CN114205901A - 一种多径低信噪比下多天线合并的大规模mimo时间同步方法 - Google Patents

一种多径低信噪比下多天线合并的大规模mimo时间同步方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种多径低信噪比下多天线合并的大规模MIMO时间同步方法,包括以下步骤：S1.对接收端的本地同步序列和第j根接收天线上接收到的信号进行分段、FFT变换和复共轭乘积处理，得到2rq段复共轭乘积值，消除信号本身的相位影响；S2.对2rq段复共轭乘积值进行分组，进行组内合并增加信噪比；S3.对组内合并结果进行组间处理，消除信道带来的相位影响；S4.对于接收端中Nr根接收天线分别按照步骤S1～S3进行处理，并对接收天线的处理结果进行最大比合并，得到r组长为N的合并结果si；S5.根据合并结果si进行同步判决，找到有效的同步位置。本发明充分利用多根接收天线提高了信噪比，从而改善了大规模MIMO系统的时间同步性能。

Description

一种多径低信噪比下多天线合并的大规模MIMO时间同步方法
技术领域
本发明涉及无线通信领域中时间同步的方法，特别是涉及多径低信噪比下多天线合并的 大规模MIMO时间同步方法。
背景技术
大规模MIMO技术，即大规模多输入多输出技术，通过将收发两端配备为多天线阵列， 利用空域维度达到空间复用、空间分集、波束成形的效果。进而在不增加带宽和天线发送功 率的情况下，提高频谱利用率、提高系统性能。因此，大规模MIMO技术不仅能够极大地提 高通信系统的容量，还能提升信息传输速率和系统的可靠性。在大规模MIMO系统中，随着 天线数量的增加，信号传输除了受传统单天线系统中的各种干扰影响外，还会受到天线间的 干扰，这使得在大规模MIMO系统中，微小的同步偏差都会造成严重的接收性能下降。因此， 精确的时间同步对大规模MIMO系统来说尤为重要。为了使大规模MIMO系统中后续的信 号处理能够正常进行，保证整个系统的性能，有效的大规模MIMO时间同步技术至关重要。 现有技术领域中已经出现了相关的时间同步方法。
如中国专利申请号2019113386506公开了一种多天线系统中多径信道低信噪比环境下的 定时同步方法。按照该专利，将多个不同发送天线的滑动自相关结果相乘以得到该时刻位置 的定时测度函数值，通过定时测度函数与门限，完成时间同步。按照该方法，需要多次进行 乘法运算以得到单根接收天线各个定时时刻的定时测度函数值，计算量较大，且在具体实施 时操作复杂。如中国专利申请号2017102127496公开了一种基于大规模MIMO的上下行联合 定时同步硬件实现方法。按照该专利，基站端对各路接收的基带信号进行相关运算以得到各 路同步起始位置，上位机对其进行联合判决以得到定时位置期望值，然后由定时位置期望值 实施同步。该方法需要基站端和上位机联合工作以实现时间同步，消耗的资源高。如中国专 利申请号2017100629765公开了一种用于MIMO系统的帧同步方法。按照该专利，分别对单 根接收天线检测MIMO无线帧的同步序列以找到该序列的位置，然后对所找到的多根天线上 的有效同步位置求众数，从而完成帧同步。然而，该方法直接对多根天线上的有效同步位置 求众数以作为同步位置，得到的同步结果误差较大。
综上，现有的大规模MIMO时间同步技术方案，要么没有联合利用多根接收天线实施同 步，如中国专利申请号2019113386506，该方法针对单根接收天线实施同步，分别得到每根 接收天线的同步位置，而没有联合多根接收天线进行同步。要么联合利用多根接收天线实施 同步的算法所能达到的性能欠佳，如中国专利申请号2017102127496，该方法先对单根接收 天线实施了同步判决后，再对所有接收天线的判决结果又进行了联合判决；如中国专利申请 号2017100629765，该方法先进行单根接收天线的同步判决得到有效同步位置，再基于多根 天线上有效同步位置的众数达到最终的同步判决。以上两种方法均是先对每根接收天线实施 同步判决后，再联合多根接收天线同步结果实施最终的判决，即每根天线先单独进行了同步 判决，这样就无法联合多根接收天线达到提高信噪比的目的，导致时间同步性能改善有限。 也就是说，已有方法没有充分利用大规模MIMO空域这一维度来达到提高时间同步性能的目 的。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种多径低信噪比下多天线合并的大规模 MIMO时间同步方法，在接收端分别对每根接收天线上接收到的信号进行分段及分组等处理 后，再对所有接收天线进行组间合并，充分利用多根接收天线提高了信噪比，从而改善了大 规模MIMO系统的时间同步性能。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种多径低信噪比下多天线合并的大规模 MIMO时间同步方法，包括以下步骤：
S1.对接收端的本地同步序列和第j根接收天线上接收到的信号进行分段、FFT变换和复 共轭乘积处理，得到2rq段复共轭乘积值，消除信号本身的相位影响；
S101.设第j根接收天线上接收到长度为L的信号：
Figure BDA0003306269100000021
按先后顺序将信号平均分为2rq段，最后不足一段的数据舍去,记为：：
bj,l,p,j＝1,2,…,Nr,l＝0,1,…,2r-1,p＝0,1,…,q-1；
每段长度为N，即：
bj,l,p＝[yj((lq+p)N+0) yj((lq+p)N+1) … yj((lq+p)N+(N-1))]；
其中，x(n)表示射频发射信号，hj,s表示第j根接收天线上接收信号所经过的信道中第s 条径的增益，τs表示信道中第s条径的时延，M表示信道中的多径数目，wj(n)表示噪声信 号，Nr表示接收天线总数；
S102.将接收端的本地同步序列g(m),m＝0,1,…,L-1按先后顺序平均分为2rq段，记为：
cl,p,l＝0,1,…,2r-1,p＝0,1,…,q-1
每段长度为N，即
Figure BDA0003306269100000036
S103.对第j根接收天线的2rq段接收信号bj,l,p和2rq段本地同步序列cl,p，均以段为单位 做N点FFT变换至频域，得到2rq段频域接收信号Bj,l,p＝[Bj,l,p,0 … Bj,l,p,k …Bj,l,p,N-1]和 2rq段本地频域同步序列Cl,p＝[Cl,p,0 … Cl,p,k … Cl,p,N-1]，每段长均为N，其中:
Bj,l,p,k＝(Hj(k)X(k)+Wj(k))ej2πk(lq+p),Cl,p,k＝G(k)ej2πk(lq+p),k＝0,1,…,N-1；
Hj(k)表示信道的频域表达式，X(k)表示射频发射信号的频域表达式，Wj(k)表示噪声 的频域表达式，G(k)表示本地同步序列的频域表达式；
S104.将第j根接收天线得到的2rq段频域接收信号Bj,l,p，与2rq段本地频域同步序列 Cl,p按子载波顺序一一对应做复共轭乘积，得到2rq段复共轭乘积值：
Dj,l,p＝[Dj,l,p,0 … Dj,l,p,k … Dj,l,p,N-1],l＝0,1,…,2r-1,p＝0,1,…,q-1，
其中
Figure BDA0003306269100000031
当接收信 号为同步序列，得Dj,l,p,k＝CHj(k)+W'j(k)，C＝|G(k)|2，即接收信号为同步序列时，通过复 共轭乘积运算，消除信号本身的相位影响。
S2.对2rq段复共轭乘积值进行分组，进行组内合并增加信噪比；
S201.将第j根接收天线的2rq段复共轭乘积值Dj,l,p，以q段为一组，分为2r组：
Dj,l,l＝0,1,...,2r-1，其中
Figure RE-GDA0003504083360000031
S202.对第j根接收天线2r组内的q段数据，以子载波为单位，做组内对应子载波相加， 得到2r组长度为N的求和结果Zj,l＝[Zj,l0 … Zj,l,k … Zj,l,N-1],l＝0,1,…,2r-1，
其中
Figure BDA0003306269100000034
即通过组内合并，将信噪比增加q倍。
S3.对组内合并结果进行组间处理，消除信道带来的相位影响；
所述步骤S3包括：
S301.对每组Zj,l分别做N点IFFT变换，得到2r组长度为N的时域数据 zj,l＝[zj,l,0… zj,l,n … zj,l,N-1],l＝0,1,…,2r-1，其中
Figure BDA0003306269100000035
w'j(n)表示W'j(k)的时域表达式；
S302.对第j根接收天线的2r组时域数据zj,l按顺序两两做复共轭乘积，得到r组长为N 的乘积结果aj,i＝[aj,i，0 … aj,i,n … aj,i,N-1],i＝0,1,…,r-1，其中
Figure BDA0003306269100000041
Figure BDA0003306269100000042
即经过组间处理，消除信道带来的相位影响。
S4.对于接收端中Nr根接收天线分别按照步骤S1～S3进行处理，并对接收天线的处理结 果进行最大比合并，得到r组长为N的合并结果si；
所述步骤S4包括：
将Nr根接收天线分别按照步骤S1～S3处理后，设每根接收天线均得到r组长为N的数据 aj,i，然后将Nr根接收天线得到的结果aj,i进行最大比合并，得到r组长为N的合并结果，记 为：
si＝[si,0 … si,n … si,N-1],i＝0,1,…,r-1，
其中
Figure BDA0003306269100000043
由该式及δ(·)函数的特性，该式在n＝τs时不为0，其余时刻均为0，因此能够为后面的 同步判决提供依据，另外，从上式中的
Figure BDA0003306269100000044
这一结果看出，通过天线间的合并，增大了最 多Nr倍的信噪比。
S5.根据合并结果si进行同步判决，找到有效的同步位置；
S501.对r组合并结果si分别进行取模运算得到r个|si|,i＝0,1,…,r-1；
对于每一个取模结果|si|，计算其对应的均值mean_i，i＝0,1,…,r-1；
对每一个取模结果|si|，在一个完整接收信号的时间内搜索得到对应的峰值|si|max，并记 录每一个峰值|si|max对应的峰值位置index_i，i＝0,1,…,r-1；
S502.同步判决：判断是否同时满足以下三个条件：
第一、任意两个峰值|si|max与|sj|max的差值小于设定的参数peak_gap_th_ij，；
第二、任意两个峰值位置index_i与index_j的差值小于设定的参数time_gap_th_ij；
第三、每一个峰值|si|max均大于对应均值mean_i与倍数mean_th_i的乘积；
其中,i＝0,1,…,r-1，,j＝0,1,…,r-1，且i≠j；
若同时满足上述三个条件，则进入步骤S503，否则，认为同步失败，重新按照步骤S1～S5 进行信号接收与同步判决；
S503.将第一个峰值位置作为同步位置index_0，完成时间同步。
本发明的有益效果是：本发明对每根接收天线均采用了分段及分组处理后，解决了每根 接收天线上接收信号的信道相位差异问题，然后再对所有接收天线采用了组间累加的设计， 实现了多天线合并，提高了信噪比，最后再进行同步判决，改善了时间同步的性能。
附图说明
图1为本发明的方法流程图。
具体实施方式
下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所 述。
本发明适用于大规模MIMO系统，通过对每根接收天线接收到的信号进行分段及分组等 处理后，再对所有接收天线进行组间合并，实现了大规模MIMO系统的时间同步；在本申请 的实施例中，假设Nr＝16，为16发16收的大规模MIMO系统，一个完整的接收信号长度L为26624，N＝1024，r＝1，q＝13，mean_th_0＝4，则：
如图1所示，一种多径低信噪比下多天线合并的大规模MIMO时间同步方法，包括以下 步骤：
S1.对接收端的本地同步序列和第j根接收天线上接收到的信号进行分段、FFT变换和复 共轭乘积处理，得到2rq段(2rq＝26)复共轭乘积值，消除信号本身的相位影响；
S101.对第j根接收天线上接收到长度为26624的信号
Figure BDA0003306269100000051
按先后顺序平均分为26段(最后不 足一段的数据舍去)：bj,l,p,j＝1,2,…,16,l＝0,1,p＝0,1,…,12，每段长度为1024，即 bj,l,p＝[yj((13l+p)*1024+0) yj((13l+p)*1024+1) … yj((13l+p)*1024+1023)]。其中， x(n)表示射频发射信号，hj,s表示第j根接收天线上接收信号所经过的信道中第s条径的增益， τs表示信道中第s条径的时延，M表示信道中的多径数目，wj(n)表示噪声信号。
S102.将接收端的本地同步序列g(m),m＝0,1,...,26623按先后顺序平均分为26段：
Figure RE-GDA0003504083360000064
每段长度为1024，即:
cl,p＝[g((13l+p)*1024+0) g((13l+p)*1024+1) … g((13l+p)*1024+1023)]。
S103.对第j根接收天线的26段接收信号bj,l,p和26段本地同步序列cl,p，均以段为单位做 1024点FFT变换至频域，得到26段频域接收信号Bj,l,p＝[Bj,l,p,0 … Bj,l,p,k …Bj,l,p,1023]和 26段本地频域同步序列Cl,p＝[Cl,p,0 … Cl,p,k … Cl,p,1023]，每段长均为1024，其中：
Figure BDA0003306269100000063
Figure BDA0003306269100000064
其中，Hj(k)表示信道的频域表达式，X(k)表示射频发射信号的频域表达式，Wj(k)表 示噪声的频域表达式，G(k)表示本地同步序列的频域表达式。
S104.将第j根接收天线得到的26段频域接收信号Bj,l,p，与26段本地频域同步序列Cl,p按子载波顺序一一对应做复共轭乘积，得到26段复共轭乘积值
Figure BDA0003306269100000071
其中，
Figure BDA0003306269100000072
当接收信号为同步序列，得到如下表达式：
Figure BDA0003306269100000073
一般同步序列的模方为常数，因此记为C＝|G(k)|2。设同步序列模方为1，则C＝1。从上 式可以看出，接收信号为同步序列时，通过频域接收信号与本地频域同步序列按子载波顺序 一一对应做复共轭乘积运算，消除了信号本身的相位影响。
S2.对2rq段(26段)复共轭乘积值进行分组，进行组内合并增加信噪比；
S201.将第j根接收天线的26段复共轭乘积值Dj,l,p，以13段为一组，分为2组：Dj,l,l＝0,1， 其中
Figure BDA0003306269100000074
S202.对第j根接收天线2组内的13段数据，以子载波为单位，做组内对应子载波相加， 得到2组长度为1024的求和结果Zj,l＝[Zj,l,0 … Zj,l,k … Zj,l,1023],l＝0,1，其中：
Figure BDA0003306269100000075
从上式可以看出，通过组内合并，信噪比增加了13倍。
S3.对组内合并结果进行组间处理，消除信道带来的相位影响；
S301.对每组Zj,l分别做1024点IFFT变换，得到2组长度为1024的时域数据
zj,l＝[zj,l,0 … zj,l,n … zj,l,1023],l＝0,1，其中：
Figure BDA0003306269100000081
其中，w'j(n)表示W'j(k)的时域表达式。
S302.对第j根接收天线的2组时域数据zj,l按顺序两两做复共轭乘积，得到1组长为1024 的乘积结果aj,0＝[aj,0，0 … aj,0,n … aj,0,1023]，其中：
Figure BDA0003306269100000082
其中，
Figure BDA0003306269100000083
从上式可以看出， 经过组间处理后，消除了信道带来的相位影响。
S4.对于接收端中Nr(Nr＝16)根接收天线分别按照步骤S1～S3进行处理，并对接收天线 的处理结果进行最大比合并，得到r组(r＝1)长为N(N＝1024)的合并结果；
所有16根接收天线分别进行上述S1～S3步骤处理后，每根接收天线均得到1组长为1024 的数据aj,0，然后将16根接收天线得到的结果aj,0进行最大比合并，得到1组长为1024的合 并结果s0＝[s0,0 … s0,n … s0,1023]，其中：
Figure BDA0003306269100000084
根据上式，并由δ(·)函数的特性可知，上式在n＝τs时不为0，其余时刻均为0，因此可以 为后面的同步判决提供依据。另外，从上式中的
Figure BDA0003306269100000091
这一结果可以看出，当信道增益的均 方值为1时，通过天线间的合并，又增大了16倍的信噪比。
S5.根据合并结果s0进行同步判决，找到有效的同步位置；
S501.对合并结果s0进行取模运算得到|s0|后，在一个完整接收信号的时间内搜索得到|s0| 的峰值|s0|max及峰值位置index_0，并求得|s0|的均值mean_0；
S502.同步判决：由于S501中只得到一组峰值|s0|max、峰值位置index_0及均值mean_0， 故此处不比较峰值的差值和峰值位置的差值，只比较峰值|s0|max是否大于4*mean_0，如果大 于，则进入步骤S503，否则搜索到的峰值位置无效，认为同步失败，重新按照步骤S1～S5进 行信号接收与同步判决；
S503.找到正确的同步位置index_0，完成时间同步。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发 明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载 的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不 使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (6)

1.一种多径低信噪比下多天线合并的大规模MIMO时间同步方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1.对接收端的本地同步序列和第j根接收天线上接收到的信号进行分段、FFT变换和复共轭乘积处理，得到2rq段复共轭乘积值，消除信号本身的相位影响；
S2.对2rq段复共轭乘积值进行分组，进行组内合并增加信噪比；
S3.对组内合并结果进行组间处理，消除信道带来的相位影响；
S4.对于接收端中Nr根接收天线分别按照步骤S1～S3进行处理，并对接收天线的处理结果进行最大比合并，得到r组长为N的合并结果si；
S5.根据合并结果si进行同步判决，找到有效的同步位置。
2.根据权利要求1所述的一种多径低信噪比下多天线合并的大规模MIMO时间同步方法，其特征在于：所述步骤S1包括：
S101.设第j根接收天线上接收到长度为L的信号：
Figure FDA0003306269090000011
按先后顺序将信号平均分为2rq段，最后不足一段的数据舍去，记为：
bj,l,p,j＝1,2,...,Nr,l＝0,1,...,2r-1,p＝0,1,...,q-1；
每段长度为N，即：
bj,l,p＝[yj((lq+p)N+0) yj((lq+p)N+1) … yj((lq+p)N+(N-1))]；
其中，x(n)表示射频发射信号，hj,s表示第j根接收天线上接收信号所经过的信道中第s条径的增益，τs表示信道中第s条径的时延，M表示信道中的多径数目，wj(n)表示噪声信号，Nr表示接收天线总数；
S102.将接收端的本地同步序列g(m),m＝0,1,...,L-1按先后顺序平均分为2rq段，记为：
cl,p,l＝0,1,...,2r-1,p＝0,1,...,q-1
每段长度为N，即
Figure FDA0003306269090000012
S103.对第j根接收天线的2rq段接收信号bj,l,p和2rq段本地同步序列cl,p，均以段为单位做N点FFT变换至频域，得到2rq段频域接收信号Bj,l,p＝[Bj,l,p,0 … Bj,l,p,k … Bj,l,p,N-1]和2rq段本地频域同步序列Cl,p＝[Cl,p,0 … Cl,p,k … Cl,p,N-1]，每段长均为N，其中:
Bj,l,p,k＝(Hj(k)X(k)+Wj(k))ej2πk(lq+p),Cl,p,k＝G(k)ej2πk(lq+p),k＝0,1,...,N-1；
Hj(k)表示信道的频域表达式，X(k)表示射频发射信号的频域表达式，Wj(k)表示噪声的频域表达式，G(k)表示本地同步序列的频域表达式；
S104.将第j根接收天线得到的2rq段频域接收信号Bj,l,p，与2rq段本地频域同步序列Cl,p按子载波顺序一一对应做复共轭乘积，得到2rq段复共轭乘积值：
Dj,l,p＝[Dj,l,p,0 … Dj,l,p,k … Dj,l,p,N-1],l＝0,1,...,2r-1,p＝0,1,...,q-1，
其中
Figure FDA0003306269090000021
当接收信号为同步序列，得Dj,l,p,k＝CHj(k)+W′j(k)，C＝|G(k)|2，即接收信号为同步序列时，通过复共轭乘积运算，消除信号本身的相位影响。
3.根据权利要求1所述的一种多径低信噪比下多天线合并的大规模MIMO时间同步方法，其特征在于：所述步骤S2包括：
S201.将第j根接收天线的2rq段复共轭乘积值Dj，l，p，以q段为一组，分为2r组：
Dj，l，l＝0，1，...，2r-1，其中
Figure RE-FDA0003504083350000022
S202.对第j根接收天线2r组内的q段数据，以子载波为单位，做组内对应子载波相加，得到2r组长度为N的求和结果Zj，l＝[Zj，l0…Zj，l，k…Zj，l，N-1]，l＝0，1，...，2r-1，
其中
Figure RE-FDA0003504083350000023
即通过组内合并，将信噪比增加q倍。
4.根据权利要求3所述的一种多径低信噪比下多天线合并的大规模MIMO时间同步方法，其特征在于：所述步骤S3包括：
S301.对每组Zj,l分别做N点IFFT变换，得到2r组长度为N的时域数据zj,l＝[zj,l,0 …zj,l,n … zj,l,N-1],l＝0,1,...,2r-1，其中
Figure FDA0003306269090000024
w'j(n)表示W′j(k)的时域表达式；
S302.对第j根接收天线的2r组时域数据zj,l按顺序两两做复共轭乘积，得到r组长为N的乘积结果aj,i＝[aj,i，0 … aj,i,n … aj,i,N-1],i＝0,1,...,r-1，其中
Figure FDA0003306269090000031
Figure FDA0003306269090000032
即经过组间处理，消除信道带来的相位影响。
5.根据权利要求4所述的一种多径低信噪比下多天线合并的大规模MIMO时间同步方法，其特征在于：所述步骤S4包括：
将Nr根接收天线分别按照步骤S1～S3处理后，设每根接收天线均得到r组长为N的数据aj,i，然后将Nr根接收天线得到的结果aj,i进行最大比合并，得到r组长为N的合并结果，记为：
si＝[si,0 … si,n … si,N-1],i＝0,1,...,r-1，
其中
Figure FDA0003306269090000033
由该式及δ(·)函数的特性，该式在n＝τs时不为0，其余时刻均为0，因此能够为后面的同步判决提供依据，另外，从上式中的
Figure FDA0003306269090000034
这一结果看出，通过天线间的合并，增大了最多Nr倍的信噪比。
6.根据权利要求4所述的一种多径低信噪比下多天线合并的大规模MIMO时间同步方法，其特征在于：所述步骤S5包括：
S501.对r组合并结果si分别进行取模运算得到r个|si|,i＝0,1,...,r-1；
对于每一个取模结果|si|，计算其对应的均值mean_i，i＝0,1,...,r-1；
对每一个取模结果|si|，在一个完整接收信号的时间内搜索得到对应的峰值|si|max，并记录每一个峰值|si|max对应的峰值位置index_i，i＝0,1,...,r-1；
S502.同步判决：判断是否同时满足以下三个条件：
第一、任意两个峰值|si|max与|sj|max的差值小于设定的参数peak_gap_th_ij，；
第二、任意两个峰值位置index_i与index_j的差值小于设定的参数time_gap_th_ij；
第三、每一个峰值|si|max均大于对应均值mean_i与倍数mean_th_i的乘积；
其中,i＝0,1,...,r-1，,j＝0,1,...,r-1，且i≠j；
若同时满足上述三个条件，则进入步骤S503，否则，认为同步失败，重新按照步骤S1～S5进行信号接收与同步判决；
S503.将第一个峰值位置作为同步位置index_0，完成时间同步。
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