏振方向域正交的信道接收信号产生矢量旋转，没有数值损失。
优选地，基于偏振方向域复用的调制信号还存在如下问题：
1、接收信号矢量旋转的问题；
2、与实施例2中的DSM调制方案结合后会带来传输速率增益，但是也会带来符号间干扰和信道干扰的问题；
3、由于第一调制器211/第二调制器221本身制造的误差、距离和角度带来的误差导致第一调制器211/第二调制器221存在异质性的问题。
优选地，在接收偏振方向域正交的光信号一侧的接收端包括第二控制模块和第二类偏振装置4。优选地，第二类偏振装置4包括彼此之间偏振方向的角度差为第一阈值的第三偏振装置41和第四偏振装置42。第二控制模块配置为对第三偏振装置41和第四偏振装置42分离的在偏振方向域正交的两路光信号分别解调。优选地，通过该设置方式，通过第三偏振装置41和第三偏振装置42的正交性保证了光通信装置在任意偏振方向上检测信号的能力，偏振方向的角度差仅导致两个偏振方向域正交的信道接收信号产生矢量旋转，没有数值损失。
优选地，第二控制模块配置为在检测接收的光信号的过程中收集记录的参考符号/波形，并基于记录的参考符号/波形和接收的光信号构建相似度模型以校正由于发送端和接收端偏振方向的角度偏差带来的旋转。
优选地，第二控制模块配置为基于按照如下方式解调光信号：
当对接收光信号中当前的符号/波形进行判决时，基于干扰模式模拟其预期接收的干扰符号/波形，并从后续输入的符号/波形移除干扰符号/波形；在移除先前符号/波形的干扰符号/波形后决定输出和反馈当前符号/波形。基于线性回归的最小二乘方法确定输出的符号/波形。优选地，在第二控制模块配置为基于线性回归的最小二乘方法确定输出的符号/波形的情况下，第二控制模块配置为存储多个分支进行最小二乘搜索。
优选地，考虑到DSM本质上导致了符号间干扰，因此本发明通过设计一个均衡器消除先前符号的干扰，从而成功地恢复当前符号。由于传统的线性均衡器不能均衡第一调制器211和第二调制器221的非线性，因此可以利用判决反馈均衡器来进行均衡。具体为，当对当前符号做出一个判决时，可以根据干扰模式模拟其预期接收波形，并在后续接收信号中减去该预期的接收波形。
根据一种优选实施方式，第二控制模块配置为对每个子信号使用不同的参考脉冲来进行均衡和符号回归。优选地，第二控制模块配置为：
基于检查来自不同高信噪比的位置的多个脉冲提取至少一个不变基数；
基于在线训练获取与至少一个不变基数相关的系数。
优选地，本实施例中的第二控制模块与实施例3中的第二控制模块相同。优选地，本实施例的第二控制模块采用实施例3中的解调方式来解调PQAM、DSM以及PQAM与DSM结合调制的光信号，重复的内容不再赘述。
优选地，假设每一个LCD的光学响应随信号的变化都是一致的，不同LCD之间的差别只存在于被照射到的信号强度以及反射信号强度，即不同子信道的差异仅在信号幅值上而不存在信号形状的差异。在这种假设下，信道训练令每一个LCD依次变化，在一个LCD信号变化时其他所有LCD信号保持不变，从而在接收端可以通过在信号平稳处取平均后相减获得每一个LCD的信号幅值，进而通过在统一的参考信号幅度上的放缩来获得每个子信道的参考信号。该信道训练方法的一个优化在于使用较快的充电边沿来做信号变化，即，所有LCD初始均处于放电状态，在信道训练阶段，每一个LCD依次从放电状态转换为充电状态，这样的设计可以减少LCD之间的等待信号稳定的时间，从而缩短信道训练所需的时间。在信道训练完成后所有LCD一起进行放电，待放电完成即可进行数据段传输。实际情况下不同LCD的响应并非相同，可能的原因是LCD元件制造误差以及装配角度的误差，这些复杂因素对LCD响应的结果是未知的，所以信道训练采用了拟合的方式，通过截断噪声项的方法来获得每一块LCD的噪声较小的参考波形，该参考波形考虑了实际的LCD间差异，比废弃的信道训练性能好。
需要注意的是，上述具体实施例是示例性的，本领域技术人员可以在本发明公开内容的启发下想出各种解决方案，而这些解决方案也都属于本发明的公开范围并落入本发明的保护范围之内。本领域技术人员应该明白，本发明说明书及其附图均为说明性而并非构成对权利要求的限制。本发明的保护范围由权利要求及其等同物限定。
Claims (10)
1.一种基于偏振方向域正交的光通信装置，其特征在于，包括第一类调制器(21)和第二类调制器(22)，其中，
所述第一类调制器(21)和第二类调制器(22)配置为以彼此之间的第一类偏振装置(3)的角度差为第一阈值的方式构建偏振方向域的正交基从而独立传输两路光信号；或者
所述第一类调制器(21)和第二类调制器(22)配置为以彼此之间发射和/或反射光信号的偏振方向的角度差为第一阈值的方式构建偏振方向域的正交基从而独立传输两路光信号。
2.根据权利要求1所述的光通信装置，其特征在于，所述第一类调制器(21)包括至少一个第一调制器(211)，所述第二类调制器(22)包括至少一个第二调制器(221)，其中，
所述第一类调制器(21)基于所述第一调制器(211)的数量而构建高阶脉冲幅度调制器；
所述第二类调制器(22)基于所述第二调制器(221)的数量而构建高阶脉冲幅度调制器。
3.根据权利要求1所述的光通信装置，其特征在于，所述光通信装置还设置有用于驱动所述第一类调制器(21)和第二类调制器(22)调制光信号的第一控制模块(1)，其中，
所述第一控制模块(1)配置为基于正交振幅调制的方式驱动所述第一类调制器(21)和第二类调制器(22)调制其发射和/或反射的光信号。
4.根据权利要求1至3任一所述的光通信装置，其特征在于，第一控制模块(1)配置为叠加和/或交错不同的第一类调制器(21)内的第一调制器(211)和/或第二类调制器(22)内的第二调制器(221)其改变光信号状态最快的第一响应时间内发射的第一符号/第一波形构建第二符号/第二波形；或者
第一控制模块(1)配置为叠加和/或交错不同的第一类调制器(21)内的第一调制器(211)和/或第二类调制器(22)内的第二调制器(221)其改变光信号状态最快的第一响应时间对应的第一阶段，并通过开启/关闭所述第一阶段构建第二符号/第二波形；或者
第一控制模块(1)配置为在不同的时间间隔开启/关闭不同的第一类调制器(21)内的第一调制器(211)和/或第二类调制器(22)内的第二调制器(221)其改变光信号状态最快的第一响应时间对应的第一阶段从而构建第二符号/第二波形。
5.一种基于偏振方向域正交的光通信装置，其特征在于，包括第二控制模块以及彼此之间偏振方向的角度差为第一阈值的第三偏振装置(41)和第四偏振装置(42)，其中，
所述第二控制模块配置为对所述第三偏振装置(41)和第四偏振装置(42)分离的在偏振方向域正交的两路光信号分别解调。
6.根据权利要求5所述的光通信装置，其特征在于，所述第二控制模块配置为在检测接收的光信号的过程中收集记录的参考符号/波形，并基于记录的参考符号/波形和接收的光信号构建相似度模型以校正由于发送端和接收端偏振方向的角度偏差带来的旋转。
7.根据权利要求5所述的光通信装置，其特征在于，所述第二控制模块配置为基于按照如下方式解调光信号：
当对接收光信号中当前的符号/波形进行判决时，基于干扰模式模拟其预期接收的干扰符号/波形，并从后续输入的符号/波形移除所述干扰符号/波形；
在移除先前符号/波形的干扰符号/波形后决定输出和反馈当前符号/波形，其中，基于线性回归的最小二乘方法确定输出的符号/波形。
8.根据权利要求7所述的光通信装置，其特征在于，在所述第二控制模块配置为基于线性回归的最小二乘方法确定输出的符号/波形的情况下，所述第二控制模块配置为存储多个分支进行最小二乘搜索。
9.根据权利要求5所述的光通信装置，其特征在于，所述第二控制模块配置为对每个子信号使用不同的参考脉冲来进行均衡和符号回归，其中，
基于检查来自不同高信噪比的位置的多个脉冲提取至少一个不变基数；
基于在线训练获取与至少一个不变基数相关的系数。
10.一种基于偏振方向域正交的光通信方法，其特征在于，所述光通信方法至少包括：
通过发射和/或反射两路偏振方向的角度差为第一阈值的光信号的方式构建偏振方向域的正交基，从而独立传输该两路光信号。
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| CN202111567780.4A CN114244435A (zh) | 2021-12-20 | 2021-12-20 | 一种基于偏振方向域正交的光通信装置及方法 |
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