CN114172470A - 一种功放级间匹配网络以及宽带低插损优化方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种功放级间匹配网络及其宽带低插损优化方法，该功放级间匹配网络应用于氮化镓毫米波多级功率放大器芯片的级间匹配网络，该匹配网络为一种“π”型功放级间匹配网络，其中第一馈电网络微带线(131)、第一馈电网络电容(C2)同时作为微带线匹配枝节；所述第二偏置网络微带线(132)、第二偏置网络稳定电阻(133)、第二偏置网络电容(C3)同时作为微带线匹配枝节以及稳定电路。本发明的网络与优化方法能够补偿两级功放前后HEMT管的寄生电容，实现插损和品质因数的优化，提高设计效率，提升毫米波功率放大器的效率与带宽。

Description

一种功放级间匹配网络以及宽带低插损优化方法

技术领域

本发明涉及微波毫米波硬件技术领域，尤其涉及一种紧凑的功放级间匹配网络和一种级间匹配网络的插损和品质因数的优化方法。

背景技术

毫米波功率放大器是现代无线通信系统中射频前端中的重要组成部分，其理想功能是将输入的射频信号无失真、高效率地放大，达到功率输出的要求。

毫米波频谱正在吸引诸如5G通信和未来卫星通信等应用的极大兴趣，这些应用在投资和潜在收入方面远远超出了军事和科学用途的传统利益。与射频和微波频段相比，毫米波最吸引人的特点是宽广的频谱，这为通信系统的容量提供了巨大的优势。毫米波系统的其他优点是电路尺寸紧凑，尤其是天线，以及高自由空间衰减而伴随的易空间复用性。但另一方面，极高的工作频率对系统和电路设计提出了重大挑战，尤其是输出功率、效率、线性度和电路损耗等，因此毫米波功率放大器设计比较低频率更具挑战性。

氮化镓在宽频率范围内提供高功率密度、增益和效率，为系统设计工程师提供了广泛的折中空间，以实现最佳功放性能和经济价值。除了固有的性能优势外，在智能手机需求的推动下，在规模经济效应下，还能满足新兴毫米波应用的需求。

为了提高功率放大器的效率和带宽，现有的主流方法有：通过多阶LC枝节匹配来拓展带宽，但是多阶LC匹配枝节会增大匹配电路的插损，从而降低功放整体的效率，而且占用面积大；基于任意给定的匹配电路元件值通过仿真软件优化插损与带宽，但是这种方法耗费时间巨大，不利于提高设计的效率。

现有技术中毫米波功率放大器的常规设计无法高效设计大带宽、高效率、占用面积小的功放芯片。因此，针对目前技术中存在的上述缺陷，有必要研究一种占用面积小的功放拓扑，得出一种分析方法，快速设计出高效率、大带宽的氮化镓毫米波功率放大器。

发明内容

技术问题：本发明提供了一种功放级间匹配网络以及宽带低插损优化方法，应用于氮化镓毫米波多级功率放大器芯片的级间匹配网络设计，用以解决现有技术方案下的毫米波功率放大器占用面积大，设计过程缓慢，功放效率不高，带宽窄的缺陷。

技术方案：本发明的一种功放级间匹配网络为一种“π”型功放级间匹配网络，其中，第一馈电网络第一微带线的一端与第一HEMT管的漏极连接，另一端与第一馈电网络微带线和第一馈电网络第二微带线的一端连接；第一馈电网络微带线的另一端与一端接地的第一馈电网络电容和第一HEMT管的漏极电压源连接，第一馈电网络第二微带线的另一端与级间匹配网络电容连接；级间匹配网络电容的另一端与第二偏置网络第三微带线连接，第二偏置网络第三微带线与第二偏置网络第四微带线的一端以及第二偏置网络稳定电阻的一端连接，第二偏置网络稳定电阻的另一端与第二偏置网络微带线的一端相连，第二偏置网络微带线的另一端与一端接地的第二偏置网络电容和第二HEMT管的栅极电压源连接，第二偏置网络第四微带线的另一端与第二HEMT管的栅极连接；

所述第一馈电网络微带线、第一馈电网络电容同时作为微带线匹配枝节；所述第二偏置网络微带线、第二偏置网络稳定电阻、第二偏置网络电容同时作为微带线匹配枝节以及稳定电路。

所述第一馈电网络第一微带线、第一馈电网络第二微带线、第二偏置网络第三微带线、第二偏置网络第四微带线用于实现第一HEMT管的漏极和第二HEMT管栅极之间的复阻抗级间匹配。第一馈电网络微带线用于给第一HEMT管的漏极馈电；第二偏置网络微带线用于给第二HEMT管栅极偏置。

所述级间匹配网络电容用于隔离给第一HEMT管的漏极和给第二HEMT管栅极的直流电，也有级间匹配的作用；所述第一馈电网络电容用于第一HEMT管的漏极馈电，同时也能使第一馈电网络微带线在工作频段近似射频接地；第二偏置网络电容用于给第二HEMT管栅极偏置去耦，同时也能使第二偏置网络微带线在工作频段近似射频接地；另外第一馈电网络电容与第二偏置网络电容都能防止电源噪声引起的自激。

所述第一HEMT管和第二HEMT管采用0.15um GaN-on-SiC工艺。

所述第二偏置网络稳定电阻用于提高功放的稳定性。

本发明的功放级间匹配网络的宽带低插损优化方法，其特征在于该方法包括：

步骤一：级间匹配电路拓扑简化与等效

忽略仅起连接与微调作用的所述第一馈电网络第一微带线、第一馈电网络第二微带线、第二偏置网络第三微带线、第二偏置网络第四微带线以及第二偏置网络稳定电阻；通过对所述第一馈电网络电容、第二偏置网络电容的恰当选值，使微带线在工作频段内近似等效为接地；简化后的级间匹配网络作为“π”型匹配电路，仅考虑所述第一馈电网络微带线、第二HEMT管的第二偏置网络微带线、级间匹配网络电容；

因接地微带线长度小于四分之一波长时可以等效为电感，所述接地的第一馈电网络微带线、第二偏置网络微带线分别等效为第一馈电网络电感、第二偏置网络电感；所述第一馈电网络电感是第一馈电网络补偿电感与第一馈电网络匹配电感的并联，所述第二偏置网络电感是第二偏置网络补偿电感与第二偏置网络匹配电感的并联；

步骤二：补偿电感求取

所述第一馈电网络补偿电感的感抗X_1c与第二偏置网络补偿电感的感抗X_2c由以下方式确定：对所述第二HEMT管、第一HEMT管分别进行源牵引、负载牵引得到的复阻抗的共轭值Z，进行串并联转换：

串联形式下的阻抗Z为：

其中

为虚数，定义为

R_s为阻抗串联形式下的串联电阻，X_cs为阻抗串联形式下的串联电抗，

并联形式下的阻抗Z为：

其中R_p为阻抗并联形式下的并联电阻，X_cp为阻抗并联形式下的并联电抗，公式(1)等价于公式(2)，联立公式(1)、(2)可得到并联形式下的并联电阻R_p，并联电抗X_cp：

因此得到并联形式下的并联电抗X_cp，从而确定补偿所需的并联感抗值为-X_cp；

步骤三：目标函数-级间匹配网络的品质因数与插损函数：

当R_source>R_Load时，“π”型匹配电路第一馈电网络匹配电感的电抗X₁、第二偏置网络匹配电感的电抗X₂以及级间匹配网络电容的电抗X_C由以下公式确定：

其中R_source为第一HEMT管负载牵引得到的最优阻抗的实部，R_Load为第二HEMT管源牵引得到的最优阻抗的实部，Q为匹配电路的品质因数，(5)(6)(7)联立可得品质因数Q关于X₁、X₂、X_C的函数：

X₁、X₂的定义域分别为：(X_C,∞)和(X_C,∞)或(X_C-X₂,X_C)和(0,X_C)

接下来推导“π”型匹配电路的S₂₁关于X₁、X₂、X_C的插损函数：

其中S₂₁是匹配电路的插损，y₀是匹配网络两端口的终端阻抗的倒数，y₁、y₂、y₃分别为X₁、X₂、X_C的倒数；

步骤四：简化级间匹配网络元件最优值求取：

公式(8)、(9)，X₁、X₂的定义域是(X_C,∞)和(X_C,∞)时，实现更小的Q值即更大的带宽和更大的S₂₁即更小的插损，且由于电容C1起到阻隔直流电的作用，容值需要偏大，故在工艺范围内容值应尽量最大，则容抗尽量最小，因此X₁、X₂的定义域选择分别为(X_C,∞)和(X_C,∞)，

在此定义域下，根据公式(8)、(9)可知：Q随X₁增加单调减小，随X₂增加单调增加，随X_C增加单调增加；S₂₁随X₁增加单调增加，随X₂增加单调减小，随X_C增加单调增加；

将第一馈电网络匹配电感的感抗X₁与第一馈电网络补偿电感的感抗X_1c进行并联得到X_1al，第二偏置网络匹配电感的感抗X₂与第二偏置网络补偿电感的感抗X_2c进行并联得到X_2al；由公式(10)、(11)可得第一馈电网络微带线和第二偏置网络微带线的长度：

其中，l₁₃₁为第一馈电网络微带线长度，l₁₃₂为第二偏置网络微带线的长度，λ为工作波长，Z₀为第一馈电网络微带线和第二偏置网络微带线的特征阻抗；级间匹配网络电容选择工艺范围内最大的；由此可得到最佳“π”型匹配电路元件第一馈电网络微带线与第二偏置网络微带线的长度初值l₁₃₁、l₁₃₂、级间匹配网络电容的容值初值C1；

步骤五：所有元件优化值获取：

在高级设计系统软件中以工作频段内级间匹配网络的插损函数S₂₁在工作频段内大于一预设值为优化目标，并指第一馈电网络第一微带线、第一馈电网络第二微带线、第二偏置网络第三微带线与第二偏置网络第四微带线的长度：l₁₁₁、l₁₁₂、l₁₁₃、l₁₁₄、第二偏置网络稳定电阻阻值、第一馈电网络电容容值、第二偏置网络电容容值进行最终优化，得到最终第一馈电网络微带线与第二偏置网络微带线的长度l₁₃₁、l₁₃₂、级间匹配网络电容容值、第一馈电网络第一微带线、第一馈电网络第二微带线、第二偏置网络稳定电阻、第二偏置网络第四微带线的长度：l₁₁₁、l₁₁₂、l₁₁₃、l₁₁₄、第二偏置网络稳定电阻阻值、第一馈电网络电容容值、第二偏置网络电容容值。

该功放级间匹配网络应用于氮化镓毫米波多级功率放大器芯片的级间匹配网络。

通过将馈电网络、偏置网络融入匹配网络，节约功放芯片面积。通过分析级间匹配电路网络的插损和品质因数与匹配电路元件值之间的函数关系，得到使插损最小、品质因数最小(带宽最大)的匹配电路元件值初始值，再进行整体优化设计，实现快速设计，提升功率放大器整体的效率与带宽。

有益效果：相对于传统设计方法，本发明可在现有工艺条件下快速设计宽带、高效率的多级氮化镓毫米波功率放大器芯片，大大减小功率放大器的尺寸，有效实现高功率密度。

附图说明

图1为本发明具体实施方式中毫米波功率放大器的结构示意图；

图2为本发明简化级间匹配网络示意图；

图3为本发明接地微带线等效为电感后的简化等效级间匹配网络示意图；

图4源牵引、负载牵引得到的复阻抗的共轭阻抗串联转并联示意图；

图5实阻抗到实阻抗的“π”型匹配电路示意图；

图6为所有元件优化值获取流程图；

图7为本发明具体实施方式中毫米波功率放大器的小信号频率响应图；

图8为本发明具体实施方式中毫米波功率放大器的大信号频率响应图。

图中有：第一馈电网络第一微带线111、第一馈电网络第二微带线112、第二偏置网络第三微带线113、第二偏置网络第四微带线114、第一馈电网络微带线131、第二偏置网络微带线132、第二偏置网络稳定电阻133、级间匹配网络电容C1、第一馈电网络电容C2、第二偏置网络电容C3、输入匹配电路101、稳定电路102、偏置电路103、输出匹配电路104、馈电电路105、第一HEMT管106、第二HEMT管107、漏极电压源Vds1、栅极电压源Vgs2。

具体实施方式

下面结合具体实施方式和附图对本发明的技术方案作进一步的介绍。

参阅图1，图1为本发明具体实施方式中毫米波功率放大器的结构示意图。

该匹配网络为一种“π”型功放级间匹配网络，其中，第一馈电网络第一微带线111的一端与第一HEMT管106的漏极连接，另一端与第一馈电网络微带线131和第一馈电网络第二微带线112的一端连接；第一馈电网络微带线131的另一端与一端接地的第一馈电网络电容C2和第一HEMT管106的漏极电压源Vds1连接，第一馈电网络第二微带线112的另一端与级间匹配网络电容C1连接；级间匹配网络电容C1的另一端与第二偏置网络第三微带线113连接，第二偏置网络第三微带线113与第二偏置网络第四微带线114的一端以及第二偏置网络稳定电阻133的一端连接，第二偏置网络稳定电阻133的另一端与第二偏置网络微带线132的一端相连，第二偏置网络微带线132的另一端与一端接地的第二偏置网络电容C3和第二HEMT管107的栅极电压源Vgs2连接，第二偏置网络第四微带线114的另一端与第二HEMT管107的栅极连接；

所述第一馈电网络微带线131、第一馈电网络电容C2同时作为微带线匹配枝节；所述第二偏置网络微带线132、第二偏置网络稳定电阻133、第二偏置网络电容C3同时作为微带线匹配枝节以及稳定电路。

这种级间匹配电路既实现了HEMT管的偏置与馈电，提升了功放的稳定性，也同时实现了两个HEMT管之间的复匹配。

应用于氮化镓毫米波多级功率放大器芯片的“π”型级间匹配电路宽带低插损优化方法分为五步：电路拓扑简化与等效、补偿电感求取、目标函数推导、简化级间匹配网络元件最优值求取、所有元件值优化获取。

步骤一：级间匹配电路拓扑简化与等效。

参阅图2，图2为本发明简化级间匹配网络示意图。第一馈电网络第一微带线111、第一馈电网络第二微带线112、第二偏置网络第三微带线113、第二偏置网络第四微带线114仅起连接作用，电长度很短，忽略以简化分析；第二HEMT管107的第二偏置网络稳定电阻133忽略以简化分析；通过对第一馈电网络电容C2、第二偏置网络电容C3的恰当选值，使微带线在工作频段内近似等效为接地。简化的级间匹配网络作为“π”型匹配电路，包括第一HEMT管106的第一馈电网络微带线131、第二HEMT管107的第二偏置网络微带线132、级间匹配网络电容C1。

因接地微带线长度小于四分之一波长时可以等效为电感，参阅图3，图3为接地微带线等效为电感的简化等效级间匹配网络示意图。接地微带线：第一馈电网络微带线131、第二偏置网络微带线132分别等效为第一馈电网络电感L_1all、第二偏置网络电感L_2all。其中第一馈电网络电感L_1all是第一馈电网络补偿电感L_1c与第一馈电网络匹配电感L₁的并联，第二偏置网络电感L_2all是第二偏置网络补偿电感L_2c与第二偏置网络匹配电感L₂的并联。

步骤二：补偿电感求取：

参阅图3，第一馈电网络补偿电感L_1c的感抗X_1c与第二偏置网络补偿电感L_2c的感抗X_2c由以下方式确定：对第二HEMT管107、第一HEMT管106分别进行源牵引、负载牵引得到的复阻抗的共轭值Z，进行串并联转换，为便于理解，参阅图4，图4为源牵引、负载牵引得到的复阻抗的共轭阻抗串联转并联示意图：

在本例中，由式(1)-(4)，28GHz下得到第一级HEMT管的最佳输出阻抗为Z_source＝7.7-j35.4Ω，为串联形式，并联转换后，并联电抗X_cp得为-37Ω，则第一馈电网络补偿电感L_1c的感抗为-X_1c为37Ω。第二级HEMT管107最佳输入阻抗Z_Load＝1.8-j1.2Ω，为串联形式，并联转换后，并联电抗X_cp得为-3.9Ω，则第二偏置网络补偿电感L_2c的感抗-X_2c为3.9Ω。

步骤三：目标函数——级间匹配网络的品质因数与插损函数推导：

由公式(5)-(9)完成。

步骤四：简化级间匹配网络元件最优值求取：

参阅图5，图5为实阻抗到实阻抗的“π”型匹配电路示意图。由式(1)-(4)，本实例中，28GHz下得到第一级HEMT管的最佳输出阻抗为Z_source＝7.7-j35.4Ω，为串联形式，并联转换后，并联电阻R_p为170Ω，则R_source＝170Ω。第二级HEMT管(107)最佳输入阻抗Z_Load＝1.8-j1.2Ω，为串联形式，并联转换后，并联电阻R_p为2.6Ω，则R_Load＝2.6Ω。因此，经过补偿的前后阻抗分别为R_source＝170Ω与R_Load＝2.6Ω。此时有R_source>R_Load，分析公式(8)、(9)，X₁、X₂的定义域是(X_C,∞)和(X_C,∞)时，可以实现更小的Q值(更大的带宽)和更大的S₂₁(更小的插损)，且由于电容C1起到阻隔直流电的作用，所以容值需要偏大，故在工艺范围内容值应尽量最大，则容抗尽量最小。根据本工艺电容范围，取X_C为3.6Ω。因此X₁、X₂的定义域选择分别为(3.6,∞)和(3.6,∞)。

在此定义域下，分析公式可知：Q随X₁增加单调减小，随X₂增加单调增加，随X_C增加单调增加。S₂₁随X₁增加单调增加，随X₂增加单调减小，随X_C增加单调增加。

将第一馈电网络匹配电感L₁的感抗X₁与第一馈电网络补偿电感L_1c的感抗X_1c进行并联得到X_1al，第二偏置网络匹配电感L₂的感抗X₂与第二偏置网络补偿电感L_2c的感抗X_2c进行并联得到X_2al。匹配感抗X₁、X₂分别为：∞与3.6Ω，将匹配感抗X₁、X₂和补偿感抗-X_1c、-X_2c进行并联，得到X_1all、X_2all分别等于37Ω和2Ω。

所述第一馈电网络微带线131、第二偏置网络微带线132的长度由公式(10)-(11)代入X_1all、X_2all分别等于37Ω和2Ω确定。在本实例中，第一馈电网络微带线131、第二偏置网络微带线132的长度l₁₃₁、l₁₃₂分别为0.9mm和0.03mm。级间匹配电容C1由其电抗X_c为3.6Ω确定，得C1＝10pF。由此可得到最佳“π”型匹配电路元件第一馈电网络微带线131与第二偏置网络微带线132的长度初值l₁₃₁、l₁₃₂、级间匹配网络电容的容值初值C1。

步骤五：所有元件优化值获取：

参阅图6，图6为所有元件优化值获取流程图。在高级设计系统软件软件中以工作频段内级间匹配网络的插损函数S₂₁在工作频段内大于-1dB为优化目标，代入步骤四所得的第一馈电网络微带线131的长度l₁₃₁、第二偏置网络微带线132的长度l₁₃₂、级间匹配电容C1分别为0.9mm和0.03mm,3.6pF。并指定第一馈电网络第一微带线111、第一馈电网络第二微带线112、第二偏置网络第三微带线113、第二偏置网络第四微带线114的长度：l₁₁₁、l₁₁₂、l₁₁₃、l₁₁₄均为1um。指定第二偏置网络稳定电阻133阻值为1Ω、第一馈电网络电容C2容值1pF、第二偏置网络电容C3容值1pF进行最终优化，得到最终级间匹配网络参数：第一馈电网络微带线131的长度l₁₃₁、第二偏置网络微带线132的长度l₁₃₂、级间匹配电容C1分别为2.3mm,1.3mm,10pF。第一馈电网络第一微带线111、第一馈电网络第二微带线112、级间匹配网络电容C1、第二偏置网络第三微带线113、第二偏置网络第四微带线114的长度l₁₁₁、l₁₁₂、l₁₁₃、l₁₁₄分别为38.8um、45um、12.2um、26.25um、第二偏置网络稳定电阻133为42Ω、第一馈电网络电容C2、第二偏置网络电容C3为2.7pF、0.6pF。

如图7本发明具体实施方式中毫米波功率放大器的小信号频率响应图与图8本发明具体实施方式中毫米波功率放大器的大信号频率响应图。本毫米波功率放大器实施例中心频率为26GHz，带宽为4GHz，输出功率为33.75dBm，功率附加效率(PAE)大于28.5％，8dB功率回退功率附加效率(PAE)大于12.44％，增益为19.3dB。

Claims (7)

1.一种功放级间匹配网络，其特征在于：该匹配网络为一种“π”型功放级间匹配网络，其中，第一馈电网络第一微带线(111)的一端与第一HEMT管(106)的漏极连接，另一端与第一馈电网络微带线(131)和第一馈电网络第二微带线(112)的一端连接；第一馈电网络微带线(131)的另一端与一端接地的第一馈电网络电容(C2)和第一HEMT管(106)的漏极电压源(Vds1)连接，第一馈电网络第二微带线(112)的另一端与级间匹配网络电容(C1)连接；级间匹配网络电容(C1)的另一端与第二偏置网络第三微带线(113)连接，第二偏置网络第三微带线(113)与第二偏置网络第四微带线(114)的一端以及第二偏置网络稳定电阻(133)的一端连接，第二偏置网络稳定电阻(133)的另一端与第二偏置网络微带线(132)的一端相连，第二偏置网络微带线(132)的另一端与一端接地的第二偏置网络电容(C3)和第二HEMT管(107)的栅极电压源(Vgs2)连接，第二偏置网络第四微带线(114)的另一端与第二HEMT管(107)的栅极连接；

所述第一馈电网络微带线(131)、第一馈电网络电容(C2)同时作为微带线匹配枝节；所述第二偏置网络微带线(132)、第二偏置网络稳定电阻(133)、第二偏置网络电容(C3)同时作为微带线匹配枝节以及稳定电路。

2.根据权利要求1所述的功放级间匹配网络，其特征在于：所述第一馈电网络第一微带线(111)、第一馈电网络第二微带线(112)、第二偏置网络第三微带线(113)、第二偏置网络第四微带线(114)用于实现第一HEMT管(106)的漏极和第二HEMT管(107)栅极之间的复阻抗级间匹配。第一馈电网络微带线(131)用于给第一HEMT管(106)的漏极馈电；第二偏置网络微带线(132)用于给第二HEMT管(107)栅极偏置。

3.根据权利要求1所述的功放级间匹配网络，其特征在于：所述级间匹配网络电容(C1)用于隔离给第一HEMT管(106)的漏极和给第二HEMT管(107)栅极的直流电，也有级间匹配的作用；所述第一馈电网络电容(C2)用于第一HEMT管(106)的漏极馈电，同时也能使第一馈电网络微带线(131)在工作频段近似射频接地；第二偏置网络电容(C3)用于给第二HEMT管(107)栅极偏置去耦，同时也能使第二偏置网络微带线(132)在工作频段近似射频接地；另外第一馈电网络电容(C2)与第二偏置网络电容(C3)都能防止电源噪声引起的自激。

4.根据权利要求1所述的功放级间匹配网络，其特征在于：所述第一HEMT管(106)和第二HEMT管(107)采用0.15um GaN-on-SiC工艺。

5.根据权利要求1所述的功放级间匹配网络，其特征在于：所述第二偏置网络稳定电阻(133)用于提高功放的稳定性。

6.一种如权利要求1所述的功放级间匹配网络的宽带低插损优化方法，其特征在于该方法包括：

步骤一：级间匹配电路拓扑简化与等效

忽略仅起连接与微调作用的所述第一馈电网络第一微带线(111)、第一馈电网络第二微带线(112)、第二偏置网络第三微带线(113)、第二偏置网络第四微带线(114)以及第二偏置网络稳定电阻(133)；通过对所述第一馈电网络电容(C2)、第二偏置网络电容(C3)的恰当选值，使微带线在工作频段内近似等效为接地；简化后的级间匹配网络作为“π”型匹配电路，仅考虑所述第一馈电网络微带线(131)、第二HEMT管(107)的第二偏置网络微带线(132)、级间匹配网络电容(C1)；

因接地微带线长度小于四分之一波长时可以等效为电感，所述接地的第一馈电网络微带线(131)、第二偏置网络微带线(132)分别等效为第一馈电网络电感(L_1all)、第二偏置网络电感(L_2all)；所述第一馈电网络电感(L_1all)是第一馈电网络补偿电感(L_1c)与第一馈电网络匹配电感(L₁)的并联，所述第二偏置网络电感(L_2all)是第二偏置网络补偿电感(L_2c)与第二偏置网络匹配电感(L₂)的并联；

步骤二：补偿电感求取

所述第一馈电网络补偿电感(L_1c)的感抗X_1c与第二偏置网络补偿电感(L_2c)的感抗X_2c由以下方式确定：对所述第二HEMT管(107)、第一HEMT管(106)分别进行源牵引、负载牵引得到的复阻抗的共轭值Z，进行串并联转换：

串联形式下的阻抗Z为：

其中

为虚数，定义为

R_s为阻抗串联形式下的串联电阻，X_cs为阻抗串联形式下的串联电抗，

并联形式下的阻抗Z为：

其中R_p为阻抗并联形式下的并联电阻，X_cp为阻抗并联形式下的并联电抗，公式(1)等价于公式(2)，联立公式(1)、(2)可得到并联形式下的并联电阻R_p，并联电抗X_cp：

因此得到并联形式下的并联电抗X_cp，从而确定补偿所需的并联感抗值为-X_cp；

步骤三：目标函数-级间匹配网络的品质因数与插损函数：

当R_source>R_Load时，“π”型匹配电路第一馈电网络匹配电感(L₁)的电抗X₁、第二偏置网络匹配电感(L₂)的电抗X₂以及级间匹配网络电容(C1)的电抗X_C由以下公式确定：

其中R_source为第一HEMT管(106)负载牵引得到的最优阻抗的实部，R_Load为第二HEMT管(107)源牵引得到的最优阻抗的实部，Q为匹配电路的品质因数，(5)(6)(7)联立可得品质因数Q关于X₁、X₂、X_C的函数：

X₁、X₂的定义域分别为：(X_C,∞)和(X_C,∞)或(X_C-X₂,X_C)和(0,X_C)

接下来推导“π”型匹配电路的S₂₁关于X₁、X₂、X_C的插损函数：

其中S₂₁是匹配电路的插损，y₀是匹配网络两端口的终端阻抗的倒数，y₁、y₂、y₃分别为X₁、X₂、X_C的倒数；

步骤四：简化级间匹配网络元件最优值求取：

公式(8)、(9)，X₁、X₂的定义域是(X_C,∞)和(X_C,∞)时，实现更小的Q值即更大的带宽和更大的S₂₁即更小的插损，且由于电容C1起到阻隔直流电的作用，容值需要偏大，故在工艺范围内容值应尽量最大，则容抗尽量最小，因此X₁、X₂的定义域选择分别为(X_C,∞)和(X_C,∞)，

在此定义域下，根据公式(8)、(9)可知：Q随X₁增加单调减小，随X₂增加单调增加，随X_C增加单调增加；S₂₁随X₁增加单调增加，随X₂增加单调减小，随X_C增加单调增加；

将第一馈电网络匹配电感(L₁)的感抗X₁与第一馈电网络补偿电感(L_1c)的感抗X_1c进行并联得到X_1all，第二偏置网络匹配电感(L₂)的感抗X₂与第二偏置网络补偿电感(L_2c)的感抗X_2c进行并联得到X_2all；由公式(10)、(11)可得第一馈电网络微带线(131)和第二偏置网络微带线(132)的长度：

其中，l₁₃₁为第一馈电网络微带线(131)长度，l₁₃₂为第二偏置网络微带线(132)的长度，λ为工作波长，Z₀为第一馈电网络微带线(131)和第二偏置网络微带线(132)的特征阻抗；级间匹配网络电容(C1)选择工艺范围内最大的；由此可得到最佳“π”型匹配电路元件第一馈电网络微带线(131)与第二偏置网络微带线(132)的长度初值l₁₃₁、l₁₃₂、级间匹配网络电容的容值初值C1；

步骤五：所有元件优化值获取：

在高级设计系统软件中以工作频段内级间匹配网络的插损函数S₂₁在工作频段内大于一预设值为优化目标，并指第一馈电网络第一微带线(111)、第一馈电网络第二微带线(112)、第二偏置网络第三微带线(113)与第二偏置网络第四微带线(114)的长度：l₁₁₁、l₁₁₂、l₁₁₃、l₁₁₄、第二偏置网络稳定电阻(133)阻值、第一馈电网络电容(C2)容值、第二偏置网络电容(C3)容值进行最终优化，得到最终第一馈电网络微带线(131)与第二偏置网络微带线(132)的长度l₁₃₁、l₁₃₂、级间匹配网络电容(C1)容值、第一馈电网络第一微带线(111)、第一馈电网络第二微带线(112)、第二偏置网络稳定电阻(133)、第二偏置网络第四微带线(114)的长度：l₁₁₁、l₁₁₂、l₁₁₃、l₁₁₄、第二偏置网络稳定电阻(133)阻值、第一馈电网络电容(C2)容值、第二偏置网络电容(C3)容值。

7.一种如权利要求1所述的功放级间匹配网络的应用，其特征在于该功放级间匹配网络应用于氮化镓毫米波多级功率放大器芯片的级间匹配网络。

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