CN114019563A - 基于gps和5g双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法 - Google Patents

基于gps和5g双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法 Download PDF

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CN114019563A CN202210003440.7A CN202210003440A CN114019563A CN 114019563 A CN114019563 A CN 114019563A CN 202210003440 A CN202210003440 A CN 202210003440A CN 114019563 A CN114019563 A CN 114019563A
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Abstract

本发明公开了一种基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，该方法利用传统GPS授时和5G高精度授时信道，结合FPGA的锁相环驯服时钟技术，产生稳定的高精度同步采集时钟。当勘探节点仪器工作在GPS信号弱的场景下，无法提供精确的GPS授时信号时，系统通过算法自动切换5G授时，增加了系统在复杂环境下工作的稳定性。该方法相对现有的地震勘探网同步机制，能有效提高复杂环境下同步精度和稳定性，可进一步降低系统功耗。

Description

基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法
技术领域
本发明涉及地震勘探领域，具体地说是涉及一种基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法。
背景技术
如今大规模地震勘探网前端采集节点由上万个按分布式排列的地震检波器构成，要求采集节点对同一激发信源在同一时刻进行采样，否则将影响反演结果，于是地震采集仪器能实现高精度的、同步的采集显得尤为重要。为了适应野外工作特点，特别是较复杂区域环境下，仪器不易携带，所以低功耗设计成为系统设计的另一个关键问题。
主流的地震勘测节点采用分布式排列，时钟同步技术是分布式多节点数据采集系统的核心技术之一，也是一个重难点问题。另外电路系统中一般采用晶振作为时钟源，其在短时间内稳定性较好，但是随着环境温度的变化以及时间推移和电压偏差影响，时钟频率会产生偏移。目前国内外时钟同步方案主要有基于网络时间协议（Network TimeProcotol, NTP）、基于 IRIG-B （InterRange Instrumentation Group）码的时钟同步技术、基于卫星脉冲信号授时的时钟同步技术等。计算机可以通过NTP协议对时钟源进行高精准度的时间校正，但通过该技术获取的时间戳来自距离较远的应用层，没有考虑到处理时间以及传输时间的延迟，精度只能达到毫秒级，这对于高精度同步采集系统来说远远不够。IRIG-B码又称B码，具有微秒级的精度，目前已经在国际上广泛使用，但也只适用于短距离同步。全球定位系统（Global Positioning System, GPS）的时钟信号由原子钟产生，GPS接收机通过接收来自卫星时间信息来获取协调世界时间（Universal Time Coordinated,UTC）和1PPS秒脉冲信号，可用于对本地时钟进行校准，此方法可以获取的时钟精度可达10-12~10-15，不存在累计误差，对于硬件要求低并且实现过程容易，已广泛应用于地震勘探仪器的同步方案中。但是 GPS终端模组的信号会受到电离层和对流层延迟误差、多径效应以及接收机噪声信号干扰的影响，此外该方法会导致系统过分依赖卫星信号，一旦卫星信号丢失便会造成系统时钟漂移。另外考虑到地震勘探设备常工作在复杂施工线上，如密林，涵洞等，GPS接收机常出现信号弱甚至是无信号状态，这种情况下如何实现高精度时钟同步。如今5G技术正如火如荼的发展，5G信号包含高精度时间信息，通过5G网络为海量采集节点提供高精度同步时钟成为优选方案。
现有技术中公开号为：CN111610557A，名称为：一种基于5G通信的石油勘探检测装置及其方法，采用了GPS授时方案，通过5G传输数据，只有一种授时方案，在GPS信号弱时无法完成授时。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提供了一种基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，利用GPS授时结合FPGA的锁相环驯服时钟技术，产生稳定的高精度同步时钟，对GPS采用休眠唤醒机制，利用“授时+守时”模式可进一步降低系统功耗。
为了达到上述目的，本发明是通过以下技术方案来实现的：
本发明是基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，具体步骤如下：
步骤1，采集站系统初始化；
步骤,2，判断采集站检测到的卫星信号是否满足GPS授时要求，若满足则开启GPS授时，若不满足则开启5G授时；
步骤3，驯服恒温晶体振荡器输出同步采样时钟；
步骤4，进行数据采集，并保存数据。
本发明的进一步改进在于：步骤2中，对采集站检测到的卫星信号进行判断具体步骤如下：
a1，将接收到的卫星信号经下变频处理变成中频信号；
a2，将中频信号的采样信号与本地
Figure 628369DEST_PATH_IMAGE001
码做相关运算，当两者码相位对齐时，表示完成解扩；
a3，将解扩后的信号乘上
Figure 483192DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 262929DEST_PATH_IMAGE003
得到实部和虚部分量，再经多个周期的累加求平方和，最后将两个通道能量合并得到最后的相关值，运算公式如下：
Figure 595822DEST_PATH_IMAGE004
式中
Figure 410194DEST_PATH_IMAGE005
是经过FPGA处理后的GPS信号对应的数字信号，
Figure 170339DEST_PATH_IMAGE006
为本地载波的频率，
Figure 437373DEST_PATH_IMAGE007
为采样点的序号，
Figure 636273DEST_PATH_IMAGE008
为复现的
Figure 242835DEST_PATH_IMAGE001
码的相位偏移，
Figure 236199DEST_PATH_IMAGE009
为相关运算结果，
Figure 928211DEST_PATH_IMAGE010
为一个
Figure 665223DEST_PATH_IMAGE001
码周期里的采样点数，
Figure 123362DEST_PATH_IMAGE011
表示使用一次相关运算中使用
Figure 553206DEST_PATH_IMAGE011
周期长的数据，
Figure 732514DEST_PATH_IMAGE012
表示进行
Figure 7638DEST_PATH_IMAGE012
次相关计算且每次都是使用
Figure 588792DEST_PATH_IMAGE011
周期长的数据；
a4,重复a1- a3的步骤对每颗卫星进行同样搜索，确定最大峰值和次大峰值的比值，若比值大于设定的门限值，则接收机接收到的GPS信号用于GPS驯服时钟，继续执行GPS授时，否则切换5G授时。
本发明的进一步改进在于：GPS授时具体步骤如下：
b1, GPS天线接收卫星所发射的电磁波信号并转变成电压或电流信号，发送PPS秒脉冲信号到FPGA鉴相器模块，采用改进的抽头延迟链法的 TDC获取相位差，继而鉴相器比较PPS秒脉冲信号相位与OCXO输出除以105得到的相位，得到两个信号相位差；
b2, 通过数字式相邻平均滤波器对相位误差进行滤波，设平滑点数为N，TDC输出信号为
Figure 923958DEST_PATH_IMAGE013
，则经过滤波器后的表达式通过函数
Figure 590563DEST_PATH_IMAGE014
表示：
Figure 669378DEST_PATH_IMAGE015
；
b3, 将鉴相器的输出信号输入到比例积分型环路滤波器中进一步的滤除高频分量，输出控制信号调节压控振荡器；
b4, 控制电压通过DAC转换为模拟信号实现对OCXO输出频率的调节，
b5,驯服完成后关闭GPS授时模块，FPGA检测 OCXO相位偏差，并根据晶振温度偏差和老化模型调节输出控制电压来校正 OCXO 输出频率。
本发明的进一步改进在于：b1中鉴相器将PPS 秒脉冲信号的相位与数字锁相环分频后输出的相位进行比较得到
Figure 167355DEST_PATH_IMAGE016
，经数字化后输出误差电压信号为：
Figure 876685DEST_PATH_IMAGE017
Figure 827323DEST_PATH_IMAGE018
式中
Figure 647512DEST_PATH_IMAGE019
为频率差信号，
Figure 999996DEST_PATH_IMAGE020
为相位差信号，
Figure 880227DEST_PATH_IMAGE021
增益，
Figure 318162DEST_PATH_IMAGE022
分别为输入鉴相器信号的量化幅值。
本发明的进一步改进在于：b1中TDC在参考信号的上升沿测量时间间隔，直到反馈信号的下一个上升沿到来，测量结果分别表示为
Figure 676462DEST_PATH_IMAGE023
，
Figure 39046DEST_PATH_IMAGE024
，则测量周期相对频率误差为：
Figure 152496DEST_PATH_IMAGE025
。
本发明的进一步改进在于：步骤b5老化模型为：
Figure 15410DEST_PATH_IMAGE026
其中，
Figure 239717DEST_PATH_IMAGE027
为晶振输出频率，
Figure 238898DEST_PATH_IMAGE028
为老化的天数，A、B为拟合得到的参数；
结合温度拟合算法和老化模型，则压控振荡器的电压预调节表示为：
Figure 523248DEST_PATH_IMAGE029
其中，
Figure 873458DEST_PATH_IMAGE030
是控制输出电压，
Figure 901457DEST_PATH_IMAGE031
是所测得的频率误差，
Figure 20723DEST_PATH_IMAGE032
是相对频率精度，
Figure 210396DEST_PATH_IMAGE033
、
Figure 110219DEST_PATH_IMAGE034
、
Figure 614012DEST_PATH_IMAGE035
分别为对应的电压增益；
当频率精度
Figure 915681DEST_PATH_IMAGE036
时，最小二乘拟合点数为10，当频率精度
Figure 213938DEST_PATH_IMAGE037
和
Figure 601057DEST_PATH_IMAGE038
时，最小二乘拟合点数分别为100和200。
本发明的进一步改进在于：步骤2中5G授时具体步骤如下：
c1, 5G终端解析SIB9信息，记录SIB9中SI-Window帧尾所对应的UTC时，记为TUTC；
c2, 终端根据下行传输时延调整时钟完成与基站的时钟对齐；
c3, 终端得到了精确的时间信息后完成对采集节点的授时，最终向采集节点传输的授时信息是IRIG-B形式的信号，并将时间信息发送给CPU，为采样数据提供时间戳标记。
本发明的有益效果是：1、提出了一种双冗余授时方法，利用传统GPS授时结合5G高精度授时信道，不仅提高了同步精度，还增加了系统授时的稳定性；
2、本发明实现的“授时+守时”方案，可关闭授时模块后继续保持高精度同步时钟，实现节点低功耗控制；
3、提出了一种授时切换判决算法，提高了时钟同步的稳定性。
附图说明
图1是本发明的流程示意图。
图2是GPS驯服OCXO原理框图。
图3是基于改进的抽头延时链法的TDC结构。
图4是改进的比例积分型环路滤波器。
图5是5G网络授时总体框架图。
图6是5G终端获取SIB9和TA值。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：
如图1所示，本发明是基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，具体步骤如下：
步骤1，采集站系统初始化；
步骤,2，判断采集站检测到的卫星信号是否满足GPS授时要求，若满足则开启GPS授时，若不满足则开启5G授时；
步骤3，驯服恒温晶体振荡器输出同步采样时钟；
步骤4，进行数据采集，并保存数据。
GPS上电后，返回的可视卫星状态信息中包含了信号噪声比（signal-to-noiseratio，SNR），根据信噪比定义，当信噪比高时表示GPS信号强，反之表示GPS信号弱，但是当信号和噪声功率同时小的情况下，SNR也会很大，造成GPS信号强的假象，即对判决造成影响。本发明步骤2采用了授时切换判决算法来判断开启GPS授时或5G授时，有效提高了判断的准确性。本发明利用卫星信号中伪随机码
Figure 905612DEST_PATH_IMAGE039
的强自相关性，直接在码相位域和载波频率域进行二维搜索，利用求接收信号和本地伪随机码的相关值，找出最大相关值与次相关值的比值和门限值比较来判定是否成功捕获卫星信号，由于
Figure 796207DEST_PATH_IMAGE040
码被调制到L1和L2载波上，其本质是利用卫星信号中伪随机码的强互相关性，经过数字信号处理后得出信号的峰值；
Figure 530945DEST_PATH_IMAGE041
式中
Figure 139781DEST_PATH_IMAGE042
是经过FPGA处理后的GPS信号对应的数字信号，
Figure 250957DEST_PATH_IMAGE043
为本地载波的频率，
Figure 261638DEST_PATH_IMAGE044
为采样点的序号，
Figure 167277DEST_PATH_IMAGE045
为复现的
Figure 263409DEST_PATH_IMAGE046
码的相位偏移，
Figure 912696DEST_PATH_IMAGE047
为相关运算结果，
Figure 777884DEST_PATH_IMAGE048
为一个
Figure 854424DEST_PATH_IMAGE049
码周期里的采样点数，
Figure 437852DEST_PATH_IMAGE050
表示使用一次相关运算中使用
Figure 687568DEST_PATH_IMAGE050
周期长的数据，
Figure 610525DEST_PATH_IMAGE051
表示进行
Figure 920283DEST_PATH_IMAGE051
次相关计算且每次都是使用
Figure 928691DEST_PATH_IMAGE050
周期长的数据。
可进一步分解为：
第一步，由于接收到的是所有卫星的信号，将接收到的卫星信号经下变频处理变成中频信号，具体的说就是将接收到的卫星信号与本振电路提供的稳定的本地振荡频率经过混频变换成中频信号，具体的，在FPGA中利用相乘器和低通滤波器可实现混频器，利用
Figure 982097DEST_PATH_IMAGE052
谐振回路产生本地振荡频率。
第二步，将中频信号的采样信号与本地
Figure 762490DEST_PATH_IMAGE053
码做相关运算，当两者码相位对齐时，即表示完成码剥离，即解扩。
第三步，将解扩后的信号乘上
Figure 243150DEST_PATH_IMAGE054
和
Figure 473274DEST_PATH_IMAGE055
得到实部和虚部分量，再经多个周期的累加求平方和，最后将两个通道能量合并得到最后的相关值，即可与设置的阈值相比较。
第四步，按照上述步骤对每颗卫星进行同样搜索，确定最大峰值和次大峰值的比值，若比值大于设定的门限值，那么说明接收机接收到的GPS信号可用于驯服时钟，否则切换5G授时装置。
如图2所示，本发明利用FPGA内部的授时切换判决算法判断GPS信号强度是否满足GPS授时要求，若满足继续执行GPS授时方案，GPS授时方案具体步骤如下：
第一步，GPS天线用于接收卫星所发射的电磁波信号并转变成电压或电流信号，发送PPS秒脉冲信号到FPGA鉴相器模块，以改进的抽头延迟链法的 TDC方法获取相位差，继而鉴相器比较PPS秒脉冲信号相位与OCXO输出除以105得到的相位，得到两个信号相位差；
第二步，通过数字多组合滤波器对相位误差进行滤波，此时必须对测量的误差数据进行平均和滤波，本发明设计了一种FPGA的数字式相邻平均滤波器，设平滑点数为N，TDC输出信号为
Figure 330372DEST_PATH_IMAGE056
，则经过滤波器后的表达式可以通过函数
Figure 962341DEST_PATH_IMAGE057
表示：
Figure 613903DEST_PATH_IMAGE058
；
第三步，将鉴相器的输出信号输入到比例积分型环路滤波器中进一步的滤除高频分量，输出控制信号调节压控振荡器。
第四步，控制电压通过DAC转换为模拟信号实现对OCXO输出频率的调节，从而减小两个信号之间的相位差。当环路锁定时，如果将晶振输出的频率通过 105 分频后等于GPS参考信号的平均频率，此时 OCXO便可输出高精度的频率信号用于时钟同步。
第五步，驯服完成后关闭GPS授时模块，FPGA检测 OCXO相位偏差，并根据晶振温度偏差和老化模型调节输出控制电压来校正 OCXO 输出频率，在调节过程中，校正的尺度对结果输出影响很大，如果校正幅度太大，则OCXO 频率将始终在中心频率附近抖动，相反，校正值太小会导致锁相环响应迟缓，如果晶振补偿模型精度偏差过大时则需提供授时信号重新授时。
GPS驯服时钟包括驯服和守时两部分，即在恒温晶体振荡器达到稳定状态后利用卫星授时接收机提供固有频率信号和PPS秒脉冲信号把恒温晶体振荡器的相位和频率同步到卫星时钟上，进一步的，完成时钟同步后可关闭GPS授时接收机以锁定前建立的晶振模型对未来一段时间内输出时钟相位保持同步。驯服部分设计高精度的数字锁相环，包括鉴相器、环路滤波器以及压控振荡器，鉴相器本质上是由相乘器和低通滤波器构成，将PPS秒脉冲信号的相位与数字锁相环分频后输出的相位进行比较得到
Figure 596902DEST_PATH_IMAGE059
，经数字化后输出误差电压信号为：
Figure 992111DEST_PATH_IMAGE017
Figure 478588DEST_PATH_IMAGE018
式中
Figure 566629DEST_PATH_IMAGE060
为频率差信号，
Figure 771346DEST_PATH_IMAGE061
为相位差信号，
Figure 970246DEST_PATH_IMAGE062
增益，
Figure 311228DEST_PATH_IMAGE063
分别为输入鉴相器信号的量化幅值。环路滤波器进一步的滤除
Figure 570171DEST_PATH_IMAGE064
中的噪声干扰，形成压控振荡器的控制电压
Figure 262184DEST_PATH_IMAGE065
，压控振荡器的输出频率
Figure 999196DEST_PATH_IMAGE066
在
Figure 457334DEST_PATH_IMAGE065
的控制下拉向环路输入参考时钟的中心频率，即反馈信号和参考信号之间的相位差不断减小，
Figure 887179DEST_PATH_IMAGE067
，环路滤波器的输出控制电压近似为：
Figure 800908DEST_PATH_IMAGE068
压控振荡器输出频率经分频器反馈回锁相环的输入，形成时钟信号的闭环反馈回路，直到输入参考信号和反馈信号相位同步。
鉴相器部分设计高分辨率的时间数字转换器（Time to Digital Converter,TDC）代替普通的相位检测或专业的频率计数器用于测量输入信号的相位误差，具体的，TDC在参考信号的上升沿测量时间间隔，直到反馈信号的下一个上升沿到来，测量结果分别表示为
Figure 341611DEST_PATH_IMAGE069
，
Figure 922765DEST_PATH_IMAGE070
，则测量周期相对频率误差为
Figure 257931DEST_PATH_IMAGE071
。
为了提高基于抽头延迟链法的TDC测量范围以及稳定性，如图3所示，本发明以时钟信号接入到D触发器的时钟信号端，将Start 和 Stop 信号先经过一个与门后得到的闸门信号再给后面的D触发器作为控制信号，同时将第一级延迟链的输出作为反馈信号给到第一级触发器的复位信号，控制输入信号的复位，经过n级延迟单元，D触发器阵列对延迟链中多个数据值进行锁存，由此可以看出输入信号的时间差等于闸门信号的上升沿和时钟下一个上升沿的时间间隔。相较于传统方法直接将stop作为D触发器的触发信号，start作为延迟链的触发信号，本方法可提高链路的精度以及测量范围。
为克服GPS信号的频率抖动，采用数字滤波器滤除干扰信号，然后使用最小二乘拟合处理相位误差估计，拟合后的误差信号通过比例积分型环路滤波器，比例积分型滤波器如图4所示，主要由分频器、可逆计数器和累加器构成，当鉴相器输出的超前和滞后信号有效时，通过由与门组成的调制器进行调制，从而得到调制信号UD_signal，然后在分频系数
Figure 924536DEST_PATH_IMAGE072
和
Figure 3350DEST_PATH_IMAGE073
的控制下对 UD_signal 进行分频，并对分频信号进行计数。当超前信号有效时，计数器进行减计数，当滞后信号 DOWN 有效时，计数器进行加计数。接着在超前滞后信号的有效周期结束时，可复位计数器的计数结果即比例控制参数 KP_N，不可复位计数器的计数结果即是积分控制参数KI_N，接着将KP_N和KI_N的值循环累加，获得频率控制字CTRL_N。最终通过DAC向本地OCXO提供控制电压，实现对OCXO输出频率的调节，当环路锁定后，OCXO输出的频率经过分频后与GPS参考信号的平均频率相等或保持固定相位差，此时OCXO便可输出高精度的同步时钟用于节点同步采集。由于晶振的故有偏差、温度偏差、老化率等因素导致晶振相位产生偏差，其中温度偏差、老化率影响最大，关闭GPS授时接收机一段时间后晶振输出时钟频率会出现偏移，精度不满足同步时钟要求，于是在驯服过程中同步建立晶振补偿模型，即可根据晶振参数变化对其进行预调节。温度对OCXO影响的一般关系为非线性的，但是由于恒温晶振是将石英晶体、振荡电路置于恒温槽中，工作温度选择在晶体的零温度系数点处，正是由于这种恒温作用，频率温度变化曲线非常接近线性，可以采用线性模型，本发明选用kalman滤波算法拟合频率温度特性曲线。老化模型并不单一，其中以J.R.Vig的对数老化模型最为准确，其模型公式为：
Figure 439011DEST_PATH_IMAGE074
式中
Figure 945079DEST_PATH_IMAGE075
为晶振输出频率，
Figure 98980DEST_PATH_IMAGE076
为老化的天数，A、B、
Figure 981485DEST_PATH_IMAGE077
为拟合得到的参数，具体的，使用单纯形法和二分查找法以及最小二乘法可得相应的量化参数，根据拟合的点数不同，又可分为日老化率，月老化率和年老化率。结合实际情况，地震采集设备常在野外工作数月，选取月老化率较为妥当，拟合出来的月老化率模型为
Figure 271652DEST_PATH_IMAGE078
结合温度拟合算法和老化模型，则压控振荡器的电压预调节进一步可表示为
Figure 214200DEST_PATH_IMAGE079
上式中，
Figure 652135DEST_PATH_IMAGE080
是控制输出电压，
Figure 10435DEST_PATH_IMAGE081
是所测得的频率误差，
Figure 483005DEST_PATH_IMAGE082
是相对频率精度，
Figure 259769DEST_PATH_IMAGE083
、
Figure 185000DEST_PATH_IMAGE084
、
Figure 346991DEST_PATH_IMAGE085
分别为对应的电压增益。当频率精度
Figure 674067DEST_PATH_IMAGE086
时，最小二乘拟合点数为10，当频率精度
Figure 896101DEST_PATH_IMAGE087
和
Figure 308627DEST_PATH_IMAGE088
时，最小二乘拟合点数分别为100和200。根据上式建立晶振补偿算法后即可修正晶振输出频率，在下一次开启GPS接收机前时钟稳定在规定精度范围内，且累计误差较小，此段时间内无需再次授时，即可开启守时模块。
在两种情况下使用5G授时，一是采集站工作在涵洞，密林等复杂环境中，由于信号被遮挡，继而无法由GPS完成授时；二是5G模块执行地震数据传输任务时可同时完成授时工作，从而可进一步降低由GPS模块产生的功耗。5G授时方案分为基站与基站侧，基站与终端侧以及终端与采集节点的时间同步，总体框架如图4所示。在5G网络中有两个用于时间同步的关键消息块，分别是SIB9和TA，系统消息块（System Information Block9，SIB9）中包含了众多时间信息，包括夏令时、GPS时和UTC时偏移量、国际协调时间和当地时间的偏移量等，因此可以使用相关信息作为时间参考来调整本地时钟。TA表示基站到终端两倍的信号传播延时。当终端发送信号时，通过检测上行信号距离基站的远近，基站测获取TA值，并将TA值通过下行消息反馈给终端，终端继而根据TA值调整信号的发送时间。5G网络中的R16标准明确指出SIB9和专用信令用于传输时间信号，可达到10ns的时间精度。基站与基站之间时间同步由5G网络自身决定，5G网络采用时分复用（TDD）方式，其特点决定了基站空口时间偏差有严格的限制，否则终端切换基站时会产生上下行时隙干扰。
5G授时方案具体步骤如下所示：
第一步：5G终端解析SIB9信息，记录SIB9中SI-Window帧尾所对应的UTC时，记为TUTC；
第二步：基站会将帧边界所对应的高精度时间信息UTC通过广播的方式发送给终端，基站到终端传输帧的参考边界存在一定误差，由于传输时延的存在下行传输时延近似为TA/2，则终端侧的实际时钟为（TUTC+TA/2），终端根据实际调整时钟完成与基站的时钟对齐；
第三步：终端得到了精确的时间信息后完成对采集节点的授时，最终向采集节点传输的授时信息是IRIG-B形式的信号，而IRIG-B码是由1PPS秒脉冲及其所对应的UTC时得到，具体的说是根据IRIG-B码包含着精确的秒脉冲时间和对应着UTC时的年、月、日、时、分、秒、毫秒、纳秒信息，根据UTC时将对应的时间信息编码成对应的IRIG-B码。所以各采集节点可以从IRIG-B码确定高精度的1PPS，即完成解码操作。经步骤1可以得到TUTC时间点对应的UTC时和帧在时域出现的参考位置TrefSFN，所以理论上出现1PPS秒脉冲的位置为TrefSFN- TA/2，但是终端发送给采集节点的是整数秒时刻，所以需要进一步考虑豪迈位置Tms和纳秒位置Tns，这两个时间信息可以从UTC中得到。最终更新后的1PPS生效边界位置为TrefSFN- TA/2-Tms-Tns。
第四步：5G终端通过上述步骤后完成时间同步，并向各采集节点输出B码对时信号，通过B码解码器为时钟驯服系统提供高精度的1PPS脉冲信号和UTC时，同时还将时间信息发送给CPU，为采样数据提供时间戳标记。

Claims (7)

1.基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，其特征在于：具体步骤如下：
步骤1，采集站系统初始化；
步骤,2，判断采集站检测到的卫星信号是否满足GPS授时要求，若满足则开启GPS授时，若不满足则开启5G授时；
步骤3，驯服恒温晶体振荡器输出同步采样时钟；
步骤4，进行数据采集，并保存数据。
2.根据权利要求1所述基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，其特征在于：步骤2中，对采集站检测到的卫星信号进行判断具体步骤如下：
a1，将接收到的卫星信号经下变频处理变成中频信号；
a2，将中频信号的采样信号与本地
Figure 99219DEST_PATH_IMAGE001
码做相关运算，当两者码相位对齐时，表示完成解扩；
a3，将解扩后的信号乘上
Figure 130104DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 841708DEST_PATH_IMAGE003
得到实部和虚部分量，再经多个周期的累加求平方和，并将两个通道能量合并得到最后的相关值，运算公式如下：
Figure 644579DEST_PATH_IMAGE004
式中
Figure 783437DEST_PATH_IMAGE005
是经过FPGA处理后的GPS信号对应的数字信号，
Figure 304548DEST_PATH_IMAGE006
为本地载波的频率，
Figure 819843DEST_PATH_IMAGE007
为采样点的序号，
Figure 477220DEST_PATH_IMAGE008
为复现的
Figure 786979DEST_PATH_IMAGE001
码的相位偏移，
Figure 857703DEST_PATH_IMAGE009
为相关运算结果，
Figure 848793DEST_PATH_IMAGE010
为一个
Figure 688573DEST_PATH_IMAGE001
码周期里的采样点数，
Figure 106916DEST_PATH_IMAGE011
表示使用一次相关运算中使用
Figure 664936DEST_PATH_IMAGE011
周期长的数据，
Figure 194138DEST_PATH_IMAGE012
表示进行
Figure 888424DEST_PATH_IMAGE012
次相关计算且每次都是使用
Figure 743248DEST_PATH_IMAGE011
周期长的数据；
a4,重复a1- a3的步骤对每颗卫星进行同样搜索，确定最大峰值和次大峰值的比值，若比值大于设定的门限值，则接收机接收到的GPS信号用于GPS驯服时钟，继续执行GPS授时，否则切换5G授时。
3.根据权利要求2所述基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，其特征在于：GPS授时具体步骤如下：
b1, GPS天线接收卫星所发射的电磁波信号并转变成电压或电流信号，发送PPS秒脉冲信号到FPGA鉴相器模块，采用改进的抽头延迟链法的 TDC获取相位差，继而鉴相器比较PPS秒脉冲信号相位与OCXO输出除以105得到的相位，得到两个信号相位差；
b2, 通过数字式相邻平均滤波器对相位误差进行滤波，设平滑点数为N，TDC输出信号为
Figure 522985DEST_PATH_IMAGE013
，则经过滤波器后的表达式通过函数
Figure 858807DEST_PATH_IMAGE014
表示：
Figure 673179DEST_PATH_IMAGE015
；
b3, 将鉴相器的输出信号输入到比例积分型环路滤波器中进一步的滤除高频分量，输出控制信号调节压控振荡器；
b4, 控制电压通过DAC转换为模拟信号实现对OCXO输出频率的调节；
b5,驯服完成后关闭GPS授时模块，FPGA检测 OCXO相位偏差，并根据晶振温度偏差和老化模型调节输出控制电压来校正 OCXO 输出频率。
4.根据权利要求3所述基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，其特征在于：b1中鉴相器将PPS秒脉冲信号的相位与数字锁相环分频后输出的相位进行比较得到
Figure 433325DEST_PATH_IMAGE016
，经数字化后输出误差电压信号为：
Figure 700358DEST_PATH_IMAGE017
Figure 836941DEST_PATH_IMAGE018
式中
Figure 505820DEST_PATH_IMAGE019
为频率差信号，
Figure 436867DEST_PATH_IMAGE020
为相位差信号，
Figure 191196DEST_PATH_IMAGE021
增益，
Figure 865891DEST_PATH_IMAGE022
分别为输入鉴相器信号的量化幅值。
5.根据权利要求3所述基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，其特征在于：b1中TDC在参考信号的上升沿测量时间间隔，直到反馈信号的下一个上升沿到来，测量结果分别表示为
Figure 389276DEST_PATH_IMAGE023
，
Figure 756804DEST_PATH_IMAGE024
，则测量周期相对频率误差为：
Figure 936112DEST_PATH_IMAGE025
。
6.根据权利要求3所述基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，其特征在于：步骤b5老化模型为：
Figure 211236DEST_PATH_IMAGE026
其中，
Figure 792390DEST_PATH_IMAGE027
为晶振输出频率，
Figure 127556DEST_PATH_IMAGE028
为老化的天数，A、B为拟合得到的参数；
结合温度拟合算法和老化模型，则压控振荡器的电压预调节表示为：
Figure 791231DEST_PATH_IMAGE029
其中，
Figure 870046DEST_PATH_IMAGE030
是控制输出电压，
Figure 305706DEST_PATH_IMAGE031
是所测得的频率误差，
Figure 77353DEST_PATH_IMAGE032
是相对频率精度，
Figure 965675DEST_PATH_IMAGE033
、
Figure 848180DEST_PATH_IMAGE034
、
Figure 138347DEST_PATH_IMAGE035
分别为对应的电压增益；
当频率精度
Figure 80896DEST_PATH_IMAGE036
时，最小二乘拟合点数为10，当频率精度
Figure 456513DEST_PATH_IMAGE037
和
Figure 877130DEST_PATH_IMAGE038
时，最小二乘拟合点数分别为100和200。
7.根据权利要求1所述基于GPS和5G双通道高精度授时的地震勘探同步采集方法，其特征在于：步骤2中5G授时具体步骤如下：
c1, 5G终端解析SIB9信息，记录SIB9中SI-Window帧尾所对应的UTC时，记为TUTC；
c2, 终端根据下行传输时延调整时钟完成与基站的时钟对齐；
c3, 终端得到了精确的时间信息后完成对采集节点的授时，最终向采集节点传输的授时信息是IRIG-B形式的信号，并将时间信息发送给CPU，为采样数据提供时间戳标记。
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