CN114070025A - T型三电平储能变流器可调lcl滤波器优化设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于模糊控制T型三电平PCS的可调LCL滤波器优化设计方法，为了尽量减小LCL滤波器体积，使用交流侧隔离变压器的漏感来代替LCL滤波器交流侧电感；建立滤波器模型、求解传递函数并建立函数明确限制条件，通过限制条件设计参数计算模块，参数计算模块根据采集的相关值计算得LCL滤波器的参数，与实际经验值结合确定实际参数，设计的滤波电容与滤波电感为可调电容与电感，能够根据实际输出功率的变化对滤波器参数进行一定调整，可以进一步提高入网电能质量。本设计方法简单、目的明确，使复杂的滤波器设计过程简单化，而且可以根据输出功率变化进一步优化滤波器参数，使得入网谐波含量进一步降低，同时降低损耗。

Description

T型三电平储能变流器可调LCL滤波器优化设计方法

技术领域

本发明涉及储能变流器技术领域，特别是涉及基于模糊控制的T型三电平储能变流器可调LCL滤波器优化设计方法。

背景技术

储能是新能源并网的关键环节，在电网运行过程中，能实现削峰填谷、电网调度、电网调频、新能源消纳等作用。由于储能装置与电网之间的电压不一致，因此需要设计一个储能变流器(Power Conversion System，简称PCS)系统来实现能量的变换，让电网安全可靠运行的同时，给电网提供高品质的能量。PCS能有效调控智能电网中的电力资源，很好地平衡昼夜及不同季节的用电差异，保障电网安全；能够在并网系统、孤岛系统和混合系统等不同的场合下应用，适用于各种需要动态储能的应用场合。随着电网的扩张，微电网的发展，以及新能源发电行业的兴起，PCS将成为电力市场的重点。

主电路滤波器在PCS中起着重要作用，它将逆变桥产生的开关脉冲电压、电流转变成连续的模拟量。PCS的滤波器包括交流侧和直流侧两部分，交流侧的滤波器具有比单电感滤波器更好的性能，能够兼顾低频段增益和高频段衰减，因此得到了广泛关注一。相对于传统的L型滤波器，LCL型滤波器对高频谐波的抑制效果更为理想，并逐渐应用于大功率、低开关频率的并网PCS设备中。但是目前仍然存在一些问题，LCL滤波器整体体积较大使得变流器整体体积过大；LCL型滤波器消除高频谐波的效果明显，但由于LCL滤波器是一个3阶系统，其幅频特性存在一个谐振峰，会对系统的稳定性和输出电流产生不利的影响，且设计过程复杂，通常还需要一定设计经验；当变流器输出功率变化时往往会产生较大谐波，这是由于滤波器设计时按变流器额定功率设计的，虽然输出功率变化较小但其产生影响较大。因此如何设计滤波器的参数，成为LCL型滤波器应用中讨论的热点。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明提供一种T型三电平储能变流器可调LCL滤波器优化设计方法，可以减小LCL滤波器体积，并简化滤波器设计过程，节省时间。

为了解决所述技术问题，本发明采用的技术方案是：T型三电平储能变流器可调LCL滤波器优化设计方法，包括以下步骤：

S01)、构建滤波器模型，

滤波器模型为LCL滤波器，包括A、B、C三相，均含PCS变流器侧电感、网侧电感和滤波电容，滤波电容的一端连接变流器侧电感和网侧电感之间的连接点，另一端接地或者连接对应的网侧电感与电网或者负载之间的连接节点；LCL滤波器的一端对应连接到PCS的三相交流源的三相输出端，另一端对应连接电网或者负载的三相输入端；

S02)、求解传递函数，

所述的传递函数分别为变流器电压到网侧电流增益G_ig(s)和变流器电压到变流器侧电流增益G_i1(s)，

其中，i_g为网侧电流，i₁为变流器侧电流，u_s为变流器侧电压，L₁为变流器侧电感，L_g为网侧电感，L_a为总电感，C_s为滤波电容，s为拉普拉斯变换后的代数；S03)、明确限制条件，限制条件包括谐振角频率f_r、总电感L_a、滤波电容C_s、变流器侧电感与网侧电感比值M，

A、谐振角频率，

根据控制器的设计方便性和滤波器的电流谐波衰减系数选择谐振角频率范围为：

其中f₁为基波频率，f_r为谐振频率，f_s为开关频率；

B、总电感，

利用传统的整流器的电感参数设计方法来设计滤波器的总电感量为：

其中U_dc为直流侧电压，E_m为电网侧电压，I_m为电网侧电流，ω为电网侧角频率；

C、滤波电容，

考虑滤波电容产生的无功功率的大小以及对滤波的阻抗大小，滤波电容选取为：

其中P_n为变流器额定功率，E为电网侧电压有效值，λ为滤波电容吸收的基波无功功率相对变流器额定功率的大小，f₁为基波频率；

D、变流器侧电感与网侧电感比值，在保持滤波电容值不变的情况下，变流器侧电感与网侧电感均分总滤波电感量时，滤波器有最佳的滤波效果，但考虑到逆变桥纹波电流由L₁决定,而较高的纹波电流将导致功率模块和电感有较大的损耗，因此L₁的取值通常比L_g大，M取值范围为：

S04)、谐波分析，谐波抑制电阻R_f为：

将变流器电压到网侧电流增益进行傅里叶展开，求得各次谐波电压的大小，发现谐波分量集中在

附近，且在开关频率ω_s处有谐波含量最大值，经过计算得：

其中I_n为电网侧额定电流，H_gs为变流器电压到网侧电流增益G_ig(s)在谐波含量最大时的值，u_ss为变流器侧电压u_s在谐波含量最大时的值，i_gs为网侧电流i_g在谐波含量最大时的值；

S04)、构建函数，对变流器电压到网侧电流增益的模和变流器压到逆变器侧电流增益的模进行变换可得：

令K_n＝ω_r/ω_n，可以将上式进行简化。

将H_1n和H_gn的比值定义为N_n：

定义函数：

其中K_s含义与K_n相同，N_s含义与N_n含义相同，C_smax为滤波电容的最大值；S05)、参数范围确定，代入选定的储能变流器运行相关参数，使用隔离变压器漏感代替网侧电感，将其值代入限制条件确定可选区域，在可选区域中选择成本最低的K_S与N_s值，代回构建的函数求解滤波器各参数值。

进一步的，储能变流器运行相关参数包括额定功率、直流侧电压、电网电压、额定电流、电网频率以及开关频率，针对滤波器参数调整加入模糊控制，当输出功率变化到一定范围时才进行调整。

进一步的，选择K_s＝0.493,N_s＝4.699，代回求得L₁、L_a以及C_s值。

进一步的，步骤S05得出滤波器参数值后，根据设计经验值进行调整得出实际参数值。

本发明的有益效果：本发明提出一种基于模糊控制T型三电平PCS的可调LCL滤波器优化设计方法，为了尽量减小LCL滤波器体积，使用交流侧隔离变压器的漏感来代替LCL滤波器交流侧电感；建立滤波器模型、求解传递函数并建立函数明确限制条件，通过限制条件设计参数计算模块，参数计算模块根据采集的相关值计算得LCL滤波器的参数，与实际经验值结合确定实际参数，设计的滤波电容与滤波电感为可调电容与电感，能够根据实际输出功率的变化对滤波器参数进行一定调整，可以进一步提高入网电能质量。本发明进行实际参数设计并进行仿真验证其滤波效果。该设计方法简单、目的明确，设计流程简洁明了，使复杂的滤波器设计过程简单化，节省时间，而且可以根据输出功率变化进一步优化滤波器参数，使得入网谐波含量进一步降低，同时降低损耗。

本方法借由函数图像将设计的边界条件直观地表示出来，得到满足设计条件的可选区域，进而在可选区域内选择设计参数。传统方法需要多次判断使凑才能得到设计结果，而且设计的结果也仅仅位于可选范围的某一条边界上，若想得到更优的设计结果，只能通过选择更严格的条件缩小边界线范围进行重新设计。本发明与现有技术相比，该方法步骤简单、简洁直观、节约时间、调整方便，同时又保证了LCL滤波器的合理性。

附图说明

图1是采用LCL滤波器的T型三电平储能变流器拓扑图；

图2是本发明的设计流程原理图；

图3是LCL滤波器等效模型；

图4是储能变流器系统电压、电流各变量的相量关系图；

图5是LCL滤波器参数设计可选范围；

图6是LCL滤波器设计仿真效果。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的说明。

本实施例公开一种T型三电平储能变流器可调LCL滤波器优化设计方法，如图2所示，包括以下步骤

S01)、构建滤波器模型，

如图1所示，给出了采用LCL滤波器的T型三电平储能变流器拓扑原理图，它的交流侧部分为三相交流源，储能变流器与交流源通过LCL滤波器连接。

滤波器模型为LCL滤波器，包括A、B、C三相，均含PCS变流器侧电感、网侧电感和滤波电容，滤波电容的一端连接变流器侧电感和网侧电感之间的连接点，另一端接地或者连接对应的网侧电感与电网或者负载之间的连接节点；LCL滤波器的一端对应连接到PCS的三相交流源的三相输出端，另一端对应连接电网或者负载的三相输入端；

图1中，L₁为A相变流器侧电感，L₂为A相网侧电感，C_f为A相滤波电容。

如图3(a)所示，假设网侧电压仅含基波分量，当分析谐波分量时，网侧可近似为短路。又因为滤波电感和滤波电容的附加电阻较小，在分析时可近似忽略不计，所以系统模型可以简化为图3(b)所示。

S02)、求解传递函数，

所述的传递函数分别为变流器电压到网侧电流增益G_ig(s)和变流器电压到变流器侧电流增益G_i1(s)，

其中，i_g为网侧电流，i₁为变流器侧电流，u_s为变流器侧电压，L₁为变流器侧电感，L_g为网侧电感，L_a为总电感，C_s为滤波电容，s为拉普拉斯变换后的代数；

S03)、明确限制条件，限制条件包括谐振角频率f_r、总电感L_a、滤波电容C_s、变流器侧电感与网侧电感比值M，

A、谐振角频率，

从控制器设计的角度来看，谐振频率越高，系统的带宽越宽，电流控制器的设计越方便；同时，LCL滤波器谐振峰对低频段纹波的影响也越小。但谐振频率过高可能会导致滤波器的电流谐波衰减系数不能满足性能要求。所以，设计的LCL滤波器的谐振频率不应过高或过低。因此选择谐振角频率限制条件为：

其中f₁为基波频率，f_r为谐振频率，f_s为开关频率；

B、总电感，

对于电网基波电流，滤波器中的滤波电容支路相当于开路，即对于基波电流来说，基于LCL滤波器的整流器与单电感的PWM整流器可认为是等效的。所以，可以利用传统的整流器的电感参数设计方法来设计滤波器的总电感量。

把逆变看作整流的逆过程，此时

假设系统只发有功，所以

假设调制比最大为0.9，通过向量图可解得：

进而可以求得：

其中U_dc为直流侧电压，E_m为电网侧电压，I_m为电网侧电流，ω为电网侧角频率；

C、滤波电容，

滤波电容的选取，主要考虑其产生的无功功率的多少和对谐波的阻抗大小。由于电容元件发出无功功率，当C_s过大时，会产生较多的无功，降低系统的功率因数；当C_s过小时，对高次谐波的阻抗变大，滤波效果不理想。因此，令产生的无功功率不超过系统额定功率的λ，得到：

其中P_n为变流器额定功率，E为电网侧电压有效值，λ为滤波电容吸收的基波无功功率相对变流器额定功率的大小，f₁为基波频率；

D、变流器侧电感与网侧电感比值，在保持滤波电容值不变的情况下，变流器侧电感与网侧电感均分总滤波电感量时，滤波器有最佳的滤波效果，但考虑到逆变桥纹波电流由L₁决定,而较高的纹波电流将导致功率模块和电感有较大的损耗，因此L₁的取值通常比L_g大，M取值范围为：

S04)、谐波分析，谐波抑制电阻R_f为：

将变流器电压到网侧电流增益进行傅里叶展开，

其中，ω_s为开关次谐波角频率，ω₀—基波角频率，m为ω_s谐波次数，n为ω₀谐波次数，U_sk为第k次谐波电压幅值k＝mω_s/ω₀+n。

可以求得各次谐波电压大小如下表1所示。

表1是各次谐波电流允许最大电流值以及谐波电压大小。

可以发现谐波分量主要集中在

附近，且在开关频率ω_s处有谐波含量最大值。并且根据要求可得，总谐波电流应小于逆变器额定输出的5％,且各次谐波电流占比必须满足表2和表3要求。

表2是奇次谐波电流允许畸变限值。

奇次谐波	畸变限值
		3次至9次	<4.0％
11次至15次	<2.0％
		17次至21次	<1.5％
23次至33次	<0.6％

表3是偶次谐波电流允许畸变限值。

偶次谐波	畸变限值
		2次至8次	<1.0％
10次至32次	<0.5％

因为在开关频率处谐波含量最大，经过计算以及实验，令：

则

其中I_n为电网侧额定电流，H_gs为变流器电压到网侧电流增益G_ig(s)在谐波含量最大时的值，u_ss为变流器侧电压u_s在谐波含量最大时的值，i_gs为网侧电流i_g在谐波含量最大时的值；

S04)、构建函数，对变流器电压到网侧电流增益的模和变流器压到逆变器侧电流增益的模进行变换可得：

上面公式中的G_ig(jω_n)、G_i1(jω_n)的表达与步骤S02中关于G_ig(jω_n)、G_i1(jω_n)的表达不同，这是因为将拉普拉斯域转换为时域，实际与步骤S02中G_ig(jω_n)、G_i1(jω_n)相同。

令K_n＝ω_r/ω_n，将上式进行简化。

将H_1n和H_gn的比值定义为N_n：

定义函数：

其中K_s含义与K_n相同，N_s含义与N_n相同，这是两种不同的表述，两个实际上是等同的，主要是为了将这两个公式区分开，C_smax为滤波电容的最大值；

S05)、参数范围确定在本实例中，功率取756kVA(取最大功率值额定功率的1.2倍)，直流侧电压为920V，电网(线)电压为400V，额定电流为910A，电网频率为50Hz，选用开关频率2000Hz，功率因数为-1，漏感为48μH。代入参数，结合各项限制条件，可以得到函数图像如5所示。最终可选择范围是可选择区域中的一条直线，在选择参数时必须选择线上的参数。图5(a)图中绿色线与可选择区域的交集线段即为可选择区域，(b)图为将可选择线段区域进行放大得到的结果。

S06)、确认参数，根据确定可选区域，本着节约成本的目的，当K_s值较小而N_s值较大时，滤波电感减小，因此选择选择K_s＝0.493,N_s＝4.699，代回求得L₁、L_a以及C_s值如表4所示。

表4是滤波器各参数。

名称	符号	数值
			总滤波电感	L<sub>a</sub>	172.65μH
变流器侧电感	L<sub>1</sub>	124.64μH
			滤波电容	C<sub>s</sub>	751.80μF
谐波抑制电阻	R<sub>f</sub>	0.038Ω

通过仿真验证可得，LCL滤波器的滤波效果可以满足所有要求，图6为LCL滤波器设计仿真结果。

实时调整部分

参数计算模块采集入网电流与电压，计算出其输出功率，经过模糊控制模块，得出滤波器参数值，之后根据设计经验值进行调整得出实际参数值，对应情况如

表5所示。

以上所示，只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本专利技术原理的前提下，还可以做出若干改进和替换，这些改进和替换也应视为本专利的保护范围。

Claims (4)

1.T型三电平储能变流器可调LCL滤波器优化设计方法，其特征在于：包括以下步骤：

S01)、构建滤波器模型，

滤波器模型为LCL滤波器，包括A、B、C三相，均含PCS变流器侧电感、网侧电感和滤波电容，滤波电容的一端连接变流器侧电感和网侧电感之间的连接点，另一端接地或者连接对应的网侧电感与电网或者负载之间的连接节点；LCL滤波器的一端对应连接到PCS的三相交流源的三相输出端，另一端对应连接电网或者负载的三相输入端；

S02)、求解传递函数，

所述的传递函数分别为变流器电压到网侧电流增益G_ig(s)和变流器电压到变流器侧电流增益G_i1(s)，

其中，i_g为网侧电流，i₁为变流器侧电流，u_s为变流器侧电压，L₁为变流器侧电感，L_g为网侧电感，L_a为总电感，C_s为滤波电容，s为拉普拉斯变换后的代数；S03)、明确限制条件，限制条件包括谐振角频率f_r、总电感L_a、滤波电容C_s、变流器侧电感与网侧电感比值M，

A、谐振角频率，

根据控制器的设计方便性和滤波器的电流谐波衰减系数选择谐振角频率范围为：

其中f₁为基波频率，f_r为谐振频率，f_s为开关频率；

B、总电感，

利用传统的整流器的电感参数设计方法来设计滤波器的总电感量为：

其中U_dc为直流侧电压，E_m为电网侧电压，I_m为电网侧电流，ω为电网侧角频率；

C、滤波电容，

考虑滤波电容产生的无功功率的大小以及对滤波的阻抗大小，滤波电容选取为：

其中P_n为变流器额定功率，E为电网侧电压有效值，λ为滤波电容吸收的基波无功功率相对变流器额定功率的大小，f₁为基波频率；

D、变流器侧电感与网侧电感比值，在保持滤波电容值不变的情况下，变流器侧电感与网侧电感均分总滤波电感量时，滤波器有最佳的滤波效果，但考虑到逆变桥纹波电流由L₁决定,而较高的纹波电流将导致功率模块和电感有较大的损耗，M取值范围为：

S04)、谐波分析，谐波抑制电阻R_f为：

将变流器电压到网侧电流增益进行傅里叶展开，求得各次谐波电压的大小，发现谐波分量集中在

附近，且在开关频率ω_s处有谐波含量最大值，经过计算得：

其中I_n为电网侧额定电流，H_gs为变流器电压到网侧电流增益G_ig(s)在谐波含量最大时的值，u_ss为变流器侧电压u_s在谐波含量最大时的值，i_gs为网侧电流i_g在谐波含量最大时的值；

S04)、构建函数，对变流器电压到网侧电流增益的模和变流器压到逆变器侧电流增益的模进行变换可得：

令K_n＝ω_r/ω_n，将上式进行简化，

将H_1n和H_gn的比值定义为N_n：

定义函数：

其中K_s含义与K_n相同，N_s含义与N_n相同，C_smax为滤波电容的最大值；

S05)、参数范围确定，代入选定的储能变流器运行相关参数，使用隔离变压器漏感代替网侧电感，将其值代入限制条件确定可选区域，在可选区域中选择成本最低的K_S与N_s值，代回构建的函数求解滤波器各参数值。

2.根据权利要求1所述的T型三电平储能变流器可调LCL滤波器优化设计方法，其特征在于：储能变流器运行相关参数包括额定功率、直流侧电压、电网电压、额定电流、电网频率以及开关频率，针对滤波器参数调整加入模糊控制方式，当输出功率变化到一定范围时才进行调整。

3.根据权利要求1所述的T型三电平储能变流器可调LCL滤波器优化设计方法，其特征在于：选择K_s＝0.493,N_s＝4.699，代回求得L₁、L_a以及C_s值。

4.根据权利要求1所述的T型三电平储能变流器可调LCL滤波器优化设计方法，其特征在于：步骤S05得出滤波器参数值后，根据设计经验值进行调整得出实际参数值。

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