CN114244175B - 一种v2g模式下的obc中cllc二倍频纹波抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，该方法包括：获取车载双向充电机正向工作(G2V)模式的各元器件参数，确定二倍频纹波电压；根据车载双向充电机的正向工作模式，确定CLLC谐振变换器的谐振腔参数；基于CLLC谐振变换器的谐振腔参数，构建V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型；基于基波等效模型，构建CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式；根据二倍频纹波电压，计算CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益；利用最大反向电压增益，计算CLLC谐振变换器的品质因数；根据CLLC谐振变换器的品质因数，确定CLLC谐振变换器的等效电阻值，基于CLLC谐振变换器的等效电阻值，得到V2G模式下的CLLC谐振变换器的输出电压。

Description

一种V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法
技术领域
本发明涉及电动汽车技术领域，特别地涉及一种V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法。
背景技术
由于全球的环境污染日益严重已经能源的日益短缺等问题，世界各国大力发展新能源技术。新能源电动汽车作为燃油汽车的替代品，得到人们的广泛关注。电动汽车的电池作为一个双向源，当其充电时，电网给其提供能量，当其放电时可以向电网提供能量。V2G(vehicletogrid)技术可以实现电网和电动汽车的双向能量互动。V2G技术可以实现电动汽车接受电网的统一调度，具有削峰填谷，调频调压以及分布式发电等优点。车载双向充电机(On-Board Charger，OBC)是V2G技术的关键，它作为一个桥梁实现电网和电动汽车的双向能量互动。
车载双向充电机一般采用两级结构。前级DC-AC采用图腾柱功率因数校正电路(PowerFactorCorrection，PFC)来调节电流谐波；后级DC-DC采用CLLC谐振变换器实现电气隔离保护。对于OBC工作在V2G模式下，CLLC谐振变换器工作在前级，图腾柱PFC工作在后级实现逆变并网功能。由于后级并网中的瞬时输入和输出功率不平衡，导致直流母线上存在二倍频纹波电压脉动，从而使CLLC谐振变换器中的谐振电流具有较大的二倍频纹波脉动，增加了CLLC谐振变换器元器件的电流应力以及损耗，降低了系统的可靠性。
为了解决二倍频纹波脉动问题，传统的方法是在母线上增加二倍频解耦电路，该方法虽然能减小二倍频纹波，但是该方法不仅会增大OBC的体积，还增加了装置的成本，这对于追求高功率密度以及减小成本等特性的OBC是不可接受的。其他的方法是在控制上增加额外的补偿，但效果不佳。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，可改善V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的谐振腔二倍频纹波电流大的问题，有效的降低了CLLC谐振变换器的谐振腔二倍频纹波电流。
一种V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，该方法包括：根据车载双向充电机的正向工作模式，获取车载双向充电机的各元器件参数，确定在额定工况下母线电压处的二倍频纹波电压；根据车载双向充电机的正向工作模式，确定CLLC谐振变换器的谐振腔参数；基于CLLC谐振变换器的谐振腔参数，构建V2G模式下的所述CLLC谐振变换器的基波等效模型；基于CLLC谐振变换器的基波等效模型，构建所述CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式；根据额定工况下母线电压处的二倍频纹波电压，计算所述CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益；根据所述CLLC谐振变换器的最大反向电压增益，利用CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式，计算所述CLLC谐振变换器的品质因数；根据CLLC谐振变换器的品质因数，确定CLLC谐振变换器的等效电阻值，基于CLLC谐振变换器的等效电阻值，计算V2G模式下的CLLC谐振变换器的输出电压。
进一步的，所述车载双向充电机的各元器件参数包括输入输出电压范围、CLLC谐振变换器工作频率范围、CLLC谐振变换器的谐振频率、额定输出功率、额定输入输出电压及母线电容值。
进一步的，所述CLLC谐振变换器的谐振腔参数包括CLLC谐振变换器的原边谐振电感Lr1、原边励磁电感Lm1、原边谐振电容Cr1、副边谐振电容Cr2、变压器的副边漏感Lr2、副边励磁电感Lm2、以及原副边匝数比n。
进一步的，所述V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型包括串联的副边谐振电容Cr2、副边励磁电感Lm2及变压器的副边漏感Lr2，及串联的原边等效谐振电感Lr1′、原边等效谐振电容Cr1′及等效电阻Reqp，串联的原边等效谐振电感Lr1′、原边等效谐振电容Cr1′及等效电阻Reqp的两端并联在副边谐振电感Lm2的两端。
进一步的，所述CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式的为：
其中，M(fn)为CLLC谐振变换器的反向电压增益；k为电感比；fn为归一化频率；g为等效电容比；n为原副边匝数比；Q为品质因数。
进一步的，所述CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益的表达式为：
其中，M(fn)max为CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益；Vo为V2G模式下CLLC谐振变换器的原边输出电压；△v为二倍频纹波电压，一般为母线电压的±5％；n为原副边匝数比；Vin为V2G模式下CLLC谐振变换器的副边输入电压。
进一步的，根据所述CLLC谐振变换器的最大反向电压增益，利用CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式，计算所述CLLC谐振变换器的品质因数Q的方法为：
其中，M(fn)max为CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益；g为等效电容比；n为原副边匝数比；Q为品质因数；k为电感比；fn为归一化频率。
进一步的，根据所述V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型中品质因数与等效电阻值的关系表达式，基于CLLC谐振变换器的品质因数值，确定CLLC谐振变换器的等效电阻值。
进一步的，所述CLLC谐振变换器的品质因数与等效电阻值的关系表达式为：
其中，Q为品质因数；n为原副边匝数比；Lr2为变压器的副边漏感；Cr2为副边谐振电容；Reqp为等效电阻值。
进一步的，所述CLLC谐振变换器的输出电压的计算方法为：
其中，Vo为输出电压；Reqp为等效电阻值；n为原副边匝数比；Po为额定功率。
上述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，首先根据OBC正向工作模式的元器件参数，确定得到母线电压的二倍频纹波电压；然后根据CLLC谐振变换器的谐振腔参数，得到V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型；根据基波等效模型计算得到V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式；利用二倍频纹波电压计算得到V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器所需的最大反向电压增益值；根据最大反向电压增益值，计算品质因数；然后根据品质因数确定CLLC谐振变换器的等效电阻，最后计算得到额定功率情况的V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的输出电压，确定其额定工况下抑制CLLC谐振腔二倍频纹波电流的工作条件。根据上述的CLLC谐振变换器的二倍频纹波抑制方法，可以使V2G模式下CLLC最大增益满足输出二倍频纹波电压的调节能力，从而抑制二倍频纹波电压对CLLC谐振腔电流的影响。该方法无需增加额外的硬件电路和复杂的控制算法，具有简单可靠、实用性高等优势。
附图说明
为了说明而非限制的目的，现在将根据本发明的优选实施例、特别是参考附图来描述本发明，其中：
图1是现有的车载双向充电机的电路图。
图2是本发明实施例提供的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法的流程图；
图3是V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型的电路图；
图4是传统方法的V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的副边谐振电流波形图；
图5是采用本发明方法的V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的副边谐振电流波形。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。
图1是现有的车载双向充电机的电路图。该车载双向充电机一般采用两级结构。前级DC-AC采用图腾柱功率因数校正电路来调节电流谐波；后级DC-DC采用CLLC谐振变换器实现电气隔离保护。对于车载双向充电机工作在V2G模式下，CLLC谐振变换器工作在前级，图腾柱PFC电路工作在后级实现逆变并网功能。由于后级并网中的瞬时输入和输出功率不平衡，导致直流母线上存在二倍频纹波电压脉动，从而使CLLC谐振变换器中的谐振电流具有较大的二倍频纹波脉动，增加了CLLC谐振变换器元器件的电流应力以及损耗，降低了系统的可靠性。
由于在设计车载双向充电机的时候首先确定正向工作(G2V，gridtovehicle)模式下的车载双向充电机参数，当确定好G2V模式下的车载双向充电机参数时，V2G模式下的车载双向充电机的元器件参数就固定无法改变了，因此本发明实施例提供一种应用于V2G模式下的车载双向充电机中CLLC谐振变换器的二倍频纹波抑制方法。
图2是本发明实施例提供的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法的流程图。如图2所示，该CLLC谐振变换器的二倍频纹波抑制方法包括：
S100，根据车载双向充电机的正向工作(G2V)模式，获取车载双向充电机的各元器件参数，确定在额定工况下母线电压处的二倍频纹波电压。
首先，根据车载双向充电机的正向工作(G2V)模式，获取在正向工作(G2V)模式下车载双向充电机的各元器件参数。其中，车载双向充电机的各元器件参数包括输入输出电压范围、CLLC谐振变换器工作频率范围、CLLC谐振变换器的谐振频率、额定输出功率、额定输入输出电压及母线电容值等。
基于车载双向充电机的各元器件参数，确定在额定工况下母线电压处的二倍频纹波电压。一般来说，二倍频纹波电压是额定母线电压的±5％。
S200，根据车载双向充电机的正向工作(G2V)模式，确定CLLC谐振变换器的谐振腔参数，基于CLLC谐振变换器的谐振腔参数，构建V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型。
首先，根据车载双向充电机的正向工作(G2V)模式，获取CLLC谐振变换器的谐振腔参数。其中，CLLC谐振变换器的谐振腔参数包括CLLC谐振变换器的原边谐振电感Lr1，原边励磁电感Lm1，原边谐振电容Cr1，副边谐振电容Cr2，变压器的副边漏感Lr2，副边励磁电感Lm2，以及原副边匝数比n。
基于CLLC谐振变换器的原边谐振电感Lr1，原边励磁电感Lm1，原边谐振电容Cr1，副边谐振电容Cr2，变压器的副边漏感Lr2，副边励磁电感Lm2，以及原副边匝数比n，构建V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型。
图3是V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型的电路图。如图3所示，V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型包括串联的副边谐振电容Cr2、副边励磁电感Lm2及变压器的副边漏感Lr2，及串联的原边等效谐振电感Lr1′、原边等效谐振电容Cr1′及等效电阻Reqp，串联的原边等效谐振电感Lr1′、原边等效谐振电容Cr1′及等效电阻Reqp的两端并联在副边励磁电感Lm2的两端。
V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型的表达式如下：
其中，k为电感比；Lm为励磁电感；Lr2为变压器的副边漏感；g为等效电容比；n为原副边匝数比；Cr1为原边谐振电容；Cr1′为原边等效谐振电容；Cr2为副边谐振电容；Lr1为原边谐振电感；Lr1′为原边等效谐振电感；Lm1为原边励磁电感；Lm2为等效副边励磁电感；Reqp为等效电阻值；Ro为输出电阻值；fn为归一化频率；fs为开关频率；fr为谐振频率；Q为品质因数。
S300，基于CLLC谐振变换器的基波等效模型，构建CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式。
根据V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型，构建V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式。其中，CLLC谐振变换器的反向电压增益的表达式为：
其中，M(fn)为CLLC谐振变换器的反向电压增益；k为电感比；fn为归一化频率；g为等效电容比；n为原副边匝数比；Q为品质因数。
S400，根据额定工况下母线电压处的二倍频纹波电压，计算CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益。
在额定工况下，根据母线电压处的二倍频纹波电压，计算V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益。其中，CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益的表达式为：
其中，M(fn)max为CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益；Vo为输出电压；△v为二倍频纹波电压，一般为母线电压的±5％；n为原副边匝数比；Vin为V2G模式下CLLC谐振变换器的副边输入电压。
S500，根据CLLC谐振变换器的最大反向电压增益，利用CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式，计算CLLC谐振变换器的品质因数Q。
在本实施例中，根据CLLC谐振变换器的最大反向电压增益，利用CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式，计算CLLC谐振变换器的品质因数Q的方法为：
其中，M(fn)max为CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益；g为等效电容比；n为原副边匝数比；Q为品质因数；k为电感比；fn为归一化频率。
S600，根据CLLC谐振变换器的品质因数Q，确定CLLC谐振变换器的等效电阻值，基于CLLC谐振变换器的等效电阻值，计算CLLC谐振变换器的输出电压。
首先，根据CLLC谐振变换器的基波等效模型中品质因数Q与等效电阻值的关系表达式，基于CLLC谐振变换器的品质因数Q值，确定CLLC谐振变换器的等效电阻值Reqp。其中，CLLC谐振变换器的品质因数Q与等效电阻值的关系表达式为：
其中，Q为品质因数；n为原副边匝数比；Lr2为变压器的副边漏感；Cr2为副边谐振电容；Reqp为等效电阻值。
然后，基于CLLC谐振变换器的等效电阻值Reqp，计算额定工况下的V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的输出电压。其中，V2G模式下的CLLC谐振变换器的输出电压的计算方法为：
其中，Vo为V2G模式下CLLC谐振变换器的输出电压；Reqp为等效电阻值；n为原副边匝数比；Po为额定功率。
根据额定工况下的V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的输出电压，确实CLLC谐振变换器在额定工况下抑制CLLC谐振变换器的谐振腔二倍频纹波电流的工作条件。
上述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，首先根据OBC正向工作(G2V)模式的元器件参数，确定得到母线电压的二倍频纹波电压；然后根据CLLC谐振变换器的谐振腔参数，得到V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型；根据基波等效模型计算得到V2G模式下OBC中CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式；利用二倍频纹波电压计算得到V2G模式下OBC中CLLC谐振变换器所需的最大反向电压增益值；根据最大反向电压增益值，计算品质因数；然后根据品质因数确定CLLC谐振变换器的等效电阻，最后计算得到额定功率情况的V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的输出电压，确实其额定工况下抑制CLLC谐振腔二倍频纹波电流的工作条件。
根据上述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，可以使V2G模式下CLLC最大增益满足输出二倍频纹波电压的调节能力，从而抑制二倍频纹波电压对CLLC谐振腔电流的影响。该方法无需增加额外的硬件电路和复杂的控制算法，具有简单可靠、实用性高等优势。
为了验证本发明提出的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法的性能，在V2G模式下的OBC输出功率为3kW的实验条件下对比了使用本发明方法和直接使用原参数的CLLC谐振腔二倍频纹波电流的大小。在该工况下CLLC谐振腔的相关参数为n＝1.67，Lr1＝15uH，Lr2＝2uH，Lm1＝75uH，Cr1＝23.5nF，Cr2＝150nF，开关频率范围fs设置为290kHz-400kHz。
图4是传统方法上V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的副边谐振腔电流波形，可以看到副边谐振腔电流大小最大达到了25A。图5是采用本发明方法的V2G模式下的OBC中CLLC谐振变换器的副边谐振腔电流波形，副边谐振腔电流最大为16A，减小了36％的二倍频纹波电流。通过对比可以发现，采用本发明提出的方法可以显著降低V2G模式下OBC的CLLC谐振变换器的副边谐振腔电流的二倍频纹波，无需额外的电路和复杂的算法，只需通过优化和调节输出电压即可，具有简单可靠，适用性强等优势。
上述具体实施方式，并不构成对本发明保护范围的限制。本领域技术人员应该明白的是，取决于设计要求和其他因素，可以发生各种各样的修改、组合、子组合和替代。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明保护范围之内。

Claims (10)

1.一种V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，其特征在于，包括：
根据车载双向充电机的正向工作模式，获取车载双向充电机的各元器件参数，确定在额定工况下母线电压处的二倍频纹波电压；
根据车载双向充电机的正向工作模式，确定CLLC谐振变换器的谐振腔参数；基于CLLC谐振变换器的谐振腔参数，构建V2G模式下的所述CLLC谐振变换器的基波等效模型；
基于CLLC谐振变换器的基波等效模型，构建所述CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式；
根据额定工况下母线电压处的二倍频纹波电压，计算所述CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益；
根据所述CLLC谐振变换器的最大反向电压增益，利用所述CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式，计算所述CLLC谐振变换器的品质因数；
根据CLLC谐振变换器的品质因数，确定CLLC谐振变换器的等效电阻值，基于CLLC谐振变换器的等效电阻值，计算V2G模式下的CLLC谐振变换器的输出电压。
2.根据权利要求1所述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，其特征在于，所述车载双向充电机的各元器件参数包括输入输出电压范围、CLLC谐振变换器工作频率范围、CLLC谐振变换器的谐振频率，额定输出功率、额定输入输出电压及母线电容值。
3.根据权利要求1所述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，其特征在于，所述CLLC谐振变换器的谐振腔参数包括CLLC谐振变换器的原边谐振电感Lr1、原边励磁电感Lm1、原边谐振电容Cr1、副边谐振电容Cr2、变压器的副边漏感Lr2、副边励磁电感Lm2、以及原副边匝数比n。
4.根据权利要求1所述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，其特征在于，所述V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型包括串联的副边谐振电容Cr2、副边励磁电感Lm2及变压器的副边漏感Lr2，及串联的原边等效谐振电感Lr1′、原边等效谐振电容Cr1′及等效电阻Reqp，串联的原边等效谐振电感Lr1′、原边等效谐振电容Cr1′及等效电阻Reqp的两端并联在副边谐振电感Lm2的两端。
5.根据权利要求1所述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，其特征在于，所述CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式的为：
其中，M(fn)为CLLC谐振变换器的反向电压增益；k为电感比；fn为归一化频率；g为等效电容比；n为原副边匝数比；Q为品质因数。
6.根据权利要求1所述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，其特征在于，所述CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益的表达式为：
其中，M(fn)max为CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益；Vo为V2G模式下CLLC谐振变换器的原边输出电压；△v为二倍频纹波电压，一般为母线电压的±5％；n为原副边匝数比；Vin为V2G模式下的CLLC谐振变换器的副边输入电压。
7.根据权利要求1所述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，其特征在于，根据所述CLLC谐振变换器的最大反向电压增益，利用所述CLLC谐振变换器的反向电压增益表达式，计算所述CLLC谐振变换器的品质因数的方法为：
其中，M(fn)max为CLLC谐振变换器所需要的最大反向电压增益；g为等效电容比；n为原副边匝数比；Q为品质因数；k为电感比；fn为归一化频率。
8.根据权利要求1所述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，其特征在于，根据所述V2G模式下的CLLC谐振变换器的基波等效模型中品质因数与等效电阻值的关系表达式，基于CLLC谐振变换器的品质因数值，确定CLLC谐振变换器的等效电阻值。
9.根据权利要求8所述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，其特征在于，所述CLLC谐振变换器的品质因数与等效电阻值的关系表达式为：
其中，Q为品质因数；n为原副边匝数比；Lr2为变压器的副边漏感；Cr2为副边谐振电容；Reqp为等效电阻值。
10.根据权利要求1所述的V2G模式下的OBC中CLLC二倍频纹波抑制方法，其特征在于，所述CLLC谐振变换器的输出电压的计算方法为：
其中，Vo为V2G模式下的CLLC谐振变换器的输出电压；Reqp为等效电阻值；n为原副边匝数比；Po为额定功率。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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WO2015192133A2 (en) * 2014-06-13 2015-12-17 University Of Maryland An integrated dual-output grid-to-vehicle (g2v) and vehicle-to-grid (v2g) onboard charger for plug-in electric vehicles
CN108988451A (zh) * 2018-07-30 2018-12-11 南京航空航天大学无锡研究院 隔离型双向充电机控制方法及控制电路
CN111645544B (zh) * 2020-06-10 2023-05-26 中国矿业大学 一种具有有源滤波功能的插电式电动汽车集成充电系统

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Hybrid Modulated Reconfigurable Bidirectional CLLC Converter for V2G Enabled PEV Charging Applications;Umar Khalid;2019 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC);20190527;全文 *
一种隔离型三端口双向DC/DC变换器;张盈曦;李广地;邓焰;汪涛;;电工技术;20200310(第05期);全文 *

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