CN114094837A - 一种同步整流的控制方法、电路、装置、设备及存储介质 - Google Patents

一种同步整流的控制方法、电路、装置、设备及存储介质 Download PDF

Info

Publication number
CN114094837A
CN114094837A CN202111353278.3A CN202111353278A CN114094837A CN 114094837 A CN114094837 A CN 114094837A CN 202111353278 A CN202111353278 A CN 202111353278A CN 114094837 A CN114094837 A CN 114094837A
Authority
CN
China
Prior art keywords
control
synchronous rectification
circuit
frequency
resonant
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202111353278.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN114094837B (zh
Inventor
宇文超敏
颜权枫
翟志伟
宋泽琳
雷龙
殷童欢
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Original Assignee
Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai filed Critical Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Priority to CN202111353278.3A priority Critical patent/CN114094837B/zh
Publication of CN114094837A publication Critical patent/CN114094837A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN114094837B publication Critical patent/CN114094837B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明实施例涉及一种同步整流控制方法、电路、装置、设备及存储介质，包括：获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间、以及获取谐振电路在当前控制周期对应的第一谐振频率、以及获取所述谐振电路当前对应的输出电压；根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率；根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略；根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。由此，可以实现使用简单的电路和算法逻辑实现同步整流控制，防止直通短路，控制效果好，实时性强。

Description

一种同步整流的控制方法、电路、装置、设备及存储介质
技术领域
本发明实施例涉及同步整流技术领域，尤其涉及一种同步整流的控制方法、电路、装置、设备及存储介质。
背景技术
在低压大电流输出的应用场合中，LLC谐振变换器因具有软开关特性而得到广泛应用。通过合理的设计，LLC变换器的变压器原边开关管能够实现ZVS开通，副边整流二极管能够实现ZCS关断，能够有效降低损耗，提升效率；在此基础上，变压器副边整流器的损耗成为了LLC变换器的主要损耗，极大地限制了LLC变换器效率的提升；为解决整流器损耗大的问题，当前较多的是采用同步整流技术。
现有技术中，同步整流控制方法主要分为硬件控制方案和软件控制方案两种。硬件控制方案大致包括两种，一种是使用驱动IC，一种是传统自驱动电路。使用驱动IC的控制方案受驱动芯片规格限制，调节受限，控制效果受限。传统自驱动电路，其将副边整流管漏极连接到另一路整流管栅极，以VDS作为另一路的驱动信号，其结构太过于简单，或者使用电压偏置电路作为整流管的驱动信号来源，存在电路逻辑复杂、成本高的问题。
软件控制方案主要包括基于检测整流管电流的电流型控制方案和检测整流管电压Vds的电压型控制方案两种。电流型控制方案能够实现较好的控制效果，但当流过整流管的电流较大时，检测电流所需的传感器体积大、成本高；电压型控制方案存在控制逻辑复杂、实时性差等问题。
发明内容
鉴于此，为解决上述同步整流电路复杂和控制逻辑复杂的技术问题，本发明实施例提供一种一种同步整流控制方法、电路、装置、设备及存储介质。
第一方面，本发明实施例提供一种同步整流控制方法，包括：
获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间、以及获取谐振电路在当前控制周期对应的第一谐振频率、以及获取所述谐振电路当前对应的输出电压；
根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率；
根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略；
根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
在一个可能的实施方式中，所述获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间，包括：
获取所述目标同步整流电路中第一MOS管的第一漏源极电压；
将所述第一漏源极电压输入所述目标同步整流电路中检测模块的比较器反相端，将参考电压输入所述比较器的同相端；
当所述第一漏源极电压小于所述参考电压时，确定所述比较器输出高电平；
通过所述控制模块中的eCAP单元获取所述比较器输出高电平的时间作为所述导通时间。
在一个可能的实施方式中，所述根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略，包括：
判断所述导通时间是否大于零；
在所述判断结果为所述导通时间不大于零时，确定所述控制策略为第一策略；
或，
在所述判断结果为所述导通时间大于零时，根据所述第一谐振频率和所述第二谐振频率确定频率变化率；
判断所述频率变化率是否处于第一阈值；
所述频率变化率处于所述第一阈值时，确定所述控制策略为第二策略；
或，
在所述判断结果为所述导通时间大于零时，根据所述第一谐振频率和所述第二谐振频率确定频率变化率；
判断所述频率变化率是否处于第一阈值；
所述频率变化率未处于所述第一阈值时，确定所述控制策略为第三策略。
在一个可能的实施方式中，所述根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管，包括：
在所述控制策略为第一策略时，将所述驱动信号对应的死区时间设为第一死区时间，以及控制所述驱动信号的脉冲宽度为第一脉冲宽度，以及控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率；
根据所述第一死区时间、所述第一脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制所述第一MOS管和所述第二MOS管。
在一个可能的实施方式中，所述根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管，包括：
在所述控制策略为第二策略时，将所述驱动信号对应的死区时间设为第二死区时间，以及控制所述驱动信号的脉冲宽度为第二脉冲宽度，以及控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率；
根据所述第二死区时间、所述第二脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制所述第一MOS管和所述第二MOS管。
在一个可能的实施方式中，所述根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管，包括：
在所述控制策略为第三策略时，将所述导通时间乘预设系数得到的时间作为所述驱动信号对应的第三死区时间，以及控制所述驱动信号的脉冲宽度为第三脉冲宽度，以及控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率；
根据所述第三死区时间、所述第三脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制所述第一MOS管和所述第二MOS管。
在一个可能的实施方式中，所述方式还包括：
判断同步整流控制模式是否开启，当所述同步整流控制模式未开启时，控制所述同步整流控制模式开启，控制所述同步整流频率等于所述第一谐振频率，以控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以使所述第一MOS管和所述第二MOS管断开；
当所述同步整流控制模式开启时，执行所述同步整流控制方法。
第二方面，本发明实施例提供一种同步整流控制电路，包括：目标同步整流电路、谐振电路和控制模块，所述目标同步整流电路为变压器副边的电路，所述谐振电路为变压器原边的电路；
所述目标同步整流电路包括：检测模块、第一整流管、第二整流管；
所述检测模块的第一端与第一整流管的第一端连接，所述检测模块的第二端与所述控制模块的第一端连接，所述控制模块的第二端与所述第一整流管的第二端连接，所述控制模块的第三端与所述第二整流管的第二端连接，所述控制模块的第四端与所述谐振电路的第一端连接，所述控制模块的第五端与所述谐振电路的第二端连接，所述控制模块的第六端与所述谐振电路的第三端连接，所述控制模块的第七端与所述目标同步整流电路的第一端连接。
在一个可能的实施方式中，所述检测模块包括：比较器、光耦；所述第一整流管包括第一MOS管和第一二极管，所述第一二极管的阴极与所述第一MOS管的漏极连接，所述第一二极管的阳极与所述第一MOS管的源极连接，所述第二整流管包括第二MOS管和第二二极管，所述第二二极管的阴极与所述第二MOS管的漏极连接，所述第二二极管的阳极与所述第二MOS管的源极连接；
所述比较器的反相端与所述第一MOS管的漏极连接，所述比较器的同相端与参考电压连接，所述比较器的输出端经过所述光耦与所述控制模块的第一端连接，所述控制模块的第二端与所述第一MOS管的栅极连接，所述控制模块的第三端与所述第二MOS管的栅极连接。
第三方面，本发明实施例提供一种同步整流控制装置，包括：
获取模块，用于获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间、以及获取谐振电路在当前控制周期对应的第一谐振频率、以及获取所述谐振电路当前对应的输出电压；
确定模块，用于根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率；
所述确定模块，还用于根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略；
控制模块，用于根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
第四方面，本发明实施例提供一种设备，包括：处理器和存储器，所述处理器用于执行所述存储器中存储的同步整流控制程序，以实现上述第一方面中任一项所述的同步整流控制方法。
第五方面，本发明实施例提供一种存储介质，其特征在于，所述存储介质存储有一个或者多个程序，所述一个或者多个程序可被一个或者多个处理器执行，以实现上述第一方面中任一项所述的同步整流控制方法。
本发明实施例提供的同步整流控制方案，通过获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间、以及获取谐振电路在当前控制周期对应的第一谐振频率、以及获取所述谐振电路当前对应的输出电压；根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率；根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略；根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管，以控制所述目标同步整流电路。以通过简单的硬件电路和控制逻辑有效实现同步整流功能，防止直通短路，控制效果好，实时性强。
附图说明
图1为本发明实施例提供的第一种同步整流控制方法的流程示意图；
图2为本发明实施例提供的第二种同步整流控制方法的流程示意图；
图3为本发明实施例提供的第三种同步整流控制方法的流程示意图；
图4为本发明实施例提供的第四种同步整流控制方法的流程示意图；
图5为本发明实施例提供的第五种同步整流控制方法的流程示意图；
图6为本发明实施例提供的一种同步整流控制电路的结构示意图；
图7为本发明实施例提供的检测模块的电路结构示意图；
图8为本发明实施例提供的一种同步整流控制装置的结构示意图；
图9为本发明实施例提供的一种设备的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为便于对本发明实施例的理解，下面将结合附图以具体实施例做进一步的解释说明，实施例并不构成对本发明实施例的限定。
图1为本发明实施例提供的第一种同步整流控制方法的流程示意图，如图1所示，该方法具体包括：
S11、获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间、以及获取谐振电路在当前控制周期对应的第一谐振频率、以及获取所述谐振电路当前对应的输出电压。
本发明实施例提供的同步整流控制方法应用于同步整流电路，该同步整流电路可以是基于半桥LLC谐振的同步整流电路，具体通过获取同步整流电路中二极管的导通时间以及谐振电路对应的谐振频率确定对应的控制策略进行同步整流控制。
在本实施例中，所述方法应用于基于半桥LLC谐振的同步整流电路，所述电路包括谐振部分和同步整流部分，变压器原边的谐振部分采用了半桥LLC拓扑，变压器副边的同步整流部分采用同步整流拓扑。谐振部分采用控制模块中算法单元的PFM调频控制算法，同步整流部分采用电压型控制算法，控制模块的采样单元对谐振电流、谐振输出电压进行实时采样，相关采样值参与算法计算，通过控制模块的PWM单元输出频率可调、占空比为50％的驱动信号，以控制第一MOS管和第二MOS管。
目标同步整流电路为需要进行同步整流控制的电路，目标同步整流电路中可以包括：第一MOS管和第一二极管，第一二极管反并联连接第一MOS管，也即第一二极管阴极与第一MOS管漏极连接，第一二极管阳极与第一MOS管源极连接。当前控制周期为控制模块的PWM单元输出的驱动信号当前对应的周期，第一谐振频率为当前控制周期PWM单元向谐振电路输出的驱动信号的频率。输出电压为谐振电路对应的谐振输出电压，将变压器副边后端获取的负载的电压作为谐振输出电压。
进一步的，通过同步整流电路中的检测模块以及控制模块中的时间获取单元获取导通时间，所述控制模块可以是MCU，获取方法可以是通过检测模块检测第一二极管是否导通，当导通时向控制模块发送高电平，用时间获取单元获取高电平持续的时间作为导通时间。通过控制模块获取所述第一谐振频率，通过控制模块获取变压器后端的负载的电压作为输出电压。
S12、根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率。
在本实施例中，第二谐振频率用于指示控制模块中的PWM单元在下一控制周期向谐振电路输出的驱动信号的频率，同步整流频率用于指示控制模块中的PWM单元在下一控制周期向目标同步整流电路输出的驱动信号的频率，预先在控制模块中的算法单元里设置控制算法，采用控制算法根据输出电压确定第二谐振频率，采用控制算法控制同步整流频率等于第二谐振频率。
S13、根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略。
在本实施例中，预先在控制模块的算法单元中预先设定一控制算法，用于根据导通时间、第一谐振频率、第二谐振频率和同步整流频率确定对应的控制策略。
具体的，通过控制模块中的时间获取单元将导通时间发送给算法单元，算法单元根据控制算法确定对应的控制策略。
S14、根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
在本实施例中，根据控制策略控制所述控制模块中的PWM单元发出对应的第一驱动信号和第二驱动信号，以及根据所述控制策略确定所述第一驱动信号和第二驱动信号的同步整流频率、占空比、脉冲宽度和死区时间。所述第一驱动信号用于控制第一MOS管，所述第二驱动信号用于控制第二MOS管，以通过驱动信号控制第一MOS管和第二MOS管实现控制目标同步整流电路。
图2为本发明实施例提供的第二种同步整流控制方法的流程示意图，如图2所示，该方法具体包括：
S21、判断同步整流控制模式是否开启。
在本实施例中，所述同步整流控制方法应用于基于半桥LLC谐振的同步整流电路，所述电路包括变压器原边的谐振电路和变压器副边的同步整流电路，同步整流模式用于指示能进行同步整流控制的模式，通过控制模块的算法单元中预先设置的判断程序判断同步整流功能是否使能，使能时用于指示所述同步整流控制模式开启，未使能时用于指示所述同步整流控制模式未开启，所述同步整流功能在初始状态是未使能。
S22、当判断结果为所述同步整流控制模式开启时，获取所述目标同步整流电路中第一MOS管的第一漏源极电压；以及谐振电路当前对应的输出电压。
在本实施例中，第一漏源极电压为第一MOS管的漏极和源极之间的电压，且第一MOS管两端反并联第一二极管，也即第一MOS管漏极与第一二极管阴极连接，第一MOS管源极与第一二极管阳极连接。
进一步的，目标同步整流电路中包括一检测模块，检测模块中包括：比较器和光耦，用于获取第一MOS管漏极和源极间的电压作为第一漏源极电压。通过控制模块中的采样单元获取变压器副边的输出电压作为谐振电路当前对应的输出电压。
在本实施例一可选方案中，当判断结果为所述同步整流控制模式未开启时，控制所述同步整流控制模式开启，也即设置同步整流功能使能，然后记录当前的谐振频率值Freq1_inv，然后配置控制模块的PWM单元；配置PWM单元时，使得同步整流频率等于谐振频率，占空比为固定值50％，并设置目标同步整流电路的第一MOS管和第二MOS管与谐振电路的第一MOS管和第二MOS管同时关断。然后设置一个较大的死区时间(例如，4～5μs)，确保在下一个循环周期以较小的脉冲宽度开启目标同步整流电路的MOS管。通过PWM单元输出相应脉冲宽度的驱动信号。
S23、将所述第一漏源极电压输入所述目标同步整流电路中检测模块的比较器反相端，将参考电压输入所述比较器的同相端。当所述第一漏源极电压小于所述参考电压时，确定所述比较器输出高电平。
在本实施例中，参考电压以变压器副边的地为参考地，由分压电路产生，参考电压值为负电压值，参考电压值为预先设定的电压值，且电压值较小。比较器的反相端与第一MOS管的漏极连接，用于获取第一漏源极电压，比较器的同相端与参考电压连接。
同步整流是一个全波整流，当变压器同名端为高电势时，此时二极管首先导通，然后MOS管的漏源极电压为二极管的的导通压降(负电压值)。当第一漏源极电压小于所述参考电压时，确定所述比较器输出高电平，表示第一二极管导通，当第一漏源极电压不小于所述参考电压时，确定所述比较器输出低电平，表示第一二极管未导通。
S24、通过所述控制模块中的eCAP单元获取所述比较器输出高电平的时间作为所述导通时间。
在本实施例中，导通时间用于表征第一二极管导通的时间，控制模块中包括eCAP单元，用于捕获二极管D1的导通时间，检测模块的比较器通过光耦与控制模块的eCAP单元连接，eCAP单元判断检测模块发送的是否为高电平，当时高电平时，记录高电平持续的时间作为导通时间。
S25、根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率。
在本实施例中，与上述S12步骤相同，具体内容见S12描述，在此不作描述。
S26、判断所述导通时间是否大于零；在所述判断结果为所述导通时间不大于零时，确定所述控制策略为第一策略。
在本实施例中，预先在控制模块的算法单元中预先设定一控制算法，用于判断导通时间是否大于零。基于判断结果确定控制策略。通过控制算法确定导通时间不大于零时对应的控制策略为第一策略。
S27、根据第一策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
在本实施例中，根据第一控制策略控制所述控制模块中的PWM单元发出对应的第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号用于控制第一MOS管，所述第二驱动信号用于控制第二MOS管。
导通时间不大于零时，用于指示第一二极管导通时间为零，表明有可能是目标同步整流电路的第一MOS导通时间太长导致。故通过算法单元中预先设定的控制算法重新设置一个第一死区时间，第一死区时间可以在4-5μs，以及通过算法单元设置所述驱动信号的脉冲宽度为第一脉冲宽度，用于确保下一个循环周期以较小的脉冲宽度重新开启同步整流MOS。通过PWM单元输出相应脉冲宽度的驱动信号，以及通过算法单元控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率。
根据所述第一死区时间、所述第一脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制目标同步整流电路的第一MOS管和第二MOS管，以实现同步整流控制。
图3为本发明实施例提供的第三种同步整流控制方法的流程示意图，如图3所示，该方法具体包括：
S31、判断同步整流控制模式是否开启。
在本实施例中，与上述S21步骤相同，具体内容见S21描述，在此不作描述。
S32、当判断结果为所述同步整流控制模式开启时，获取所述目标同步整流电路中第一MOS管的第一漏源极电压；以及谐振电路当前对应的输出电压。
在本实施例中，与上述S22步骤相同，具体内容见S22描述，在此不作描述。
S33、将所述第一漏源极电压输入所述目标同步整流电路中检测模块的比较器反相端，将参考电压输入所述比较器的同相端。当所述第一漏源极电压小于所述参考电压时，确定所述比较器输出高电平。
在本实施例中，与上述S23步骤相同，具体内容见S23描述，在此不作描述。
S34、通过所述控制模块中的eCAP单元获取所述比较器输出高电平的时间作为所述导通时间。
在本实施例中，与上述S24步骤相同，具体内容见S24描述，在此不作描述。
S35、根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率。
在本实施例中，与上述S12步骤相同，具体内容见S12描述，在此不作描述。
S36、判断所述导通时间是否大于零，在所述判断结果为所述导通时间大于零时，根据所述第一谐振频率和所述第二谐振频率确定频率变化率。
在本实施例中，预先在控制模块的算法单元中预先设定一控制算法，用于判断导通时间是否大于零，在判断结果为导通时间大于零时，根据控制算法通过所述第一谐振频率和所述第二谐振频率计算出频率变化率，根据频率变化率可以判断谐振频率值是否突然增大。
S37、判断所述频率变化率是否处于第一阈值；所述频率变化率处于所述第一阈值时，确定所述控制策略为第二策略。
在本实施例中，预先设定第一阈值，当频率变化率处于第一阈值时频率变化率过大，用于表示谐振频率有突然增大的变化，若谐振频率有突然增大的变化，表明谐振周期值减小，需要对同步整流的脉冲宽度进行减小调节，避免电流倒灌。此时，通过控制算法确定对应的控制策略为第二策略。
S38、根据第二策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
在本实施例中，根据第二控制策略控制所述控制模块中的PWM单元发出对应的第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号用于控制第一MOS管，所述第二驱动信号用于控制第二MOS管。
通过算法单元中预先设定的控制算法设置一个第二死区时间，第二死区时间可以在4-5μs，以及通过算法单元设置所述驱动信号的脉冲宽度为第二脉冲宽度，用于确保下一个循环周期以较小的脉冲宽度重新开启同步整流MOS。通过PWM单元输出相应脉冲宽度的驱动信号，以及通过算法单元控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率。
根据所述第二死区时间、所述第二脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制目标同步整流电路的第一MOS管和第二MOS管，以实现同步整流控制。
图4为本发明实施例提供的第四种同步整流控制方法的流程示意图，如图4所示，该方法具体包括：
S41、判断同步整流控制模式是否开启。
在本实施例中，与上述S21步骤相同，具体内容见S21描述，在此不作描述。
S42、当判断结果为所述同步整流控制模式开启时，获取所述目标同步整流电路中第一MOS管的第一漏源极电压；以及谐振电路当前对应的输出电压。
在本实施例中，与上述S22步骤相同，具体内容见S22描述，在此不作描述。
S43、将所述第一漏源极电压输入所述目标同步整流电路中检测模块的比较器反相端，将参考电压输入所述比较器的同相端。当所述第一漏源极电压小于所述参考电压时，确定所述比较器输出高电平。
在本实施例中，与上述S23步骤相同，具体内容见S23描述，在此不作描述。
S44、通过所述控制模块中的eCAP单元获取所述比较器输出高电平的时间作为所述导通时间。
在本实施例中，与上述S24步骤相同，具体内容见S24描述，在此不作描述。
S45、根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率。
在本实施例中，与上述S12步骤相同，具体内容见S12描述，在此不作描述。
S46、判断所述导通时间是否大于零，在所述判断结果为所述导通时间大于零时，根据所述第一谐振频率和所述第二谐振频率确定频率变化率。
在本实施例中，与上述S36步骤相同，具体内容见S36描述，在此不作描述。
S47、判断所述频率变化率是否处于第一阈值；所述频率变化率未处于所述第一阈值时，确定所述控制策略为第三策略。
在本实施例中，预先设定第一阈值，当频率变化率未处于第一阈值时频率变化率过小，用于表示谐振频率没有突然增大的变化，此时，通过控制算法确定对应的控制策略为第三策略。
S48、根据第三策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
在本实施例中，根据第三控制策略控制所述控制模块中的PWM单元发出对应的第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号用于控制第一MOS管，所述第二驱动信号用于控制第二MOS管。
预先设定一个补偿系数K，且K>1，将补偿系数乘导通时间得到的时间作为第三死区时间，将驱动信号对应的死区时间设置为第三死区时间，以及通过算法单元设置所述驱动信号的脉冲宽度为第三脉冲宽度，通过算法单元控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率，通过PWM单元输出相应脉冲宽度的驱动信号。
根据所述第三死区时间、所述第三脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制目标同步整流电路的第一MOS管和第二MOS管，以实现同步整流控制。
图5为本发明实施例提供的一种同步整流控制算法的流程示意图：
在本实施例中，执行该算法时，首先控制模块的eCAP单元会捕获输入高电平的持续时间，以确定每个同步整流周期内的二极管D1的导通时间t_VDon，然后判断同步整流功能是否已使能。
当同步整流功能未使能时，先使能同步整流功能，然后记录当前的谐振频率值Freq1_inv，然后配置PWM单元，使得同步整流频率等于谐振频率，设置占空比为固定值50％，并设置目标同步整流电路的MOS管与谐振电路的MOS管同时关断。然后设置一个较大的死区时间(例如，4-5μs)，确保在下一个循环周期以较小的脉冲宽度开启目标同步整流电路的MOS管。通过PWM模块输出相应脉冲宽度的驱动信号。本轮循环结束。
当同步整流功能已使能时，记录一个周期内的二极管D1的导通时间t_VDon，然后判断t_VDon是否大于0。若t_VDon不大于0，即二极管导通时间为0，表明有可能是同步整流MOS导通时间太长导致。当t_VDon不大于0时，重新设置一个较大的死区时间(例如，4-5μs)，确保下一个循环周期以较小的脉冲宽度重新开启同步整流MOS。通过PWM模块输出相应脉冲宽度的驱动信号。本轮循环结束。
当t_VDon大于0时，通过补偿系数k(k>1)对二极管导通时间进行补偿，将k*t_VDon得到t1_VDon。然后读取当前谐振频率值Freq1_inv，保存当前频率值为Freq1_inv，便于在下一个循环周期对频率的变化情况进行判断。根据输出电压确定下一控制周期的谐振频率值Freq_inv，然后判断下一控制周期的谐振频率值Freq_inv是否突然增大。若谐振频率有突然增大的变化，表明谐振周期值减小，需要对同步整流脉冲宽度进行减小调节，避免电流倒灌。当谐振频率有突然增大的变化时，重新设置一个较大的死区时间，确保下一个循环周期以较小的脉冲宽度重新开启同步整流MOS。通过PWM模块输出相应脉冲宽度的驱动信号。本轮循环结束。
当谐振频率没有突然增大的变化时，调节死区时间为t1_VDon。然后通过PWM模块输出相应脉冲宽度的驱动信号。本轮循环结束。按照谐振频率循环执行该控制算法，该控制方法能够防止直通短路，控制效果好。
图6为本发明实施例提供的一种同步整流控制电路的结构示意图。
图7为本发明实施例提供的检测模块的电路结构示意图。
其中，图6的附图标记说明如下：
101：PWM单元；102：算法单元；103：保护单元；104：采样单元；105：eCAP单元；106：控制模块；107：检测模块；108：负载；VDC：电源；Q1：谐振电路的第一MOS管；Q2：谐振电路的第二MOS管；C1：第一电容；C2：第二电容；C3：第三电容；Lr：电感；T1：变压器；SR1：目标同步整流电路的第一MOS管；SR2：目标同步整流电路的第二MOS管；D1：目标同步整流电路的第一二极管；D2：目标同步整流电路的第二二极管；GND1：变压器原边的地；GND2：变压器副边的地。
图7的附图标记说明为：U1：比较器；Vds1：第一漏源极电压；Vref1：参考电压；1001：光耦；106：控制模块。
在本实施例中，所述电路为基于半桥LLC谐振的同步整流电路，包括目标同步整流电路、谐振电路和控制模块，所述目标同步整流电路为变压器副边的电路，所述谐振电路为变压器原边的电路；控制模块可以是MCU；
所述目标同步整流电路包括：检测模块、第一整流管、第二整流管；
所述检测模块的第一端与第一整流管的第一端连接，所述检测模块的第二端与所述控制模块的第一端连接，所述控制模块的第二端与所述第一整流管的第二端连接，所述控制模块的第三端与所述第二整流管的第二端连接，所述控制模块的第四端与所述谐振电路的第一端连接，所述控制模块的第五端与所述谐振电路的第二端连接，所述控制模块的第六端与所述谐振电路的第三端连接，所述控制模块的第七端与所述目标同步整流电路的第一端连接。
在一个可能的实施方式中，所述控制模块包括：eCAP单元，采样单元、保护单元、算法单元和PWM单元。所述检测模块包括：比较器、光耦；所述第一整流管包括第一MOS管和第一二极管，所述第一二极管的阴极与所述第一MOS管的漏极连接，所述第一二极管的阳极与所述第一MOS管的源极连接，所述第二整流管包括第二MOS管和第二二极管，所述第二二极管的阴极与所述第二MOS管的漏极连接，所述第二二极管的阳极与所述第二MOS管的源极连接。
所述比较器的反相端与所述第一MOS管的漏极连接，所述第一比较器的同相端与参考电压连接，所述比较器的输出端经过光耦与所述控制模块的第一端连接，所述控制模块的第一端可以是MCU中eCAP单元的捕获引脚。所述控制模块的第二端与所述同步整流电路的第一MOS管的栅极连接，所述控制模块的第三端与同步整流电路的第二MOS管的栅极连接，所述控制模块的第四端与谐振电路的第一MOS管的栅极连接，所述控制模块的第五端与谐振电路的第二MOS管的栅极连接，所述控制模块的第二端、第三端第四端和第五端可以是PWM引脚。
本实施例提供的电路可以是如图6和图7中所示的电路，可执行如图1-4中方法的所有步骤，进而实现图1-4所示方法的技术效果，具体请参照图1-4相关描述，为简洁描述，在此不作赘述。
图8为本发明实施例提供的一种同步整流控制装置的结构示意图。
获取模块81，用于获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间、以及获取谐振电路在当前控制周期对应的第一谐振频率、以及获取所述谐振电路当前对应的输出电压；
确定模块82，用于根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率；
所述确定模块82，还用于根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略；
控制模块83，用于根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
在一个可能的实施方式中，所述获取模块81，具体用于获取所述目标同步整流电路中第一MOS管的第一漏源极电压；
将所述第一漏源极电压输入所述目标同步整流电路中检测模块的比较器反相端，将参考电压输入所述比较器的同相端；
所述确定模块82，具体用于当所述第一漏源极电压小于所述参考电压时，确定所述比较器输出高电平；
所述获取模块81，具体用于通过所述控制模块中的eCAP单元获取所述比较器输出高电平的时间作为所述导通时间。
在一个可能的实施方式中，所述确定模块82，具体用于判断所述导通时间是否大于零；
在所述判断结果为所述导通时间不大于零时，确定所述控制策略为第一策略；
或，
在所述判断结果为所述导通时间大于零时，根据所述第一谐振频率和所述第二谐振频率确定频率变化率；
判断所述频率变化率是否处于第一阈值；
所述频率变化率处于所述第一阈值时，确定所述控制策略为第二策略；
或，
在所述判断结果为所述导通时间大于零时，根据所述第一谐振频率和所述第二谐振频率确定频率变化率；
判断所述频率变化率是否处于第一阈值；
所述频率变化率未处于所述第一阈值时，确定所述控制策略为第三策略。
在一个可能的实施方式中，所述控制模块83，具体用于在所述控制策略为第一策略时，将所述驱动信号对应的死区时间设为第一死区时间，以及控制所述驱动信号的脉冲宽度为第一脉冲宽度，以及控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率；
根据所述第一死区时间、所述第一脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制所述第一MOS管和所述第二MOS管。
在一个可能的实施方式中，所述控制模块83，具体用于在所述控制策略为第二策略时，将所述驱动信号对应的死区时间设为第二死区时间，以及控制所述驱动信号的脉冲宽度为第二脉冲宽度，以及控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率；
根据所述第二死区时间、所述第二脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制所述第一MOS管和所述第二MOS管。
在一个可能的实施方式中，所述控制模块83，具体用于在所述控制策略为第三策略时，将所述导通时间乘预设系数得到的时间作为所述驱动信号对应的第三死区时间，以及控制所述驱动信号的脉冲宽度为第三脉冲宽度，以及控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率；
根据所述第三死区时间、所述第三脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制所述第一MOS管和所述第二MOS管。
在一个可能的实施方式中，所述控制模块83，具体用于判断同步整流控制模式是否开启，当所述同步整流控制模式未开启时，控制所述同步整流控制模式开启，控制所述同步整流频率等于所述谐振频率，以控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以使所述第一MOS管和所述第二MOS管断开；
当所述同步整流控制模式开启时，执行所述同步整流控制方法。
本实施例提供的装置可以是如图8中所示的装置，可执行如图1-4中方法的所有步骤，进而实现图1-4所示方法的技术效果，具体请参照图1-4相关描述，为简洁描述，在此不作赘述。
图9为本发明实施例提供的一种的设备的结构示意图，图9所示的设备900包括：至少一个处理器901、存储器902、至少一个网络接口904和其他用户接口903。设备900中的各个组件通过总线系统905耦合在一起。可理解，总线系统905用于实现这些组件之间的连接通信。总线系统905除包括数据总线之外，还包括电源总线、控制总线和状态信号总线。但是为了清楚说明起见，在图9中将各种总线都标为总线系统905。
其中，用户接口903可以包括显示器、键盘或者点击设备(例如，鼠标，轨迹球(trackball)、触感板或者触摸屏等。
可以理解，本发明实施例中的存储器902可以是易失性存储器或非易失性存储器，或可包括易失性和非易失性存储器两者。其中，非易失性存储器可以是只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、可编程只读存储器(Programmable ROM，PROM)、可擦除可编程只读存储器(Erasable PROM，EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(Electrically EPROM，EEPROM)或闪存。易失性存储器可以是随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)，其用作外部高速缓存。通过示例性但不是限制性说明，许多形式的RAM可用，例如静态随机存取存储器(Static RAM，SRAM)、动态随机存取存储器(Dynamic RAM，DRAM)、同步动态随机存取存储器(Synchronous DRAM，SDRAM)、双倍数据速率同步动态随机存取存储器(Double Data RateSDRAM，DDRSDRAM)、增强型同步动态随机存取存储器(Enhanced SDRAM，ESDRAM)、同步连接动态随机存取存储器(Synch link DRAM，SLDRAM)和直接内存总线随机存取存储器(DirectRambus RAM，DRRAM)。本文描述的存储器902旨在包括但不限于这些和任意其它适合类型的存储器。
在一些实施方式中，存储器902存储了如下的元素，可执行单元或者数据结构，或者他们的子集，或者他们的扩展集：操作系统9021和应用程序9022。
其中，操作系统9021，包含各种系统程序，例如框架层、核心库层、驱动层等，用于实现各种基础业务以及处理基于硬件的任务。应用程序9022，包含各种应用程序，例如媒体播放器(Media Player)、浏览器(Browser)等，用于实现各种应用业务。实现本发明实施例方法的程序可以包含在应用程序9022中。
在本发明实施例中，通过调用存储器902存储的程序或指令，具体的，可以是应用程序9022中存储的程序或指令，处理器901用于执行各方法实施例所提供的方法步骤，例如包括：
获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间、以及获取谐振电路在当前控制周期对应的第一谐振频率、以及获取所述谐振电路当前对应的输出电压；
根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率；
根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略；
根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
上述本发明实施例揭示的方法可以应用于处理器901中，或者由处理器901实现。处理器901可能是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器901中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。上述的处理器901可以是通用处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(FieldProgrammable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。可以实现或者执行本发明实施例中的公开的各方法、步骤及逻辑框图。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。结合本发明实施例所公开的方法的步骤可以直接体现为硬件译码处理器执行完成，或者用译码处理器中的硬件及软件单元组合执行完成。软件单元可以位于随机存储器，闪存、只读存储器，可编程只读存储器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。该存储介质位于存储器902，处理器901读取存储器902中的信息，结合其硬件完成上述方法的步骤。
可以理解的是，本文描述的这些实施例可以用硬件、软件、固件、中间件、微码或其组合来实现。对于硬件实现，处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路(ApplicationSpecific Integrated Circuits，ASIC)、数字信号处理器(Digital Signal Processing，DSP)、数字信号处理设备(DSPDevice，DSPD)、可编程逻辑设备(Programmable LogicDevice，PLD)、现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)、通用处理器、控制器、微控制器、微处理器、用于执行本申请所述功能的其它电子单元或其组合中。
对于软件实现，可通过执行本文所述功能的单元来实现本文所述的技术。软件代码可存储在存储器中并通过处理器执行。存储器可以在处理器中或在处理器外部实现。
本实施例提供的设备可以是如图9中所示的设备，可执行如图1-4中同步整流控制方法的所有步骤，进而实现图1-4所示同步整流控制方法的技术效果，具体请参照图1-4相关描述，为简洁描述，在此不作赘述。
本发明实施例还提供了一种存储介质(计算机可读存储介质)。这里的存储介质存储有一个或者多个程序。其中，存储介质可以包括易失性存储器，例如随机存取存储器；存储器也可以包括非易失性存储器，例如只读存储器、快闪存储器、硬盘或固态硬盘；存储器还可以包括上述种类的存储器的组合。
当存储介质中一个或者多个程序可被一个或者多个处理器执行，以实现上述在设备侧执行的同步整流控制方法。
所述处理器用于执行存储器中存储的同步整流控制程序，以实现以下在设备侧执行的同步整流控制方法的步骤。例如：
获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间、以及获取谐振电路在当前控制周期对应的第一谐振频率、以及获取所述谐振电路当前对应的输出电压；
根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率；
根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略；
根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
专业人员应该还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (12)

1.一种同步整流控制方法，其特征在于，包括：
获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间、以及获取谐振电路在当前控制周期对应的第一谐振频率、以及获取所述谐振电路当前对应的输出电压；
根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率；
根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略；
根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间，包括：
获取所述目标同步整流电路中第一MOS管的第一漏源极电压；
将所述第一漏源极电压输入所述目标同步整流电路中检测模块的比较器反相端，将参考电压输入所述比较器的同相端；
当所述第一漏源极电压小于所述参考电压时，确定所述比较器输出高电平；
通过所述控制模块中的eCAP单元获取所述比较器输出高电平的时间作为所述导通时间。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略，包括：
判断所述导通时间是否大于零；
在所述判断结果为所述导通时间不大于零时，确定所述控制策略为第一策略；
或，
在所述判断结果为所述导通时间大于零时，根据所述第一谐振频率和所述第二谐振频率确定频率变化率；
判断所述频率变化率是否处于第一阈值；
所述频率变化率处于所述第一阈值时，确定所述控制策略为第二策略；
或，
在所述判断结果为所述导通时间大于零时，根据所述第一谐振频率和所述第二谐振频率确定频率变化率；
判断所述频率变化率是否处于第一阈值；
所述频率变化率未处于所述第一阈值时，确定所述控制策略为第三策略。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管，包括：
在所述控制策略为第一策略时，将所述驱动信号对应的死区时间设为第一死区时间，以及控制所述驱动信号的脉冲宽度为第一脉冲宽度，以及控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率；
根据所述第一死区时间、所述第一脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制所述第一MOS管和所述第二MOS管。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管，包括：
在所述控制策略为第二策略时，将所述驱动信号对应的死区时间设为第二死区时间，以及控制所述驱动信号的脉冲宽度为第二脉冲宽度，以及控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率；
根据所述第二死区时间、所述第二脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制所述第一MOS管和所述第二MOS管。
6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管，包括：
在所述控制策略为第三策略时，将所述导通时间乘预设系数得到的时间作为所述驱动信号对应的第三死区时间，以及控制所述驱动信号的脉冲宽度为第三脉冲宽度，以及控制所述同步整流频率等于所述第二谐振频率；
根据所述第三死区时间、所述第三脉冲宽度和所述同步整流频率控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以控制所述第一MOS管和所述第二MOS管。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方式还包括：
判断同步整流控制模式是否开启，当所述同步整流控制模式未开启时，控制所述同步整流控制模式开启，控制所述同步整流频率等于所述第一谐振频率，以控制所述PWM单元输出对应的驱动信号，以使所述第一MOS管和所述第二MOS管断开；
当所述同步整流控制模式开启时，执行所述同步整流控制方法。
8.一种同步整流控制电路，其特征在于，包括：
目标同步整流电路、谐振电路和控制模块，所述目标同步整流电路为变压器副边的电路，所述谐振电路为变压器原边的电路；
所述目标同步整流电路包括：检测模块、第一整流管、第二整流管；
所述检测模块的第一端与第一整流管的第一端连接，所述检测模块的第二端与所述控制模块的第一端连接，所述控制模块的第二端与所述第一整流管的第二端连接，所述控制模块的第三端与所述第二整流管的第二端连接，所述控制模块的第四端与所述谐振电路的第一端连接，所述控制模块的第五端与所述谐振电路的第二端连接，所述控制模块的第六端与所述谐振电路的第三端连接，所述控制模块的第七端与所述目标同步整流电路的第一端连接。
9.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，所述检测模块包括：比较器、光耦；第一整流管包括：第一二极管和第一MOS管，第二整流管包括：第二二极管和第二MOS管。所述第一二极管的阳极与所述第一MOS管的源极连接，所述第二整流管包括第二MOS管和第二二极管，所述第二二极管的阴极与所述第二MOS管的漏极连接，所述第二二极管的阳极与所述第二MOS管的源极连接；
所述比较器的反相端与所述第一MOS管的漏极连接，所述比较器的同相端与参考电压连接，所述比较器的输出端经过所述光耦与所述控制模块的第一端连接，所述控制模块的第二端与所述第一MOS管的栅极连接，所述控制模块的第三端与所述第二MOS管的栅极连接。
10.一种同步整流控制装置，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取目标同步整流电路中第一整流管中的第一二极管的导通时间、以及获取谐振电路在当前控制周期对应的第一谐振频率、以及获取所述谐振电路当前对应的输出电压；
确定模块，用于根据所述输出电压确定所述谐振电路在下一控制周期对应的第二谐振频率，以及所述目标同步整流电路在下一控制周期对应的同步整流频率；
所述确定模块，还用于根据所述导通时间、所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和所述同步整流频率确定对应的控制策略；
控制模块，用于根据所述控制策略控制控制模块的PWM单元输出对应的驱动信号，以通过所述驱动信号控制所述目标同步整流电路中的第一MOS管和第二MOS管。
11.一种计算机设备，其特征在于，包括：处理器和存储器，所述处理器用于执行所述存储器中存储的同步整流控制程序，以实现权利要求1～7中任一项所述的同步整流控制方法。
12.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质存储有一个或者多个程序，所述一个或者多个程序可被一个或者多个处理器执行，以实现权利要求1～7中任一项所述的同步整流控制方法。
CN202111353278.3A 2021-11-15 2021-11-15 一种同步整流的控制方法、电路、装置、设备及存储介质 Active CN114094837B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111353278.3A CN114094837B (zh) 2021-11-15 2021-11-15 一种同步整流的控制方法、电路、装置、设备及存储介质

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111353278.3A CN114094837B (zh) 2021-11-15 2021-11-15 一种同步整流的控制方法、电路、装置、设备及存储介质

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN114094837A true CN114094837A (zh) 2022-02-25
CN114094837B CN114094837B (zh) 2023-10-10

Family

ID=80300798

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111353278.3A Active CN114094837B (zh) 2021-11-15 2021-11-15 一种同步整流的控制方法、电路、装置、设备及存储介质

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114094837B (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101154891A (zh) * 2006-09-28 2008-04-02 台达电子工业股份有限公司 谐振转换器及其同步整流驱动方法
CN101707440A (zh) * 2009-11-12 2010-05-12 中兴通讯股份有限公司 Llc谐振变换器控制方法、同步整流控制方法及装置
US20100124079A1 (en) * 2008-11-20 2010-05-20 System General Corp. Offline synchronous rectifier with causal circuit for resonant switching power converter
CN108988648A (zh) * 2018-07-06 2018-12-11 华南理工大学 一种llc谐振变换器同步整流预测控制方法
CN109713804A (zh) * 2018-12-24 2019-05-03 珠海格力电器股份有限公司 一种谐振补偿装置、充电系统及其控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101154891A (zh) * 2006-09-28 2008-04-02 台达电子工业股份有限公司 谐振转换器及其同步整流驱动方法
US20100124079A1 (en) * 2008-11-20 2010-05-20 System General Corp. Offline synchronous rectifier with causal circuit for resonant switching power converter
CN101707440A (zh) * 2009-11-12 2010-05-12 中兴通讯股份有限公司 Llc谐振变换器控制方法、同步整流控制方法及装置
CN108988648A (zh) * 2018-07-06 2018-12-11 华南理工大学 一种llc谐振变换器同步整流预测控制方法
CN109713804A (zh) * 2018-12-24 2019-05-03 珠海格力电器股份有限公司 一种谐振补偿装置、充电系统及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN114094837B (zh) 2023-10-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8335095B2 (en) One cycle control method for power factor correction
US10461658B2 (en) Control device of a switching power supply
JP3428660B2 (ja) 整流器としてトランジスタを動作させる予測方法および回路
US10199938B2 (en) Switching power source device, semiconductor device, and AC/DC converter including a switching control
US20090230929A1 (en) Bridgeless pfc circuit for crm and controlling method thereof
CN104756384A (zh) 开关稳压器及其控制方法
WO2020206928A1 (zh) Boost AC-DC恒压电源的数字控制方法
WO2022166566A1 (zh) 一种开关管的控制方法、装置及直流变换器
US20100259957A1 (en) Bridgeless pfc circuit for critical continuous current mode and controlling method thereof
JP2003169478A (ja) スイッチング電源装置
JPH1189222A (ja) 電圧変換回路
CN110611431A (zh) 有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法
US20190173380A1 (en) Variable Frequency Soft-Switching Control of a Buck Converter
US10116212B2 (en) Voltage regulation based on current sensing in MOSFET drain-to-source resistance in on-state RDS(ON)
CN107367700B (zh) 一种led开关电源的检测电路及检测方法
TW201013385A (en) Power management chip with dual function pin
CN112098708B (zh) 用于次级边pd控制器的线电压信息检测电路及检测方法
CN114094837A (zh) 一种同步整流的控制方法、电路、装置、设备及存储介质
CN114094838B (zh) 一种同步整流控制方法、电路、装置、设备及存储介质
CN116232083A (zh) 一种llc同步整流控制方法、装置、设备及存储介质
TWI380560B (zh)
JP2010057236A (ja) 昇圧チョッパ回路
US20240171074A1 (en) Switching regulator and control method thereof
CN117410939B (zh) 自举电容的欠压处理方法及相关装置
US20240128868A1 (en) Switching regulator and operation clock signal generator circuit and control method thereof

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant