CN114070019A - 驱动电路、驱动方法及开关电源 - Google Patents

驱动电路、驱动方法及开关电源 Download PDF

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CN114070019A CN202111359571.0A CN202111359571A CN114070019A CN 114070019 A CN114070019 A CN 114070019A CN 202111359571 A CN202111359571 A CN 202111359571A CN 114070019 A CN114070019 A CN 114070019A
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Abstract

本发明公开了一种驱动电路、驱动方法及开关电源，该驱动电路包括：驱动调节电路，驱动调节电路的输入端用于接收驱动信号；第一开关，第一开关的受控端与驱动调节电路的输出端连接，第一端与变压器连接，第二端接地；驱动调节电路，用于在接收到驱动信号时，输出第一电流至第一开关，以使第一开关进行充电；反馈电路，反馈电路的第一端与第一开关的第一端连接，第二端与驱动调节电路的受控端连接；反馈电路用于在检测到第一开关的第一端的电压低于预设阈值电压时输出调节信号；驱动调节电路还用于在接收到调节信号时，输出第二电流至第一开关；其中，第二电流大于第一电流。本发明改善了EMI的同时保证了转换效率。

Description

驱动电路、驱动方法及开关电源
技术领域
本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种驱动电路、驱动方法及开关电源。
背景技术
开关电源以体积小、重量轻、效率高的特点被广泛应用于各种电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。
开关电源的基本构成如图1所示，通常包括四个部分：第一部分为输入回路，电网交流电通过输入回路进行滤波和整流，得到较平滑的直流电压；第二部分为核心功率转换部分，通过高频变压器配合高压功率开关管的开关动作来实现循环充放电过程，从而将波动较大的直流输入变换成可精确控制的功率输出，而对功率变换后的输出进行整流和稳压将在第三部分输出回路进行，输出回路通常采用快速整流二极管和滤波电容的组合，实现整流和稳压的同时还能够抑制负载噪声的逆向传递；第四部分是控制电路，通常需要对输出电压进行分压、采样，然后送入控制电路进行调制，控制功率开关管的驱动脉冲宽度，调制开通时间，从而达到输出电压或输出功率可调的目的。
为了使开关电源的可靠性及性能指标更好，通常会在控制电路与功率开关之间设置驱动电路，例如可以在功率开关的栅极添加栅极电阻，减小功率开关的开关速度，同时在电阻上反并一个二极管，不影响关断速度。然而这种结构的驱动电路很难做到EMI(electromagnetic interference，电磁干扰)和效率之间的平衡：若电阻的阻值调大了，驱动电流较小，开关电源系统的EMI较好，但是功率开关的开关速度较慢，开关电源效率较差；若电阻的阻值调小了，那么驱动能力较大，功率开关的开启较快，开关电源的效率较好，但是功率开关的开启过快，EMI又会变差，可见效率与EMI之间会出现相互制约的现象。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的主要目的在于提供一种驱动电路、驱动方法及开关电源，旨在解决现有驱动电路结构所引起的EMI和效率难以平衡的技术问题。
为了实现上述目的，本发明提供一种驱动电路，包括：
驱动调节电路，所述驱动调节电路的输入端用于接收驱动信号；
第一开关，所述第一开关的受控端与所述驱动调节电路的输出端连接，所述第一开关的第一端与变压器连接，所述第一开关的第二端接地；
所述驱动调节电路，用于在接收到所述驱动信号时，输出第一电流至所述第一开关，以使所述第一开关进行充电；
反馈电路，所述反馈电路的第一端与所述第一开关的第一端连接，所述反馈电路的第二端与所述驱动调节电路的受控端连接；所述反馈电路，用于在检测到所述第一开关的第一端的电压低于预设阈值电压时，输出调节信号；
所述驱动调节电路，还用于在接收到所述调节信号时，输出第二电流至所述第一开关；其中，所述第二电流大于所述第一电流。
可选地，所述驱动调节电路包括第一电阻、第二电阻和第二开关；所述第一电阻的第一端和所述第二开关的第一端连接，所述第一电阻的第二端、第二开关的第二端和第二电阻的第一端连接，所述第二电阻的第二端为所述驱动调节电路的输出端，所述第一电阻和第二开关连接的公共端为所述驱动调节电路的输入端，所述第二开关的受控端为所述驱动调节电路的受控端；
所述第二开关，在接收到所述调节信号时导通，使所述第二电阻对所述驱动信号进行降压，从而输出第二电流。
可选地，所述第二开关包括第一MOS管；所述第一MOS管的受控端为所述第二开关的受控端，所述第一MOS管的输入端为所述第二开关的第一端，所述第一MOS管的输出端为所述第二开关的第二端。
可选地，所述第一开关包括第二MOS管；所述第二MOS管的受控端为所述第一开关的受控端，所述第二MOS管的输入端为所述第一开关的第一端，所述第二MOS管的输出端为所述第一开关的第二端。
可选地，所述反馈电路包括电压检测单元；所述电压检测单元的第一端与所述第一开关的第一端连接，所述电压检测单元的第二端与所述驱动调节电路的受控端连接；
所述电压检测单元，用于在检测到所述第一开关的第一端的电压低于预设阈值电压时，输出调节信号。
可选地，所述电压检测单元包括电容；所述电容的第一端为所述电压检测单元的第一端，所述电容的第二端为所述电压检测单元的第二端。
可选地，所述反馈电路还包括钳位单元；所述钳位单元的第一端与所述电容的第二端连接，所述钳位单元的第二端与第一电源连接，所述钳位单元的第三端接地；
所述钳位单元，用于对所述电容的第二端的电压进行钳位。
可选地，所述钳位单元包括第一二极管和第二二极管；所述第一二极管的阳极和第二二极管的阳极分别与所述电容的第一端连接，所述第一二极管的阴极与第一电源连接，所述第二二极管的阴极接地。
此外，为了实现上述目的，本发明还提供一种驱动方法，其所述驱动方法应用于如上所述的驱动电路，所述驱动方法包括步骤：
所述驱动调节电路接收到所述驱动信号后输出第一电流至第一开关，以使所述第一开关进行充电；其中，所述反馈电路对所述第一开关的第一端的电压进行检测，在检测到所述第一开关的第一端的电压低于预设阈值电压后输出调节信号；
所述驱动调节电路接收到所述调节信号后输出第二电流至所述第一开关；其中，所述第二电流大于所述第一电流。
此外，为了实现上述目的，本发明还提供一种开关电源，包括输入整流滤波电路、变压器、输出整流滤波电路、采样电路和控制电路，所述输入整流滤波电路的输入端为所述开关电源的输入端，所述输入整流滤波电路的输出端与所述变压器的初级线圈连接，所述变压器的次级线圈与所述输出整流滤波电路的输入端连接，所述输出整流滤波电路的输出端为所述开关电源的输出端，所述采样电路的采样端与所述输出整流滤波电路的输出端连接，所述采样电路的输出端与所述控制电路的输入端连接，其特征在于，所述开关电源还包括驱动电路，所述驱动电路被配置为如上所述的驱动电路，其中，所述驱动调节电路的输入端与所述控制电路的输出端连接，所述第一开关的第二端与所述变压器的初级线圈连接。
本发明所提供的一种驱动电路、驱动方法及开关电源，驱动调节电路在接收到驱动信号时，输出第一电流给第一开关进行充电，使第一开关进入导通状态；此阶段第一开关的第一端的电压开始降低，反馈电路检测到该电压降低至预设阈值时，由于此阶段输入至第一开关的驱动电流(第一电流)较小，第一开关的开启速度较慢，从而较好的抑制了电路中各种寄生参数导致的尖峰电流，改善了系统的EMI；第一开关开始导通后，第一端的电压开始降低，反馈电路检测到该电压降低至预设阈值后，输出调节信号使驱动调节电路向第一开关输出第二电流，由于此阶段驱动电流(第二电流)较大，使得第一开关此阶段的开启速度加快，从而缩短了第一开关的开启总时间，降低了开启损耗，提高了系统的效率。由此，有效的解决了效率与EMI之间难以平衡的问题，进而使开关电源系统转换效率较高的同时也有较好的EMI。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
图1为现有技术提供的开关电源的电路功能模块示意图；
图2为本发明驱动电路一实施例的功能模块示意图；
图3为MOSFET的电容等效示意图；
图4为本发明驱动电路一实施例的波形示意图；
图5为本发明驱动电路一实施例的电路结构示意图；
图6为本发明驱动方法一实施例的流程示意图；
图7为本发明开关电源一实施例的电路功能模块示意图。
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
附图标号说明：
Figure BDA0003357795250000041
Figure BDA0003357795250000051
具体实施方式
应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明，本发明实施例中所有方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)仅用于解释在某一特定姿态(如附图所述)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
另外，在本发明中涉及“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
本申请提出一种驱动电路，参照图2，在本申请一实施例中，该驱动电路包括：
驱动调节电路10，所述驱动调节电路10的输入端用于接收驱动信号；
第一开关20，所述第一开关20的受控端与所述驱动调节电路10的输出端连接，第一端与变压器连接，第二端接地；
驱动调节电路10，用于在接收到所述驱动信号时，输出第一电流至第一开关20，以使第一开关20进行充电；
反馈电路30，反馈电路30的第一端与第一开关20的第一端连接，反馈电路30的第二端与驱动调节电路10的受控端连接；所述反馈电路30，用于在检测到所述第一开关20的第一端的电压低于预设阈值电压时，输出调节信号；
所述驱动调节电路10，还用于在接收到所述调节信号时，输出第二电流至所述第一开关20，以使所述第一开关20加速开启；其中，所述第二电流大于所述第一电流。
本实施例中，所述驱动调节电路10的输入端可以与控制电路连接，接收控制电路输出的驱动信号。控制电路的电路结构可以根据实际电路进行设置，其中，所述驱动信号为电压信号，以控制第一开关20开启。反馈电路30可以选用电压检测电路等方式实现。
驱动调节电路10可以包括不同阻抗的阻抗电路，例如包括阻抗较大的第一阻抗电路和阻抗较小的第二阻抗电路。当接收到控制电路输出的驱动信号时，第一阻抗电路对驱动信号进行分压，输出较小的第一电流给第一开关20，第一开关20的受控端驱动电压较小；在接收到调节信号时，可以采用第二阻抗电路对驱动信号进行分压，从而输出较大的第二电流至第一开关20。
第一开关20可以采用各种晶体管电路实现，例如MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,绝缘栅型场效应管)、BJT(Bipolar JunctionTransistor-双极结型晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor-绝缘栅双极型晶体管)以及其他由多个晶体管组成的复合型开关电路。
可以理解的，晶体管具有导通、截止和开启三种状态，晶体管的开启又分为不同的阶段。以MOSFET为例，参照图3，MOSFET的开启(导通时间)分为三个阶段：第一阶段为MOSFET导通开始时，驱动电流流入栅极G，同时给电容CGS和电容CGD充电至栅源极间电压VGS上升至阈值电压水平，即导通延时时间，此时刻的漏极D的电压可以设置为预设阈值电压；第二阶段为VGS超过阈值电压时，MOSFET开始导通，栅漏电容CGD开始放电，VGS保持在阈值电压附近不变，漏源极电压快速下降，当电压VDS下降到小于电压VGS时，电容CGD的电容值迅速增大到其最大值。驱动电流全部转入电容CGD，电压VGS继续保持不变，该VGS保持不变的时间通常也成为VGS平台时间；第三阶段为电压VDS完全降低至导通后的低电压水平，电容CGS继续充电，电压VGS不再保持不变而是开始继续上升，器件进入过驱动阶段，VGS最终会达到接近驱动电压的最大值附近。
功率开关的损耗是典型的开关电源内部最主要的耗损源之一，损耗基本可以分为开关损耗和导通损耗，开关损耗又包括开启损耗和截止损耗。开启损耗产生的原因是：开启瞬间开关器件电压不能马上降为零，而电流从零已开始上升，因此开关管上电压电流出现交替，从而产生了相应的损耗。本方案不对截止损耗和导通损耗进行讨论。
现有技术中，在功率开关的栅极添加了栅极电阻，但是若栅极电阻的阻值调小了，加了驱动MOSFET栅极的驱动电流的大小。就器件的导通过程来说，增加的驱动电流使得栅源极间电压VGS很快地上升至驱动电压水平，实现了快速导通，从而减少了上升的漏源极间电流与下降的漏源极间电压的交叠区域，降低了MOSFET的开关损耗，提高了功率开关的转换效率，但是由于MOSFET开启较快，在VGS上升至阈值电压水平即MOSFET开始导通的瞬间(即器件开启的第一阶段和第二阶段之间的瞬时)，漏极电流ID会发生较大的突变。而且快速开启时，变压器初级线圈存在漏感，漏感中储存的能量将和开关管漏极电容以及初级侧放电回路形成带有尖峰的震荡信号，尖峰信号叠加在此时的漏极电压上，形成关断电压尖峰，这些突变干扰会通过传导耦合方式进入控制回路或者返回配电系统，不仅扰乱输出，而且会产生过大元器件击穿风险和EMI问题。
若电阻的阻值调大了，那么增加了驱动电路充放电通路的阻抗，降低了驱动MOSFET栅极的驱动电流大小，就器件的导通过程来说，降低的驱动电流使得栅源极间电压VGS缓慢上升至驱动电压的水平，从而延长了各个开启阶段的时间，大大降低了开始导通的瞬间漏极电流ID的电流尖峰，有效地改善了电源系统的EMI。但是MOSFET开启较慢的情况，MOSFET的开启损耗也相应增大，尤其对于高频电路来说，将会明显降低电源系统的效率，同时对温升影响较大。
本实施例中，具体可以根据实际需要设置预设阈值电压，例如可以将第一开关开启的第一阶段和第二阶段之间的瞬时的第一端的电压设置为预设阈值电压。当控制电路输出驱动电压时，第一开关20还处于截止状态，由于驱动调节电路10输出的第一电流较小，第一开关20充电较慢，延迟到达第一开关20的开启点(即开启的第一阶段和第二阶段之间的瞬时)，从而有效抑制了电路中各种寄生参数(例如半导体结电容、变压器绕组层结电容、半导体反向恢复时间等)导致的尖峰电流，明显改善了系统的EMI。虽然该阶段在时间上延长了，但是漏极电流的尖峰较小，因此，该阶段的损耗并没有明显增加。
进而第一开关20开始导通，进入开启的第二阶段，第一端的电压开始下降，反馈电路30检测到第一开关20第一端的电压降至预设阈值电压，输出调节信号使驱动调节电路10输出第二电流。由于第二电流较大，因此加快了第二阶段的开启，开启功率降低，开启损耗减少，虽然此阶段的开启速度加快，但是对EMI影响并不明显。
以第一开关20为MOS管为例，参照图4(横坐标为时间，纵坐标为各参数的值)，其中，DRIVE表示输入至栅极的驱动电压，Vds表示漏源极间的电压，Vgs表示栅源极间的电压，Id表示漏极电流。通过该图可以看出，在MOS管导通的第一阶段(Phase1),Vgs逐渐上升至器件阈值电压，Vds缓慢降低，Id平稳的上升至最大值，在导通的第一阶段和第二阶段之间的瞬时，产生的Id尖峰非常小。MOS管的开启进入第二阶段(Phase2)，Vgs保持稳定，器件导通。由于此时驱动电流增大，Vgs的保持时间缩短，快速增大至驱动电压附近，Id下拉至最低值，波形缓慢平滑。其中，导通的第一阶段和第二阶段之间的瞬时Vds即为预设阈值电压。当Vds接近为0时，Vgs快速上升，进一步降低了开启损耗。
需要说明的是，预设阈值电压还可以设置为第一开关20开启的其它阶段的第一端的电压值，从而可以对第一开关20开启的各个阶段进行自适应调整。
本方案在第一开关20处于开启第一的阶段，使其开启速度较慢，较好的抑制了电路中各种寄生参数导致的尖峰电流，改善了系统的EMI；在第一开关20开启的下一个阶段，加快开启速度，有效降低了开启损耗，降低了温升，提高了系统的效率，由此，有效的解决了效率与EMI之间难以平衡的问题，进一步的，使开关电源系统的EMI得到改善的同时保证转换效率，由于温升降低，电源系统的散热也可以相应较少，从而降低成本。
进一步地，参见图5，上述所述驱动调节电路10的结构可以根据实际需要进行设置，例如驱动调节电路10包括第一电阻R1、第二电阻R2和第二开关21，所述第一电阻R1的第一端和所述第二开关21的第一端连接，所述第一电阻R1的第二端、第二开关21的第二端和第二电阻R2的第一端连接，所述第二电阻R2的第二端为所述驱动调节电路10的输出端，所述第一电阻R1和第二开关21连接的公共端为所述驱动调节电路10的输入端，所述第二开关21的受控端为驱动调节电路10的受控端，与反馈电路30连接。
所述第二开关21，为未接到所述调节信号时断开，使所述第一电阻R1和第二电阻R2对所述驱动信号进行降压，从而输出第一电流；在接收到所述调节信号时导通，使所述第二电阻对所述驱动信号进行降压，从而输出第二电流。
可以理解的，第二开关21可以包括例如MOSFET、BJT、IGBT以及其它由多个晶体管组成的复合型开关电路，或者其它可以实现导通和断开的开关电路。第二开关21的初始状态(即未接收到调节信号时)为断开状态，控制电路与第一开关20之间的驱动电阻为第一电阻R1和第二电阻R2串联的等效电阻，控制电路输出的驱动信号经过第一电阻R1和第二电阻R2输入至第一开关20，由于此时的阻值较大，输出的第一电流较小；第二开关21接收到调节信号时开始导通，此时将第一电阻R1短路，控制电路与第一开关20之间的驱动电阻为第二电阻R2，驱动电阻阻值变小，第二电流增大。
实际设置时，如果需要使第一开关20开启的更快一些，第二阻R2的阻值可以设置的小一些，从而使第二电流更大。由此通过调节第一电阻R1和第二电阻R2的阻值即可调节第一开关20的不同开启阶段的驱动电流和开启速度，实现了由一个驱动调节电路10输出两种不同的驱动电流对第一开关20的开启阶段进行控制。
进一步地，所述第二开关21可以包括第一MOS管Q3；所述第一MOS管Q3的受控端为所述第二开关21的受控端，所述第一MOS管Q3的输入端为所述第二开关21的第一端，所述第一MOS管Q3的输出端为所述第二开关21的第二端。
所述第一开关20包括第二MOS管Q2；所述第二MOS管Q2的受控端为所述第一开关20的受控端，所述第二MOS管Q2的输入端为所述第一开关20的第一端，所述第二MOS管Q2的输出端为所述第一开关20的第二端。
上述第一MOS管Q3和第二MOS管Q2均可以通过等效电路或独立电子元件进行替换，在此不进行赘述。进一步地，第一MOS管Q3和第二MOS管Q2的类型也可以根据实际需要进行设置，第一MOS管Q3可以为PMOS管，所述第二MOS管Q2可以为NMOS管。
可以理解的，无论N型或者P型MOS管，其工作原理本质是一样的，都是由加在输入端栅极的电压来控制输出端漏极的电流。MOS管是压控器件它通过加在栅极上的电压控制器件的特性，不会发生像三极管做开关时的因基极电流引起的电荷存储效应，因此本实施例中选用MOS管做开关，开关速度应该更快，并且，具有更高的驱动能力以及更小的功耗。
进一步地，所述反馈电路30包括电压检测单元31；所述电压检测单元31的第一端与所述第一开关20的第一端连接，所述电压检测单元21的第二端与所述驱动调节电路10的受控端连接；
所述电压检测单元31，用于在检测到所述第一开关20的第一端的电压低于预设阈值电压时，输出调节信号至所述驱动调节电路10。
其中，电压检测单元31的结构本领域技术人员可以参考本领域常用技术进行设置，需要实现上述对应的功能。所述调节信号具体为高电平信号或者低电平信号，以驱动第一MOS管Q3导通或截止。由此，实现了对第一开关20的开启阶段的及时检测和控制。
进一步地，所述电压检测单元31包括电容C2；所述电容C2的第一端为所述电压检测单元31的第一端，与第一开关20的第一端和变压器连接；所述电容C2的第二端为所述电压检测单元31的第二端。由于在第一开关20的电压下降时，电容C2的电压并不能突变，因此，电容C2将放电至第一MOS管Q3，将第一MOS管Q3的栅极下拉，从而使第一MOS管Q3导通。在电容C2的选型上，耐压没有问题的情况，出于稳定性的考虑可以选择薄膜电容，出于稳定性体积的考虑选择陶瓷电容，优选的为陶瓷电容，容值可以在几十皮法～几百皮法。本实施例通过一个电容即可快速对第一开关20的电压进行监测，电路结构简单、成本低廉。
进一步地，所述反馈电路30还包括钳位单元32；所述钳位单元32的第一端与所述电容C2的第二端连接，所述钳位单元32的第二端与第一电源VCC连接，所述钳位单元32的第三端接地；
所述钳位单元32，用于对用于对所述电容C2的第二端的电压进行钳位，当电容C2充电或放电时，保证输入驱动调节电路10的电压不会过高或过低，电路不受损坏。
具体的，所述钳位单元32包括第一二极管D1和第二二极管D2；所述第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阳极分别与所述电容C2的第一端连接，所述第一二极管D1的阴极与第一电源VCC连接，所述第二二极管D2的阴极接地。在电容C2导通时，第一二极管D1将电容C2的电平钳位在-0.7V，电容C2放电后电位在0.6v左右，储存的电几乎放完，再次充电的时候，使用第二二极管D2进行钳位，将电充到VCC上，第一MOS管Q3的栅极不会无限制向上拉；防止第一MOS管Q3的栅极的正负超出正常范围而损坏。
需要说明的是，所述驱动电路还可以包括采样电阻R3，采样电阻R3的第一端与第一开关的第二端连接，采样电阻R3的第二端接地。具体的，采样电阻R3还可以与控制电路连接，用于对电流进行采样，并反馈至控制电路。
基于上述硬件结构，所述驱动电路进行自适应驱动的过程可以为：
当前端的控制电路发出驱动电压(即驱动信号)时，此时第一MOS管Q3断开，第一电阻R1和第二电阻R2串联，输出第一电流至第二MOS管Q2的栅极，以使第二MOS管Q2缓慢充电至阈值电压，改善了此时的漏极电流Id的尖峰，从而改善了系统EMI；
第二MOS管Q2开始导通，漏极电压开始下降，电容C2第一端的电压降低，开始放电，将第一MOS管Q3的栅极电压拉低，MOS管Q3导通；第一电阻R1短路，驱动电压经第二电阻R2输出较大的第二电流，第二MOS管Q2开启加速，从而减小了开启损耗，提高了效率。
综上所述，本方案有效的解决了效率与EMI之间难以平衡的问题，进而使开关电源系统转换效率较高的同时也有较好的EMI。
本申请还提出一种驱动方法，所述驱动方法应用上述任一实施例所述的驱动电路，参照图6，在本申请一实施例中，该驱动方法包括：
步骤S10，所述驱动调节电路接收到所述驱动信号后输出第一电流至第一开关，以使所述第一开关进行充电；其中，所述反馈电路对所述第一开关的第一端的电压进行检测，在检测到所述第一开关的第一端的电压低于预设阈值电压后输出调节信号；
步骤S20，所述驱动调节电路接收到所述调节信号后输出第二电流至所述第一开关；其中，所述第二电流大于所述第一电流。
本实施例中，具体可以根据实际需要设置预设阈值电压，例如可以将第一开关开启的第一阶段和第二阶段之间的瞬时的第一端的电压设置为预设阈值电压。当控制电路输出驱动电压时，第一开关20还处于截止状态，由于驱动调节电路10输出的第一电流较小，第一开关20充电较慢，延迟到达第一开关20的开启点(即开启的第一阶段和第二阶段之间的瞬时)，从而有效抑制了电路中各种寄生参数导致的尖峰电流，明显改善了系统的EMI。虽然该阶段在时间上延长了，但是漏极电流的尖峰较小，因此，该阶段的损耗并没有明显增加。
进而第一开关20开始导通，进入开启的第二阶段，第一端的电压开始下降，反馈电路30检测到第一开关20第一端的电压降至预设阈值电压，输出调节信号使驱动调节电路10输出第二电流。由于第二电流较大，因此加快了第二阶段的开启，开启功率降低，开启损耗减少，虽然此阶段的开启速度加快，但是对EMI影响并不明显。
需要说明的是，预设阈值电压还可以设置为第一开关20开启的其它阶段的第一端的电压值，从而可以对第一开关20开启的各个阶段进行自适应调整。
本方案在第一开关20处于开启第一的阶段，使其开启速度较慢，较好的抑制了电路中各种寄生参数导致的尖峰电流，改善了系统的EMI；在第一开关20开启的下一个阶段，加快开启速度，有效降低了开启损耗，提高了系统的效率，由此，有效的解决了效率与EMI之间难以平衡的问题，进一步的，使开关电源系统转换效率较高的同时也有较好的EMI。
本申请还提供一种开关电源，参照图7，该开关电源包括输入整流滤波电路100、变压器200、输出整流滤波电路300、采样电路400和控制电路500，所述输入整流滤波电路100的输入端为所述开关电源的输入端，所述输入整流滤波电路100的输出端与所述变压器200的初级线圈连接，所述变压器200的次级线圈与所述输出整流滤波电路300的输入端连接，所述输出整流滤波电路300的输出端为所述开关电源的输出端，所述采样电路400的采样端与所述输出整流滤波电路300的输出端连接，所述采样电路400的输出端与所述控制电路500的输入端连接，所述开关电源还包括驱动电路600，该驱动电路600可参照上述实施例，在此不再赘述，其中，所述驱动调节电路20的输入端与所述控制电路500的输出端连接，所述第一开关10的第二端与所述变压器200的初级线圈连接。理所应当地，由于本实施例的开关电源采用了上述驱动电路的技术方案，因此该开关电源具有上述驱动电路所有的有益效果。
以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种驱动电路，其特征在于，包括：
驱动调节电路，所述驱动调节电路的输入端用于接收驱动信号；
第一开关，所述第一开关的受控端与所述驱动调节电路的输出端连接，所述第一开关的第一端与变压器连接，所述第一开关的第二端接地；
所述驱动调节电路，用于接收到所述驱动信号后，输出第一电流至所述第一开关，以使所述第一开关进行充电；
反馈电路，所述反馈电路的第一端与所述第一开关的第一端连接，所述反馈电路的第二端与所述驱动调节电路的受控端连接；所述反馈电路，用于在检测到所述第一开关的第一端的电压低于预设阈值电压后，输出调节信号；
所述驱动调节电路，还用于接收到所述调节信号后，输出第二电流至所述第一开关；其中，所述第二电流大于所述第一电流。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动调节电路包括第一电阻、第二电阻和第二开关；所述第一电阻的第一端和所述第二开关的第一端连接，所述第一电阻的第二端、第二开关的第二端和第二电阻的第一端连接，所述第二电阻的第二端为所述驱动调节电路的输出端，所述第一电阻和第二开关连接的公共端为所述驱动调节电路的输入端，所述第二开关的受控端为所述驱动调节电路的受控端；
所述第二开关，在接收到所述调节信号时导通，使所述第二电阻对所述驱动信号进行降压，从而输出第二电流。
3.根据权利要求2所述的驱动电路，其特征在于，所述第二开关包括第一MOS管；所述第一MOS管的受控端为所述第二开关的受控端，所述第一MOS管的输入端为所述第二开关的第一端，所述第一MOS管的输出端为所述第二开关的第二端。
4.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第一开关包括第二MOS管；所述第二MOS管的受控端为所述第一开关的受控端，所述第二MOS管的输入端为所述第一开关的第一端，所述第二MOS管的输出端为所述第一开关的第二端。
5.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述反馈电路包括电压检测单元；所述电压检测单元的第一端与所述第一开关的第一端连接，所述电压检测单元的第二端与所述驱动调节电路的受控端连接；
所述电压检测单元，用于在检测到所述第一开关的第一端的电压低于预设阈值电压时，输出调节信号。
6.根据权利要求5所述的驱动电路，其特征在于，所述电压检测单元包括电容；所述电容的第一端为所述电压检测单元的第一端，所述电容的第二端为所述电压检测单元的第二端。
7.根据权利要求6所述的驱动电路，其特征在于，所述反馈电路还包括钳位单元；所述钳位单元的第一端与所述电容的第二端连接，所述钳位单元的第二端与第一电源连接，所述钳位单元的第三端接地；
所述钳位单元，用于对所述电容的第二端的电压进行钳位。
8.根据权利要求7所述的驱动电路，其特征在于，所述钳位单元包括第一二极管和第二二极管；所述第一二极管的阳极和第二二极管的阳极分别与所述电容的第一端连接，所述第一二极管的阴极与第一电源连接，所述第二二极管的阴极接地。
9.一种驱动方法，其特征在于，所述驱动方法应用于如权利要求1-8中任一项所述的驱动电路，所述驱动方法包括步骤：
所述驱动调节电路接收到所述驱动信号后输出第一电流至第一开关，以使所述第一开关进行充电；其中，所述反馈电路对所述第一开关的第一端的电压进行检测，在检测到所述第一开关的第一端的电压低于预设阈值电压后输出调节信号；
所述驱动调节电路接收到所述调节信号后输出第二电流至所述第一开关；其中，所述第二电流大于所述第一电流。
10.一种开关电源，包括输入整流滤波电路、变压器、输出整流滤波电路、采样电路和控制电路，所述输入整流滤波电路的输入端为所述开关电源的输入端，所述输入整流滤波电路的输出端与所述变压器的初级线圈连接，所述变压器的次级线圈与所述输出整流滤波电路的输入端连接，所述输出整流滤波电路的输出端为所述开关电源的输出端，所述采样电路的采样端与所述输出整流滤波电路的输出端连接，所述采样电路的输出端与所述控制电路的输入端连接，其特征在于，所述开关电源还包括驱动电路，所述驱动电路被配置为如权利要求1-8中任一项所述的驱动电路，其中，所述驱动调节电路的输入端与所述控制电路的输出端连接，所述第一开关的第二端与所述变压器的初级线圈连接。
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