CN114026798A - 卫星通信系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于在网关(101)和多个终端(103)之间经由卫星(102)通信的系统(100)。所述系统包括：‑控制器装置(106)，其用于计算来自终端的突发信号的时间‑频率计划，并基于时间‑频率计划向终端传输包括关于发射突发信号的配置信息的发射信息，‑多载波解调器结构(107)，其被布置成接收包括一个或多个接收信号的结果信号(104)，并且被布置成接收用于接收信号的接收信息，所述多载波解调器结构包括一个或多个多载波解调器装置，每个多载波解调器装置具有：‑信道化器(1002)，其用于串行化接收信号，从而产生对应于接收信号的样本段的串行化流，‑处理块，其用于接收样本段的所述流并执行*基于样本段内容、基于指示样本段所属的接收信号的状态以及基于所述接收信息对样本段的解调，*预FEC字聚合，*解映射和解码。

Description

卫星通信系统
技术领域
本发明整体涉及卫星通信系统领域。
背景技术
几十年来，卫星通信服务在各个领域都是重要的。示例是用于消费者、但也用于企业(例如，石油钻塔)以及政府和国防应用的卫星互联网。
通常考虑双向卫星通信服务，其中存在从集线器到终端的链路，称为前向(FWD)链路，以及从终端到集线器的链路，称为返回(RTN)链路。在每个集线器有多个终端的情况下，该网络被称为星形网络。在图1中示出典型的卫星双向星形网络。集线器或网关(1)经由至少一个卫星(2)与终端(3)通信。在这样的系统中，可以通过单个集线器覆盖多个终端。卫星通信服务可包含若干集线器。
在这种星形网络的返回链路中(其中许多终端发射器发射到很少的网关接收器)，终端共享卫星资源，这意味着必须组织终端以发射正交信号(即，在时间或频率上没有干扰的信号)。这通常通过将所有终端从属于诸如网络时钟参考(NCR)的公共网关参考来实现，NCR是以与GPS时间同步的内部时钟速率增加的计数器，参见DVB-S2附录G.5。通过在从集线器到终端的前向传输信号中周期性地包括当前NCR值来实现将所有终端从集线器到计数器的这种从属。
接收终端被分组在一个或多个卫星网络(此处称为卫星网)中。此处的卫星网定义如下。同一卫星网络中的终端同时在同一轮廓中解调同一前向(FWD)载波，并且在返回链路中发射由同一多载波解调器(MCD)解调的载波。存在在时间片中对FWD载波进行切片的方法(参见DVB-S2附录M)并且卫星网可限于解调FWD载波的时间片的选定集合的终端。通常，目标是前向链路和返回链路中的吞吐量比率。如果FWD链路的符号速率(以及因此吞吐量)增加，则可以通过使多于一个MCD在返回链路中解调所述载波来维持该比率。这不会提升在单个MCD中解调尽可能多的发射载波以便使所需的MCD的数量最小化的要求，从而导致较低的资本支出。控制器(例如，托管在刀片服务器上的中央处理单元(CPU)处理器上)负责处理与卫星网相关联的前向和返回(也称为入站和出站)业务。刀片服务器是具有被优化以使物理空间和能量的使用最小化的模块化设计的精简服务器计算机。就特别是在将信号发送到集线器之前放大信号的透明卫星或弯管卫星而言，一个或多个多载波解调器位于集线器中。就再生卫星而言，信号在卫星上被解调，因此在这种情况下多载波解调器在卫星上。
同一卫星网中的终端在多频时分多址(MF-TDMA)框架中共享该卫星网的可用频谱。每个终端被分配了用于传输的时间和频谱的一部分。这通常通过时间-频率平面中的时间-频率图来可视化。在中央控制单元中执行时隙和频隙的分配，也称为资源分配或调度。中央控制单元有时被称为控制器或调度器。资源分配通常基于终端能力(例如，最大功率、最大符号速率)，链路质量(例如，与来自终端中的每个终端的载波相关联的信噪比(SNR)、干扰、信号放大器失真比等)，终端容量请求(例如，其想要在下一个调度间隔，例如下一个40ms内传输的有效载荷大小，其中有效载荷是指数据位)，总链路容量(总可用带宽)，服务水平协议(一些终端可基于与服务提供商的合同而获得优于其他终端的优先级)和公平性(特别是对于相同优先级类别的终端)。实际上，在不是所有容量请求都能被满足的拥塞情况下，控制器管理容量以具有可用容量的公平分配。有许多算法以高效和高性能的方式执行这种资源分配，参见例如“Performance of fully variable demand assignment SS-TDMA system”(Maral和Bousquet，1987年10月，International Journal of SatelliteCommunications，第279-290页)。
为了在对给定终端的资源分配中具有灵活性，可以随时间推移将终端分配给不同数量的时隙和频率仓。向终端分配时间和频率资源的规则以及映射到该多址接入信道的波形定义可以是专有的或标准化的。这样的标准的一个示例是数字视频广播-经由卫星的返回信道(DVB-RCS及其第二版本，DVB-RCS2)。
“突发”是在返回链路(从终端到卫星到网关)中来自特定终端的连续时间(因此，其间没有保护时间)载波。突发包含用于同步和标识的已知符号(前同步码，导频符号)以及数据符号或信息符号。为了具有高效传输，即较少的保护时间和较少的开销(因为在突发中仅存在一个前同步码)，较长的突发是感兴趣的。长突发可包含多个前向纠错(FEC)字，可能是数千个FEC字。
在DVB-RCS2中，带宽时间单位(BTU)的概念确定如何将有效载荷位从终端映射到时间和频率资源。可以定义若干种类型的BTU来将时间-频率平面的部分分配给终端。这在图2中示出。DVB-RCS2的超帧概念在本说明书中称为“帧”。
如DVB-RCS2标准的附录A中所述，存在有限数量的波形(FEC(前向纠错)编码速率、FEC码长度或等效有效载荷长度、映射方案(例如，QPSK或16-QAM)、指定在哪里放置已知导频符号以用于同步的导频方案的组合)。如果突发包含一个FEC字，则可以定义BTU类型，使得在BTU类型的带宽处，FEC适配于例如1个、2个、3个、...、或6个BTU中。就六个BTU而言，这可实现为在时间上具有六个连续BTU或在频率上具有六个并行BTU。
在DVB-RCS中定义BTU背后的想法是允许多载波解调器以可行的低成本方式解调所有载波，例如，使用可以选择带宽作为BTU带宽的倍数的信道化器。这通常导致如图2所示的BTU类型。当然，条件是BTU类型不会在每个超帧中以动态和完全自由的方式改变。此外，具有BTU的想法是减少经由前向链路向终端发信号通知时间-频率调度所需的信令。
BTU定义导致时间和频率上的有限粒度。这使得难以将FEC字的倍数适配于BTU的倍数，这在图3中示出。例如，可以将调制和编码的组合定义为适配六个BTU中的前同步码、有效载荷和导频符号以及后同步码。在该终端需要传输两倍量的有效载荷符号(因为它有更多的数据要传输)的情况下，它占用十二个BTU，如图所示。然而，这导致时间-频率平面的一部分保持未使用，因为突发仅包含单个前同步码和后同步码。类似地，根据编码速率或要传输的有效载荷的量，可以应用不同的FEC字大小。类似于适配多个FEC字，那些不同的FEC字大小不能很好地映射在有限的BTU粒度上。总之，具有有限的时间和频率粒度在时间频率平面中产生更多的未使用部分，如图3所示。换句话说，突发将包含更多的伪符号以填充BTU。此外，如果到终端的链路预算改变使得可以使用更高效的调制和编码，则当传输单个FEC字时，所有六个BTU也将不被填充。在这种情况下，也用伪符号进行填充。因此，需要这样的时间-频率调度，其中避免了在来自载波的突发内用伪符号进行的不需要的填充。
在返回链路中，地面站(就透明卫星而言)或机载(就再生卫星而言)多载波解调器对来自卫星网中所有终端的所有载波进行解调和解码。对这些载波进行解调和解码的装置(或多个装置)被称为多载波解调器(MCD)。MCD显著地增加了地面段的成本。因此，需要使可由单个MCD解调的载波的数量最大化。MCD对时间-频率调度施加约束，因为所提出的时间-频率计划需要可由单个MCD解码。
返回链路的总效率可以表示为在帧上传输的有用位的数量除以该帧的持续时间(包括保护时间)与返回链路中该卫星网可用的频率带宽的乘积：
Figure BDA0003431196590000051
通过具有较长的突发(较少的开销和保护时间)可以提高效率。因此，需要这样的解决方案，其中可以应用此类较长突发。
重要的是允许相同的MCD解调来自一个终端(例如，游轮或飞机)的一个大载波，以及解调来自许多终端(例如，宽带消费者)的许多小载波，或者具有MF-TDMA网格的组合较大连续载波，该MF-TDMA网格服务于具有较低吞吐量要求的多个终端，这将使得MCD可用于许多不同的应用。实际上，从工程角度来看，开发用于单独应用的单独MCD产品是非常昂贵的。因此，需要最大化MCD的可缩放性以解调一个大载波直到许多小载波，例如1000个小载波。如今的相关应用，例如在海上通信中或在SCADA应用(例如，连接风力涡轮机)中，要求每40ms寻址大约8000个终端。如前所述，如果在卫星网中需要16000个终端，则在MCD限于8000个终端的情况下，可以在卫星网中组合2个MCD。此外，用可各自解调8000个终端的2个MCD管理16000个终端的卫星网将比用可各自解调24个载波的667个MCD成本低得多。
在现有技术中，可以区分两种类型的多载波解调器(MCD)。在一种类型中，MCD具有多个并行的解调器，每个解调器对载波进行解码，其符号速率可以每帧改变(参见例如EP2619924B1)。在这种情况下，事先，即当设计MCD时，不知道每个载波在频域中有多宽，并且当载波频率带宽减小时，不总是可以对每个解调器块进行时分复用以减少所用的资源。换句话说，这个概念因此限制了可缩放性，因为例如1000个并行解调器显然在计算上过于复杂。例如，在WO2012/038380中描述的返回链路技术使用例如来自Altera的现代技术Arria 2FPGA允许多达24个载波用于单个MCD。图4根据具有多个并行解调器的MCD来实现时间-频率计划。对突发长度没有限制，因为在每个突发具有专用调制器的情况下不需要缓冲突发，但是并行突发的数量受到MCD中并行解调器的数量的限制，例如限制为24个并行突发。第二种类型的MCD在开始所述突发的解调和解码之前首先缓冲整个突发。这种方法的一个示例可见于US8831121 B1中。通常，信道化器在多载波突发解调器中的ADC之后使并行突发串行化。信道化器输出通常是串行的单个样本流，连续地包含突发(每个突发包含特定用户的编码帧的分数或整数)，其在由特定终端发送的载波的中心频率周围。该样本流然后被匹配滤波，解映射为对数似然比流，并最终被解码，从而产生基带分组，由特定用户发送的每个解码码字一个基带分组。基带分组随后被解封装。然后处理多个载波，同时仍然只有一个匹配滤波器和解码器。载波突发的多个组块在传递到解调器(包括匹配滤波器)之前首先被收集或聚合。这样，当解调器在不同的时间实例上处理突发的多个组块时，希望避免具有挑战性的状态保存和恢复。这种状态保存和恢复在常规系统中是非常困难的(如果不是不可能的话)，如US8831121中所确认的。在US8831121中提出的方法需要大量的存储器，因为对于可能的1024个载波需要每个载波一个缓冲器。在US8831121的说明书中，据说“所有信道缓冲器的深度是相同的”。此外，缓冲引入了大量抖动。如上所述，突发应当跨越数千个FEC字，以具有目标效率。然而，在实际实现中，缓冲整个突发以防止需要在MCD上保存块的状态会产生持续时间为数千FEC字的抖动，这是不可接受的，还没有提到存储这些突发所需的存储器。因此，具有上述类型的MCD的现代技术系统不具有许多并行载波并且/或者具有短突发。图5使用导致可接受的抖动规格(因此突发足够短)的突发长度实现时间-频率计划。然而，显然，这种具有较短突发的概念效率较低，因为每个突发包含例如报头或前同步码。
以下示例解释了为什么缓冲包含多个FEC字的整个突发会引入相当大的缓冲量，并且因此引入抖动。以其中以30Mbaud(即每秒发送30e6个符号)传输由1000个FEC字组成的突发并且使用30000个符号传输每个FEC字为例。因此，传输一FEC字需要1ms，传输突发需要1秒。在终端发射器中，每1ms，执行一FEC编码，并且对应的码字被映射到符号，被脉冲整形并被传输到卫星。因此，FEC编码器之前的位在被发送之前被缓冲至多1ms。在终端接收器处，由信道化器对突发进行滤波，该信道化器必须缓冲整个突发，然后才能将样本发送到解调器。然而，这在前一突发的最后位和新突发的第一位之间产生1秒的附加延迟。就语音通信而言，这样的1秒的中断是不可接受的。
因此，需要这样的时间-频率调度，其中无论链路预算(以及因此配置的调制和编码)和要传输的有效载荷大小如何，都避免在来自载波的突发内用伪符号进行的不需要的填充。还需要这样的MCD，它是可缩放的并且能够处理巨大量的载波，例如超过1000个载波，同时它能够处理用于高效率传输的长突发而不需要在解调之前缓冲整个突发。
发明内容
本发明的实施方案的目的是提供用于网关和多个终端之间的卫星通信的系统，其中可以处理大量载波，例如1000个或更多个载波，并且所述系统还能够在保持低抖动的同时处理长突发。本发明的另外目的是提供一种用于卫星通信的系统，其可根据时间-频率调度操作，由此避免了在来自载波的突发内用伪符号进行的不需要的填充。
上述目的通过根据本发明的解决方案来实现。
在第一方面，本发明涉及用于在网关和多个终端之间经由卫星进行通信的系统。所述系统包括：
-控制器装置，所述控制器装置被布置成计算在给定总卫星网络，即卫星网，带宽下要从卫星网的至少一个终端传输的一个或多个发射突发信号的时间-频率计划，并且基于所述计算的时间-频率计划向所述至少一个终端的每个终端传输发射信息以便允许所述终端传输包括一个或多个前向纠错字的发射突发信号，第一类终端的所述发射信息包括关于一个或多个发射突发信号的配置信息，从而允许所述第一类终端的所述终端在帧中传输所述一个或多个发射突发信号，每个发射突发信号被配置有所述配置信息并且具有小于或等于所述帧的持续时间的持续时间，
-多载波解调器结构，所述多载波解调器结构被布置成接收包括与所述卫星网的至少一个终端的一个或多个发射突发信号相对应的一个或多个接收信号的结果信号，所述结果信号具有小于或等于给定总卫星网带宽的总占用带宽，并且所述多载波解调器结构被布置成从控制器装置接收用于一个或多个接收信号的接收信息，所述多载波解调器结构包括一个或多个多载波解调器装置，每个多载波解调器装置包括：
-信道化器，所述信道化器用于以大于或等于给定总卫星网带宽的输出速率对一个或多个接收信号进行逐片串行化，由此由结果信号的预定数量的样本形成片，从而产生对应于一个或多个接收信号的一个或多个样本段的串行化流，所述样本段是指频域和时域中的片部分，
-处理块，所述处理块被布置成接收一个或多个样本段的所述串行化流，并且被布置成执行
*基于样本段内容、基于指示所述样本段所属的所述接收信号的状态以及基于所述接收信息对所述样本段的解调，
*预FEC字聚合，
*解映射和解码。
所提出的解决方案实际上允许处理大量的载波并且处理长突发而没有明显的抖动。实际上，突发不需要被缓冲，而是可以分段进行处理。只有与FEC字相对应的最小实体、符号或样本通过预FEC字聚合而被缓冲或聚合，从而显著减少抖动，同时允许长突发，从而最小化开销，因为每个突发只有1个前同步码。所提出的多载波解调器结构允许以自适应的方式使用MF-TDMA传输方案。它给予控制器装置在返回链路中将所需的时间和频率资源分配给时间-频率平面内的终端的自由。
优选地，解调包括在逐段的基础上进行匹配滤波，产生符号段的流，并且所述预FEC字聚合包括属于单个前向纠错字的流的符号段的聚合。
在优选实施方案中，处理块包括
-单个解调器，所述单个解调器被布置成接收一个或多个样本段的串行化流，并且被布置成基于样本段的内容、基于指示样本段所属的接收信号的状态以及基于接收信息来逐段地解调样本段，从而产生符号段的串行化流，
-预FEC字聚合器，所述预FEC字聚合器被布置成聚合属于一个或多个前向纠错字中的单个前向纠错字的符号段的串行化流的符号，
-解映射器和解码器，所述解映射器和解码器被布置成对从预FEC字聚合器接收的聚合符号进行解映射和解码。
在一个实施方案中，配置信息包括起始时间、中心频率、符号速率、功率、调制和编码类型、已知符号组成、前向纠错字数中的一者或多者。在特定实施方案中，包括这样的配置信息的控制器装置可与如先前段落中描述的处理块组合。
在优选实施方案中，控制器装置被布置成至少一次传输用于所述多个终端中的第二类终端的发射信息，由此第二类终端的发射信息包括关于发射突发信号的信息，所述信息包括起始时间、中心频率、符号速率和前向纠错字数中的一者或多者。这允许第二类终端中的终端发送持续时间大于帧持续时间的发射突发信号。
在一个实施方案中，所述控制器装置被布置成考虑以下各项中的一项或多项来计算所述时间-频率计划：第一类终端的传输请求、服务水平协议以及与公平性和信号质量相关的信息。
发射突发信号优选地用由一组系数描述的脉冲整形滤波器来整形。在实施方案中，存在一组或多组系数以供选择。在更具体的实施方案中，仅存在一组系数。在实施方案中，滚降因子是参数。
在其他实施方案中，接收信息包括一个或多个接收信号中的每一个接收信号的起始时间、中心频率、符号速率中的一者或多者。
在实施方案中，信道化器被布置用于使用所述中心频率对一个或多个样本段进行下变频和抽取。信道化器可进一步被布置成相对于符号速率以固定过采样率执行抽取。在优选实施方案中，固定的过采样率在1.2和1.8之间。
有利地，每个终端的发射突发信号具有对应于整数个时隙的持续时间。所提出的解决方案实际上避免了在突发内用伪符号进行的不需要的填充，因为可以挑选任何符号速率，使得每个终端的发射突发信号具有整数个时隙的持续时间。
在一个实施方案中，结果信号样本的预定数目等于应用于结果信号版本的FFT的长度减去重叠长度。
在优选实施方案中，信道化器被布置成将配置ID号附加到一个或多个样本段。
在另一实施方案中，发射突发信号包括前同步码和多个导频符号组，由此所述组的大小与通信链路质量相关。
优选地，单个解调器包括采集单元、匹配滤波器、相位跟踪器和均衡器。采集单元被布置成基于所述接收信息和所述配置ID号聚合所述前同步码所属的样本段，加载指示所述前同步码所属的接收信号的所述状态的一部分，并计算对应于所述接收信号的接收等级、频率偏移、定时偏移和相位偏移中的一者或多者。
在有利的实施方案中，匹配滤波器和/或相位跟踪器和/或均衡器各自被布置成基于接收信息和配置ID号逐段地加载状态的另外部分，并且当样本段已被处理时保存与指示样本段所属的接收信号的新状态相关的信息。
在本发明的实施方案中，所述系统包括用于从所述新状态加载所述状态和存储所述新状态的存储装置。所述存储装置可以被实现为用于采集单元、匹配滤波器、相位跟踪器和均衡器中的每一者的多个专用嵌入式RAM，状态可以以并行方式分布到所述多个专用嵌入式RAM。
有利地，控制器装置被布置成使用具有多行和两列的逻辑表来在逐时隙的基础上配置多载波解调器结构。
在又一些实施方案中，多载波解调器结构被布置成在第一时刻解调在40ms的一个帧中的125MHz的结果信号，所述结果信号包括来自8000个终端的多于8000个突发信号，并且在另一帧中解调一个突发信号，所述突发信号具有等于帧持续时间的持续时间和等于总带宽的占用带宽，并且在不同于所述第一时刻的第二时刻解调连续的时间突发信号。
所述单个解调器包括匹配滤波器，所述匹配滤波器被布置成接收一个或多个样本段的串行化流，并输出包含I/Q符号的I/Q符号段。
所述系统可进一步被布置成在处理来自样本段的最后样本之后保存匹配滤波器状态，并且在开始处理与特定接收信号相关联的新样本段之前，从所述特定接收信号中读取在前一个样本段之后保存的状态。
为了总结本发明和相对于现有技术实现的优点，上文已经描述了本发明的某些目的和优点。当然，应当理解，根据本发明的任何特定实施方案，未必可以实现实现所有此类目的或优点。因此，例如，本领域技术人员将认识到，本发明可以以实现或优化如本文所教导的一个优点或一组优点而未必实现如本文可能教导或建议的其他目的或优点的方式来体现或执行。
参考下文描述的实施方案，本发明的上述和其他方面将变得显而易见并且被阐明。
附图说明
现在将参照附图以举例的方式进一步描述本发明，其中在各个附图中相同的附图标记是指相同的元件。
图1示出了用于经由卫星进行通信的系统，其包括网关、卫星和多个终端。网关包括发射器、控制器和多载波解调器结构(MCD接收器)。网关在前向链路中向卫星发送上行链路信号，并在返回链路中从卫星接收结果信号。
图2示出了在DVB-RCS2中如何通过带宽时间单位(BTU)的概念将来自终端的有效载荷位映射到时间和频率资源。在DVB-RCS中定义BTU背后的想法是允许多载波解调器以可行的低成本方式解调所有载波，例如，使用可以选择为BTU带宽的倍数的带宽的信道化器。
图3示出了由于使用BTU的概念导致的时间和频率上的有限粒度而难以将FEC字的倍数适配于BTU的倍数。具体地，图3示出了BTU类型可以将具有1个FEC字的场景映射到BTU单元而无需伪填充，然而在单个突发中传输2个FEC字的情况下这是不可能的。
图4示出了根据具有多个并行解调器的现有技术MCD的时间-频率计划。
图5示出了根据具有较短突发的另一现有技术MCD的时间-频率计划。由于在每个时隙之后添加了保护时间，并且每次传输(即，图5中的每个白框)至少包括前同步码，因此在该解决方案中时间“丢失”。
图6示出了根据本发明的实施方案的时间-频率计划。
图7示出了为什么在挑选符号速率方面具有大的自由度会导致在突发结束时避免未使用的填充。
图8提供了根据本发明的实施方案的时间-频率计划的另一图示。
图9示出了根据突发和片将时间细分为片以及将突发细分为段，还示出了在突发结束或开始时，段可以具有比片更短的持续时间。
图10示出了突发中的已知信号组成。
图11示出了MCD结构中的单个MCD装置以及它如何将结果信号处理为经解码的FEC字。
图12示出了这样的实施方案，其中预FEC字聚合器紧接着位于匹配滤波器之后，随后是相位跟踪器和均衡器以及解映射器和解码器。
图13示出了其中预FEC字聚合器位于解映射器之后的实施方案。
图14示出了其中预FEC字聚合器位于信道化器之后的实施方案。
具体实施方式
将关于特定实施方案并参考某些附图描述本发明，但本发明不限于此，而仅受权利要求的限制。
此外，说明书和权利要求中的术语第一、第二等用于区分相似的元件，而不一定用于以时间、空间、排列或任何其他方式描述顺序。应当理解，这样使用的术语在适当的情况下可互换，并且本文所描述的本发明的实施方案能够以不同于本文所描述或说明的顺序操作。
需要注意的是，在权利要求中使用的术语“包括”不应被解释为仅限于其后列出的装置；其不排除其他元件或步骤。因此，其被解释为指定所提及的所陈述特征、整体、步骤或部件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整体、步骤或部件或其群组的存在或添加。因此，表述“包括装置A和B的装置”的范围不应限于仅由部件A和B组成的装置。这意味着就本发明而言，该装置的唯一相关部件是A和B。
在整个说明书中对“一个实施方案”或“实施方案”的引用意味着结合实施方案描述的特定特征、结构或特性包含在本发明的至少一个实施方案中。因此，在本说明书全文中的不同位置出现的短语“在一个实施方案中”或“在实施方案中”不一定全部指相同的实施方案，但可指相同的实施方案。此外，在一个或多个实施方案中，特定特征、结构或特性可以任何合适的方式组合，如本领域的普通技术人员从本公开内容中将显而易见的。
类似地，应当理解，在对本发明的示例性实施方案的描述中，有时将本发明的各种特征分组在单个实施方案、图或对其的描述中，以简化公开内容并帮助理解各种发明性方面中的一个或多个。然而，本公开的这种方法不应被解释为反映以下意图：要求保护的发明需要比每项权利要求中明确叙述的特征更多的特征。相反，如以下权利要求所反映的，发明性方面在于比单个前述公开的实施方案的所有特征更少的特征。因此，具体实施方式所附的权利要求据此明确并入此具体实施方式中，每项权利要求独立地作为本发明的独立实施方案。
此外，如本领域技术人员将理解的，虽然本文所描述的一些实施方案包含一些特征而不是其他实施方案中包含的其他特征，但不同实施方案的特征的组合意味着在本发明的范围内，并且形成不同的实施方案。例如，在所附权利要求中，任何要求保护的实施方案均可以任何组合使用。
应当注意，当描述本发明的某些特征或方面时，特定术语的使用不应当被认为暗示该术语在本文中被重新定义为被限制为包括与该术语相关联的本发明的特征或方面的任何特定特性。
在本文提供的描述中，阐述了许多特定细节。然而，应理解，本发明的实施方案可在没有这些特定细节的情况下实行。在其他情况中，未详细示出熟知的方法、结构和技术以免妨碍对此描述的理解。
在本发明中，提出了包括多载波解调器(MCD)结构(107)的通信系统(100)，该多载波解调器结构包括一个或多个多载波解调器装置，所述多载波解调器装置可被缩放以处理大量并行载波，例如多于1000个并行载波，并且所述多载波解调器装置可处理长突发而无需在解调之前缓冲整个突发。这样的多载波解调器结构允许对给定终端的资源分配的许多灵活性，因为终端可以被分配给任何持续时间和频率带宽。本发明还提出了时间-频率调度(600)，其中，不管链路预算(以及因此配置的调制和编码)和要传输的有效载荷大小如何，不需要在来自载波的突发内用伪符号进行的填充。
在本公开中，假定终端(103)已经经由公知的现有技术方法登录到网络，例如针对非常低的SNR登录参见US6377561B1或US9621204B2。登录可以以经请求或未经请求的方式发生。作为登录的结果，控制器装置知道终端。而且，在登录过程之后，频率偏移和定时偏移不确定性受到限制。例如，定时偏移不确定性为峰间12μs，而频率偏移不确定性为峰间6kHz。关于登录的更多信息可见于例如DVB-RCS2中。一旦登录，终端也经由前向链路接收NCR，并且它可以经由信令信道向集线器(101)提交容量请求。容量请求可以例如包括终端想要在例如具有40ms持续时间的帧中传输的有效载荷大小。终端可以以频繁的方式发送这样的容量请求，例如每帧，例如每40ms。基于该容量请求和多个其他标准，控制器经由前向链路向终端发送一定量的发射信息，包括中心频率、符号速率、调制和编码、终端可以在其间发送它的有效载荷的起始和停止时间。
在返回链路中，终端通过在约定的时间和频率上发送突发信号，经由至少一个卫星向网关(101)发送业务。突发信号(也简称为“突发”)是来自单个终端的连续时间(因此，其间没有保护时间)载波，并且也被称为发射突发信号。卫星网络内的终端都在给定的总卫星网带宽(参见图6中的(603))内发送突发或传输突发信号。突发在时间上大部分是有界的，但是本发明也适用于没有已知结束时间的突发(例如，来自第二类终端的突发，如进一步解释的，例如(601))。MCD结构接收结果信号(104)，该结果信号包括对应于由终端传输的一个或多个信号的一个或多个接收信号。在MCD结构中接收的结果信号具有小于或等于给定总带宽(603)的总占用带宽。为了以适当的方式解调结果信号，MCD结构从控制器接收至少包括以下各项的接收信息：所述起始时间、中心频率、符号速率、前同步码或报头的长度，从各个终端接收的信号中的每个信号的调制和编码类型。在优选实施方案中，控制器装置每时隙(例如每5ms)将该接收信息发送到MCD结构，使得MCD结构不需要存储太多的信令。接收信息可以例如通过UDP/IP传送到MCD结构中的FPGA。
MCD结构例如基于突发内的已知符号(诸如报头和导频)执行同步。同步通常由采集单元(1103)、匹配滤波器(1104)、相位跟踪器和均衡器(1105)来执行。频率偏移、信道增益(等级和相位)和时间偏移在前同步码内的报头上由采集单元估计，并且由匹配滤波器和相位跟踪器在整个突发内进一步精细跟踪。专用信号质量估计器还可以估计上行链路和下行链路上的信噪比、信号失真比、衰落等。中央控制器装置使用诸如时间偏移、频率偏移、信噪比监测等突发参数来向终端发信号通知调整后的传输参数，诸如调整后的传输起始时间、调整后的中心频率、调整后的调制和编码、另一功率和符号速率、特定的已知符号组成(即，报头的长度，包括在突发中的导频符号的位置和数量)，以便最大化传输效率。
由于如上所述的强大的MCD结构的可用性，可以提出完全灵活的MF-TDMA传输方案，其中调度器或控制器装置在时间-频率平面内具有准完全的自由度，以在返回链路中向终端分配所需的时间和频率资源。此外，在所提出的方案中，帧结构不一定是超帧或帧类型取向的，而是完全自适应的。对于称为第一类的第一组终端，突发持续时间(例如(602))短于帧持续时间(604)，并且根据网络的动态需要存在基于逐帧的资源分配。这导致时间和频率资源的精细优化分配并使性能最大化。对于称为第二类的另一组终端，突发(例如601)持续时间长于帧持续时间。例如，它可以是没有指定结束时间的连续载波。提出了一种传输方案，其中可以在相同的卫星网中服务第一类终端和第二类终端，因此它们由相同的MCD解码，而无需为第二类解调器保留专用解调器(这不是FPGA资源有效的)。更具体地，根据本发明，MCD架构(在图11中更详细地示出)使得解调不依赖于突发的持续时间，因此也不依赖于它是来自第一类终端还是第二类终端。这是本发明优于现有技术解决方案的明显优点。
首先解释调度器为第一类终端分配时间-频率资源。返回信道调度窗口被定义为有界时间-频率帧(604)，该有界时间-频率帧被设计为有效地托管来自第一类终端的许多突发。更具体地，每个这样的终端在帧内被分配一个或多个称为突发(801)的专用时间和频率区域。在一个实施方案中，突发可具有任意的持续时间。在另一个实施方案中，突发可以在时间上跨越一个或多个时隙(904)，其中时隙具有预定的定时持续时间，例如5ms。如已经在背景技术部分中解释的，资源调度器或控制器根据各个方面将返回容量(时间和频率)分配给不同的终端，这些方面比如信号质量、容量请求(通常，终端表达它想要传输的位量)、公平性、服务水平协议等。帧持续时间是预定整数个时隙，例如八个时隙。在通过调度算法确定帧中所有突发的最佳时间-频率打包之后，通过前向链路将该配置信息(即，发射信息)用信号通知给终端。
本发明提出的传输方案详细说明了如图6所示的返回链路时间/频率帧，其中Ti是指由终端i发送的载波。Ti通常被称为突发。为了时间和频谱的最佳使用，在逐帧的基础上优化时间/频率计划。此类帧有时也被称为超帧，例如在DVB-RCS2中。为了最佳效率，时间/频率平面中的矩阵表示(灰色框)中的未使用区域应被最小化。此外，突发内的伪符号的量也应被最小化。最后，应当最小化已知符号(例如报头和导频符号)的量。频率和时间粒度越细并且帧越长，则效率越好。为了最小化时间-频率平面的未使用部分(605)，需要分配时间-频率平面的部分，其中在时间维度和频率维度之一中存在准无限粒度。在实施方案中，在时间维度和频率维度两者中的准无限粒度甚至可以更好地服务所有终端业务需要，如下所解释的。在时间和频率网格优化之上，终端经由自适应编码和调制(ACM)算法，基于它们各自的链路预算、终端发射功率能力和业务需要从控制器接收功率密度以及调制和编码(modcod)。具有大容量和小容量需求的终端通常在相同的卫星网中共存，因此在相同的时间-频率帧中共存。每个终端的业务需求可以以突发方式迅速改变。在每个帧结束时，下一帧的时间-频率计划由控制器固定，并被发信号通知所有相关终端，使得它们可以根据该时间-频率计划来组织它们的传输。
因此，如图6所示的时间-频率调度通常更有效，因为存在几乎无限的频率粒度。图7示出了为什么这不会在时间-频率平面中产生未使用部分。更具体地，通过允许突发的符号速率(702)为任何值，可以修改符号速率，使得前同步码(701)、后同步码和有效载荷(对应于FEC字的倍数)以及导频位总是完美地适配于突发持续时间。图8是根据本发明的帧的另一图示，示出了突发可以根据需要具有任何符号速率。
在每一帧处，确定下一帧的时间-频率计划。时间-频率计划可以是具有无限频率粒度的任意难题，并且在特定实施方案中是时隙的时间粒度。
此外，无限时间粒度甚至可以更好地解决终端的业务需要。考虑例如具有100个终端的情况，其中除了两个终端之外的所有终端已经被分配给时间-频率帧中的突发，并且仅保留灰色区域，其中频率带宽等于允许终端传输的最小带宽。两个终端具有相同的业务需要，但是剩下3个时隙。就无限时间粒度而言，每个终端可被分配1.5个时隙。本发明提出的通信系统的多载波解调器可以处理这样的无限时间粒度。然而，对于MCD配置管理来说，将突发限制为等于时隙的整数倍数的持续时间是更为实际的。在本说明书中也讨论了后一种情况。
第一类终端中的终端的突发是分配给该特定终端的帧内的时间和频率单位。在一个实施方案中，突发总是在特定的时隙边界处开始，并且可以跨帧内的多个时隙继续。对于第二类的终端，突发的持续时间比帧长。此外，突发通常由中心频率、符号速率以及起始和停止时刻表征。突发包括已知符号和数据符号。已知符号的位置和类型导致已知的符号组成，以便使时分复用解调，即不需要首先缓冲整个突发的突发解调，成为可能。本发明的一方面在于，该已知符号组成包含以下元素(参见图10)：
-起始保护时间符号(以计及定时不确定性)
-用于初始采集(初始定时、相位、等级和频率偏移估计)的报头(也称为前同步码)
-有效载荷数据符号
-导频符号，按导频组排序
-结束保护时间
-用于块上变频器(BUC)功率斜升的任选填充(瞬态吸收段，其中瞬态可以是由于由室内单元施加的驱动功率的突然变化而导致的终端BUC频率瞬态，或者终端室内单元合成器重新配置瞬态)。瞬态吸收段具有固定的持续时间T瞬态。可以设想到允许T瞬态接近零的终端架构。
突发的时分复用解调(不缓冲完整突发)需要允许同步的已知符号组成，该同步在输出有效载荷数据的第一符号之前不需要完整突发。在本发明的方法中，选择发送前同步码(1003)而不是后同步码(因为该后同步码对于在突发的结束可用之前处理的突发的大多数段无论如何都不可用)。前同步码在突发中发送一次，而导频符号(1005)通常分布在整个突发上。频率偏移、信道增益(等级和相位)和时间偏移在前同步码内的报头上估计，并且由匹配滤波器(1104)和相位跟踪器(1105)在整个突发内进一步精细跟踪。
报头或前同步码(1003)必须位于突发的开始处。为了检测突发的频率偏移和相位偏移，负责检测段中的哪个样本是突发的第一样本的采集块(1103)不能利用分布在突发中的其他导频符号(1005)来进行初始采集。当使用采用完整突发的采集算法时，时分复用解调是不可能的。
对于进一步的相位跟踪，导频分布使得相位跟踪环路不会需要位于突发中更远的导频符号(这将需要缓冲更多的符号)。为此，突发中的导频组保持尽可能短(对于中等和高SNR，短至1个符号)。经验法则是接收到的导频组与传输的导频组的相关性导致相关后的总SNR为15dB，以避免相位估计上的相位模糊(即，相位误差大于2πrad)。因此，如果通信信道SNR高于15dB，则导频组可以短至1个符号。如果通信信道SNR高于12dB但小于15dB，则导频组可以短至2个符号，依此类推。对于每个导频组，执行相位估计。使用二阶环路滤波器执行相位跟踪。在某个时刻，相位校正是基于当前二阶滤波器状态。每次新的导频组可用时，将估计误差馈送到环路，并且更新环路状态参数(相位和频率)。
在突发被完全缓冲的情况下，另选方法将是存储完整的突发，然后组合所有的导频功率以用于最佳的相位和频率估计。后一种方法在估计质量方面更优，但不允许时分复用解调。
所需的导频符号开销取决于期望的信噪比和当前的相位噪声(其取决于符号速率)。对于每个信噪比操作点和符号速率，导频组周期和大小被单独优化。信噪比越高，导频组可以越短，因此对于恒定数量的导频符号，可以在突发上分布更多的导频符号，这导致更好的相位跟踪(即，更频繁地更新二阶滤波器环路状态)。
如上所述，来自终端的载波被表示为突发。
“帧”被细分为时隙(904)。
参考图11。如上所述，具有并行解调器的MCD结构不能缩放到要解调的1024个载波。另一方面，由于抖动的原因，存储突发是不可能的。下面描述能够处理1024个载波以及长突发的MCD结构。
前端电路(1101)以接近0MHz的可接受的中心频率将传入波形或所谓的结果信号(104)转换成数字样本序列(1109)，也称为结果信号的版本。这之后是信道化器(1102)。信道化的问题领域是很好理解的，参见例如US8831121B。信道化器的作用是将接收信号的片(905)以ADC采样率下采样并串行化为多个样本段(1110)，其对应于在合适过采样率(样本/符号)下的载波或突发的部分，以用于后续的解调和解码工作。
信道化器之后的时间维度被细分为包含多个样本段(901)的片(905)，如图9所示。片边界与时隙边界不一致。信道化器必须以有效的方式对所有载波进行带通滤波。信道化器通常通过首先应用FFT，然后在频域中滤波，然后应用IFFT来在频域中执行带通滤波。“片”是指可适配于一个FFT操作的样本序列(序列的大小对应于FFT大小N-重叠段大小)。其持续时间取决于采样率、FFT大小和重叠大小。示例性的FFT大小是N＝16k，并且对应的重叠段跨越4k样本。因此，在大约166MHz的采样率下的12k样本产生72μs的持续时间。
“样本段”(901)是指频域中片的一部分。因此，样本段具有与片相同的持续时间，但是具有较小的频率带宽。对此存在两个例外。如果时隙边界与片边界不一致，则突发结束时的样本段可以具有比片持续时间更短的持续时间，这是典型的情况。因此，在下一个突发的开始处的样本段也更短。这在图9中清楚地示出，其中在突发1(902)和2结束时的样本段较短，并且突发5(903)的第一样本段在突发1和2之后开始。因此，样本段只能包含来自位于对应片内的单个突发的样本。由于对具有可能多于1000个载波的信号进行信道化的要求，目标是以串行方式输出每个样本段，因此一个接一个地输出(1110)。因此，信道化器具有单个输出。例如，在存在三个并行载波的情况下，信道化器首先输出第一载波的样本段(例如，图11中的样本段2,a)，然后输出第二载波的样本段(图11中的样本段1,a)，并且最后输出第三载波的样本段(图11中的样本段2,a)。然后，第一载波的第二样本段(图11中的样本段2,b)可例如跟随其后。这允许单个解调器(1108)按段处理段，而不是并行解调器。
“时隙”(904)是突发的最小持续时间。在突发总是跨越整数个时隙并且总是在时隙边界上开始的特定实施方案中，接收信号的时间-频率计划保持不变的是最小持续时间；或者换句话说，时间-频率计划可以改变的最早时间。例如，在支持最多1024个载波的情况下，后者与在每个时隙中，接收信号中可以存在最多1024个突发的说法相同；在时隙的中间没有新的突发起始。
因此，在接收器侧，在该特定实施方案中，信道化器由控制器为每个时隙重新配置，使得它可以在其输出处将接收信号中的所有突发分离为分离的样本段。更具体地，控制器为时隙中的每个突发发信号，由ID、中心频率和符号速率、起始时间和停止时间来表示。因此，信道化器可以以特定的过采样率滤除这些突发。在特定实施方案中，时隙持续时间是5ms。
当控制器写入所述配置并且信道化器读取所述配置时需要小心。为了避免写入和读取相同的存储器地址，由控制器进行的信道化器配置如下进行。将配置写入具有1024行和2列的逻辑表中(在硬件中，该逻辑表通常使用两个单独的存储器来实现，每列一个存储器)。软件读取当前接收信号所属的时隙的配置。这种配置在两列中的一列中。在该时刻，另一列由硬件释放用于软件配置。也就是说，一旦信道化器开始从一列读取，它就释放另一列。时隙需要5ms，因此软件具有5ms的时间(在特定实施方案中的时隙持续时间)来配置具有用于下一时隙的配置的另一列。该配置通常需要远小于5ms。一旦对应于下一时隙的接收信号被处理，即信道化器开始从另一列读取，则第一列由硬件释放以用于软件配置，使得软件再次具有5ms的时间来配置具有用于后续时隙的配置的第一列等。
时隙边界在片边界上不一致。这意味着在片内，突发结束和新突发起始是可能的。利用前面解释的机制，这不是问题，因为用于下一时隙的配置已经由信道化器在当前时隙结束之前配置，即在信道化器刚开始利用用于下一时隙的配置来处理另一列之前配置。
对于特定的突发，输出的样本段当然是正确的顺序。信道化器还包括每个样本段的标识符，称为配置ID，作为解调器中后续块的信令。配置ID允许每个后续块
·在需要的情况下加载与段中的突发相对应的正确状态(关于状态加载和保存的更多内容在下文中解释)(参见下文)
·设置与突发符号速率、起始和停止时间、中心频率等相对应的正确参数。
·在需要的情况下在其处理结束时保存正确状态(参见下文)。
匹配滤波器、相位跟踪器和均衡器每段只需加载和保存状态一次。例如，对于图9中的突发1(902)的最后段，状态必须在该段开始时加载，但在该段结束时不保存，因为它是突发的最后段。对于突发5(903)的第一段，在段开始时不必加载状态，因为它是第一状态，但是在段结束时必须保存状态。因此，在特定实施方案中，该配置ID可以是0和2047之间的数字。例如，前1024个配置ID是指一时隙中的突发，并且后1024个配置ID是指下一时隙中的突发。对于接下来的块，就像信道化器一样，一旦表的一列被硬件释放，即当硬件正在处理另一列时，软件就会配置该列。该列的每一行包含对应配置ID的信息。因此，基于附加到至少段的配置ID，块可以从由软件写入的表中获取该信息。
在优选实施方案中，过采样率(样本/符号)是固定的，其中值介于1.2和1.8之间，这取决于实现方式(例如，取决于发射突发信号所使用的滚降，或取决于加载和保存解调器块的状态所需的时钟量)。过采样率不应过高，以避免需要过高的FPGA时钟速率，以便能够及时地处理所有样本段。其也不应太低，以确保感兴趣的有用载波(包括频率偏移不确定性)不会因信道化器滤波而失真。为了执行其任务，信道化器从控制器接收来自对应于所述多个终端的所述一个或多个发射突发信号的一个或多个接收信号的结果信号的描述，其中总占用带宽小于或等于所述给定总卫星网带宽。从控制器发送的描述可以包括突发的结束时间、新突发的起始时间、符号速率和所有突发的中心频率。在优选实施方案中，每个时隙发送该描述，以避免信道化器必须存储所有该信息。基于本发明，信道化器可以配置多个滤波器，以从调谐器和模数转换器处理之后获得的结果信号的版本中滤除并抽取突发中的每个突发，以达到期望的过采样率，例如在突发的符号速率的1.2倍和1.8倍之间的值。
在现有技术方法中，例如在US8831121B中，来自信道化器的输出处的样本被缓冲，直到出现完整的突发，该突发被提供给处理该突发的解调器。
此处，由于所采取的措施(例如，固定的过采样率，适中的开销，用于对发射突发信号进行脉冲整形的一组固定系数(在下文中解释))，因此以下架构允许逐段地解调突发。即，每个段被提供给解调器，而不需要首先缓冲完整的突发。
更具体地，采集单元缓冲样本段，直到出现完整的报头(每个突发起始处的序列)，这允许确定该突发的相位偏移、频率偏移、定时偏移和等级。更具体地，每个样本段包含由信道化器添加的标识符，该标识符标识样本段属于哪个突发。基于由控制器提供给采集单元的接收信息，对于每个突发，采集单元知道它必须聚合哪些样本段，从而保证前同步码属于聚合的样本段。聚合的样本段用于确定突发的定时偏移、频率偏移、等级和相位偏移。这包括例如与存储的前同步码样本矢量的一组版本的相关性。可以基于配置ID号从专用RAM存储器中获取前同步码样本矢量。通常，仅使用少量的前同步码类型。例如，长度为16、32、64、128、256、512、1024和2048个符号的前同步码可由终端选择以包括在发射突发信号中。在另一实施方案中，可选择32个不同的前同步码。假定由终端使用的用于组成发射突发信号的平方根升余弦脉冲整形滤波器的滚降是恒定的，例如等于2％或等于5％，并且假定过采样率是恒定的，则导致少量的前同步码样本矢量被存储在采集单元中。前同步码样本矢量是以固定的过采样率并且以所述恒定的滚降因子对相应的前同步码符号矢量进行脉冲整形的结果。
所存储的前同步码样本矢量的版本对应于应用频率偏移来设置所存储的前同步码样本矢量。每个版本对应于另一个频率偏移假设。所存储的前同步码样本矢量的版本与聚合的样本段的一组时移产生最高相关值，指示所估计的频率偏移(对应于所设置的版本)和定时偏移(对应于所述时移)。最高相关值的等级和相位指示突发的等级和相位偏移。
总之，由于由终端在其脉冲整形滤波器中应用的恒定滚降和由信道化器应用的恒定过采样率，采集单元仅需要存储有限数量的前同步码样本矢量，其不占用大量存储器(例如，50kbit的量级)并且不需要时间或FPGA资源来生成该前同步码样本矢量(因为其仅仅需要从所述存储器加载该矢量)。
在估计等级、相位偏移、频率偏移和定时偏移之后，采集单元简单地将对相应突发的一个或多个样本段的那些估计包括到单个解调器中的下一个块中，同时转发样本段(1111)本身。
本领域技术人员容易理解，平凡扩展是例如使用两个可能的滚降因子来对发射突发信号进行脉冲整形。然后，来自控制器的接收信息还为配置ID号中的每个配置ID号指定滚降因子，使得采集单元可以从专用RAM(在这种情况下，其长度是利用单个滚降因子实现的长度的两倍)中获取正确的前同步码样本矢量(即，利用正确滚降因子进行脉冲整形)。可以对三个或更多滚降因子进行类似的扩展。因此，用于存储所有可能的前同步码样本矢量的RAM变得更大，但是本发明显然不限于单个滚降因子，尽管它是优选实施方案。
此外，存在除平方根升余弦滤波器之外的其他脉冲整形滤波器。实际上，根升余弦(RRC)滤波器占用大量资源，具有限制非线性饱和的高PAPR。一些码间干扰总是可管理的，因此系统实现方式不需要限于自由ISI脉冲整形和匹配滤波。存在诸如部分响应滤波之类的其他脉冲整形滤波器，参见例如US2017/207934。存在许多对给定滤波器进行加窗的加窗技术，例如Hamming窗或Kaiser窗。本发明不限于所使用的脉冲整形滤波器类型。因此，参数“滚降”可以推广到参数集。该参数集中的每个参数都可以取值。不同值组合的集合确定可能的不同脉冲整形滤波器的量。该集合的基数被定义为可配置为对终端中的发射突发信号进行脉冲整形的不同值组合的量(或系数集的数量)。存储样本前同步码矢量的RAM大小与该基数成比例。在根据本发明的系统的优选实施方案中，使用仅一个值组合的集合，因此基数为1。然而，本发明不限于此。
接下来，匹配滤波器(1104)以输出对应于输入段中的样本的符号(1112)的目标来按段处理样本段(1111)。匹配滤波器块具有两个主要任务。首先，通过简单地在信号带宽周围完美地进行低通滤波，从而滤除所有带外噪声分量，对输入信号进行匹配滤波，从而使信噪比最大化。其次，在最佳符号时间对来自匹配滤波器的输出信号进行重采样(因此最小化符号间干扰，如在本领域中公知的)。
对于适当匹配的滤波和重采样，需要符号时间和符号速率两者作为匹配滤波器块的输入参数。符号时间由采集单元估计，并且符号速率通常在解调器中以良好的准确度已知(由于时钟不确定性和/或多普勒效应，相对准确度典型地为10-5)。这两个值都用于匹配滤波器的初始化。
符号时间偏移是符号时间随时间推移的静态偏移。符号速率偏移导致符号时间偏移随时间推移的逐渐恒定的增加。对于短突发(大约1000个符号)，可以在整个突发上使用初始时间和符号速率。对于较长的突发，需要由于符号速率不准确和一些跟踪而引起的定时误差漂移。例如，在10-5符号速率准确度下，时间估计在100000符号时间之后已经从实际符号时间漂移了完整符号时间。定时环路通常是二阶环路，对于静态符号时间偏移以及对于符号时间偏移的逐渐增加(由于符号速率偏移)，使输出误差为零。
在特定实施方案中，匹配滤波器定时误差估计器通常是非数据辅助估计器(即，其不使用已知导频符号)。文献中提出了许多可能的定时误差估计器。Gardner估计器是典型的解决方案。在文献中已经广泛地描述了这种和其他定时误差估计器。本发明的卫星通信系统不受特定定时估计器的限制。
匹配滤波器的配置参数相对简单。这些参数包括符号时间、符号速率和二阶环路控制参数。对状态寄存器进行更详细说明。它包括所有匹配的滤波器抽头、跟踪的时间和符号速率以及其他硬件流水线寄存器。例如，对于2％滚降平方根升余弦匹配滤波器，完整的状态矢量可上升到每个状态矢量约3.5kbit。匹配滤波器输出被称为符号段的(1112)的第一版本，该符号段是解调的样本段。
最后，相位跟踪器和均衡器去除符号上的剩余相位和频率偏移。匹配滤波器的输出提供适当采样的符号流，即符号段(1112)。符号段的第一版本中的符号是时间对准的，但是可能存在残余相位和频率偏移误差。散点图(即，在x和y维度上将符号的I和Q值分别堆叠在彼此之上的二维图)示出了具有相位偏移并且缓慢旋转的点。相位跟踪器功能的目标是校正这些残余相位和频率误差，从而产生符号段(1113)的第二版本，简称为符号段。
就像匹配滤波器中的时间偏移一样，相位偏移是随时间推移的静态偏移，而频率误差导致随时间推移逐渐增加的相位偏移。相位和频率误差最初由采集单元估计来估计。然而，进一步的跟踪是强制性的，这是因为在突发期间由于采集单元对载波频率的不完美估计以及由于载波相位噪声引起的进一步的相位漂移。
载波相位估计可以是数据辅助的(基于导频符号)或非数据辅助的(基于有效载荷符号)。在这两种情况下，测量的相位误差被馈送到二阶控制环路以控制载波相位。类似于匹配滤波器，二阶环路可以跟踪相位误差和载波频率误差。相位跟踪器输出符号段。在该时刻，在预FEC字聚合器(1106)中缓冲符号，直到存在对应于单个FEC字的所有符号。然后将这些聚合的符号段(1114)提供给解映射器和解码器(1107)。根据解映射器和/或解码器可实现的吞吐量，可存在多于一个解映射器和/或解码器来处理聚合的符号段。
在过去，在几个FPGA时钟周期中读取和写入解调器块的状态被认为是非常困难或不可能的。回想到，例如处理组块中(更具体地，段中)的突发的匹配滤波器需要例如跟踪其滤波器缓冲器。在一个实施方案中，时分复用解调器中的匹配滤波器可能处理每个时隙中的1024个段，该时隙在特定实施方案中为5ms。匹配滤波器状态可以是3.5kbit的量级。所有并行载波的总状态量高达3.5Mbit的量级，仅用于匹配滤波器。诸如均衡器和相位跟踪器之类的其他处理块也具有要保存的状态。常规地，这样的状态管理是通过较大的外部存储器来完成的，例如双数据速率同步动态随机存取存储器(DDR SRAM)，其具有有限的写入和读取速度，例如每时钟32位。因此，加载状态已经需要110个时钟，并且保存它需要110个时钟，甚至没有提到必须也到达该DDR的所有其他块。因此，较大的块RAM或外部SRAM存储器芯片可以存储大量数据，但是不会允许非常高带宽的并行数据传输。
本发明的解决方案是使用大量的分布式块RAM。每个RAM在存储器中相当有限，例如它具有1024行和9位的位宽度，因此它可以存储约9kbit的存储器。然而，例如在几个时钟周期中，可以立即将3.5kbit写入389个并行RAM。例如，Altera Stratix IV FPGA系列托管允许实现本发明的M9K块。
上文解释了根据本发明的系统的优选实施方案。有利的是，该系统允许使用专用分布式RAM在少数时钟中保存和加载状态，使得像匹配滤波器的块可以处理段中的突发。还有利的是，系统聚合属于单个FEC字的段，而不是聚合属于完整突发的段，该完整突发可跨越1000s的FEC字并且当这样做时将导致太多的抖动。本发明的系统固定过采样率并且它使用一个或几个滚降因子以使得可以预存储前同步码样本矢量也是有益的。存在前同步码以使得第一段允许采集突发也是有益的。有利的是，控制器可以为发射突发信号选择任何符号速率，使得发射突发信号总是跨越整数个时隙，而在时间-频率帧中没有未使用的区域。由于跨越整数个时隙，因此在特定实施方案中，控制器发信号通知每时隙1024个配置就足够了。避免时间-频率帧中的空区域提高了效率。重要的是，控制器可以分配跨越比帧持续时间更长的时间的突发，而无需为此在MCD中保留专用解调器，因为MCD无论如何都逐段地处理突发。
在上面的描述中，聚合属于单个FEC字的段的预FEC字聚合器位于解映射器和解码器之前。本领域技术人员知道上述优选实施方案存在变化。实际上，存在聚合属于单个FEC字的段的预FEC字聚合器是必要的，但是该预FEC字聚合器可以位于匹配滤波器和FEC解码器之间的任何地方。例如，预FEC字聚合器可以位于解映射器之后和解码器之前。或者，它可以直接位于匹配滤波器之后或相位跟踪器之后和均衡器之前。众所周知，相位跟踪器也可以在匹配滤波器之前。此外，均衡器可以在匹配滤波器之前。类似地，采集单元或其一部分也可以在匹配滤波器之后。显然，本发明覆盖了解调器块的所有这些顺序变化。
图12示出了这样的实施方案，其中预FEC字聚合器紧接着位于匹配滤波器之后，随后是相位跟踪器和均衡器以及解映射器和解码器。图13示出了其中预FEC字聚合器位于解映射器之后的另一个实施方案。
更显著的变化是将预FEC字聚合器放在匹配滤波器之前。在匹配滤波器之前，存在样本段。在2个FEC字之间的过渡上，存在包含样本的样本段，这些样本是属于所述2个FEC字的符号的函数。这可以从脉冲整形滤波器的操作中理解。脉冲整形滤波器的输出样本是例如所谓的32个符号的加权组合。权重是滤波器系数。很可能左边16个符号是来自FEC字的映射的结果，而右边16个符号是来自先前FEC字的映射的结果。因此，输出样本是来自2个FEC字的符号的函数。因此，某些样本段“属于”2个FEC字。结果，分组聚合更复杂，因为一些样本段将需要存储在特殊存储器中以插入2个“聚合样本段”中。这也降低了预FEC字聚合器之后的最大吞吐量。因此它不是本发明的优选实施方案，但本发明不排除这种情况。类似的实施方案是将预FEC字聚合器置于信道化器之后和采集单元之前。图14示出了其中预FEC字聚合器位于信道化器之后的另一个实施方案。
虽然已经在附图和前面的描述中详细示出和描述了本发明，但是这样的说明和描述应当被认为是说明性的或示例性的而不是限制性的。前面的描述详细描述了本发明的某些实施方案。然而，应当理解，无论前述内容在文本中显得多么详细，本发明都可以以多种方式实践。本发明不限于所公开的实施方案。
通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的本发明时可以理解并实现所公开的实施方案的其他变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中叙述的若干项的功能。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施这一事实并不表示这些措施的组合不能有利地使用。计算机程序可以存储/分布在合适的介质上，诸如与其他硬件一起提供或作为其他硬件的一部分提供的光学存储介质或固态介质，而且也可以以其他形式分布，诸如经由互联网或其他有线或无线电信系统。权利要求中的任何附图标记不应解释为限制范围。

Claims (17)

1.一种用于在网关(101)和多个终端(103)之间经由卫星(102)通信的系统(100)，所述系统包括：
-控制器装置(106)，所述控制器装置被布置成计算在给定总卫星网络，即卫星网，带宽下来自卫星网的至少一个终端的一个或多个发射突发信号的时间-频率计划，并且基于所述计算的时间-频率计划向所述至少一个终端的每个终端传输发射信息以便允许所述终端传输包括一个或多个前向纠错字的发射突发信号，第一类终端的所述发射信息包括关于一个或多个发射突发信号的配置信息，从而允许所述第一类终端的所述终端在帧中传输所述一个或多个发射突发信号，每个发射突发信号被配置有所述配置信息并且具有小于或等于所述帧的持续时间的持续时间，
-多载波解调器结构(107)，所述多载波解调器结构被布置成接收包括与所述卫星网的所述至少一个终端的所述一个或多个发射突发信号相对应的一个或多个接收信号的结果信号(104)，所述结果信号具有小于或等于所述给定总卫星网带宽的总占用带宽，并且所述多载波解调器结构被布置成从所述控制器装置接收用于所述一个或多个接收信号的接收信息，所述多载波解调器结构包括
-信道化器(1102)，所述信道化器用于以大于或等于所述给定总卫星网带宽的输出速率对所述一个或多个接收信号进行逐片串行化，由此由所述结果信号的预定数量的样本形成片，从而产生对应于所述一个或多个接收信号的一个或多个样本段的串行化流，所述样本段是指频域和时域中的片部分，
-处理块，所述处理块被布置成接收一个或多个样本段的所述串行化流，并且被布置成执行
*基于样本段内容、基于指示所述样本段所属的所述接收信号的状态以及基于所述接收信息对所述样本段的解调，
*预FEC字聚合，
*解映射和解码。
2.如权利要求1所述的用于通信的系统，其中所述解调包括在逐段的基础上进行匹配滤波，产生符号段的流，并且其中所述预FEC字聚合包括属于单个前向纠错字的所述流的符号段的聚合。
3.如权利要求1或2所述的用于通信的系统，其中所述处理块包括
-单个解调器(1008)，所述单个解调器被布置成接收一个或多个样本段的所述串行化流，并且被布置成基于所述样本段的内容、基于指示样本段所属的接收信号的状态以及基于所述接收信息来逐段地解调所述样本段，从而产生符号段的串行化流，
-预FEC字聚合器(1006)，所述预FEC字聚合器被布置成聚合属于所述一个或多个前向纠错字中的单个前向纠错字的符号段的所述串行化流的符号，
-解映射器和解码器(1007)，所述解映射器和解码器被布置成对从所述预FEC字聚合器接收的聚合符号(1014)进行解映射和解码。
4.如前述权利要求中任一项所述的用于通信的系统，其中所述控制器装置(106)被布置成至少一次传输用于所述多个终端中的第二类终端的发射信息，由此所述第二类终端的所述发射信息包括关于发射突发信号的信息，所述信息包括起始时间、中心频率、符号速率和前向纠错字数中的一者或多者，因此允许所述第二类终端中的终端传输持续时间大于帧持续时间的所述发射突发信号。
5.如前述权利要求中任一项所述的用于通信的系统，其中所述控制器装置(106)被布置成考虑以下各项中的一项或多项来计算所述时间-频率计划：所述第一类终端的传输请求、服务水平协议以及与公平性和信号质量相关的信息。
6.如前述权利要求中任一项所述的用于通信的系统，其中所述发射突发信号用由一组系数描述的脉冲整形滤波器来整形。
7.如前述权利要求中任一项所述的用于通信的系统，其中所述接收信息包括所述一个或多个接收信号中的每一个接收信号的起始时间、中心频率、符号速率中的一者或多者。
8.如权利要求7所述的用于通信的系统，其中所述信道化器(1002)被布置用于使用所述中心频率对所述一个或多个样本段进行下变频和抽取。
9.如权利要求8所述的用于通信的系统，其中所述信道化器被布置用于相对于所述符号速率以固定过采样率执行所述抽取。
10.如前述权利要求中任一项所述的用于通信的系统，其中每个终端的所述发射突发信号的所述持续时间对应于整数个时隙。
11.如前述权利要求中任一项所述的用于通信的系统，其中所述信道化器被布置成将配置ID号附加到所述一个或多个样本段。
12.如前述权利要求中任一项所述的用于通信的系统，其中所述发射突发信号包括前同步码和多个导频符号组，所述组的大小与通信链路质量相关。
13.如前述权利要求中任一项所述的用于通信的系统，其中所述处理块包括采集单元(1103)、匹配滤波器(1104)、相位跟踪器(1105)和均衡器。
14.如权利要求13所述的用于通信的系统，其中所述采集单元被布置成基于所述接收信息和所述配置ID号聚合所述前同步码所属的样本段，加载指示所述前同步码所属的所述接收信号的所述状态的一部分，并计算对应于所述接收信号的接收等级、频率偏移、定时偏移和相位偏移中的一者或多者。
15.如前述权利要求中任一项所述的用于通信的系统，其中所述匹配滤波器和/或所述相位跟踪器和/或所述均衡器各自被布置成基于所述接收信息和所述配置ID号逐段地加载所述状态的另外部分，并且当所述样本段已被处理时保存与指示所述样本段所属的所述接收信号的新状态相关的信息。
16.如权利要求13至15中任一项所述的用于通信的系统，其包括用于从所述新状态加载所述状态和存储所述新状态的存储装置，所述存储装置被实现为用于所述采集单元、所述匹配滤波器、所述相位跟踪器和所述均衡器中的每一者的多个专用嵌入式RAM，所述状态能够以并行方式分布到所述多个专用嵌入式RAM。
17.如前述权利要求中任一项所述的用于通信的系统，其中所述控制器装置被布置成使用具有多行和两列的逻辑表来在逐时隙的基础上配置所述多载波解调器结构。
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