CN114002890B - 一种基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制芯片和方法 - Google Patents

一种基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制芯片和方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制芯片和方法。本发明设计一个双输出硅基载流子耗尽型调制器，并将该硅基调制器设置在最小工作点。激光器输入的光功率通过片上光功分器分成两路，一路光信号作为光载波经硅基调制器被电信号调制，另一路光信号作为光本地震荡信号用来对已调制的光信号中的调制非线性进行补偿抑制。最后，硅基调制器的两路互补输出光信号与光本地震荡信号经两个硅基多模干涉仪进行合束将该调制器的三阶电光非线性进行抑制。同时在片上集成了3dB光功分器和特定长度的硅光延时波导，接收端通过使用平衡探测器就可以将特定频率的二阶非线性进行抑制，从而实现硅基调制器的高线性调制。

Description

一种基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调 制芯片和方法
技术领域
本发明涉及一种基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器Dual-outputSeries Push-pull Silicon-based Mach-Zehnder Modulator(DSP Si-MZM)的高线性调制方法，特别涉及一种包含可调分配比光功分器的串联推挽硅基载流子耗尽型马赫曾德尔调制器。
背景技术
不管是在模拟光链路或者数字光通信中，需要通过调制器，如马赫-曾德尔调制器(Mach-Zehnder Modulators,MZM)、微环调制器(Ring Modulator,RM)等，将微波信号调制到光载波上进行传输。在电光和光电转换的过程中存在着影响链路动态范围非常重要的因素——非线性失真，非线性失真包括谐波失真和交替信号失真。为了在模拟或数字光通信链路中实现高保真度传输，以上光传输链路需要具有大动态范围。
由于影响链路动态范围的主要原因来自于调制器的非线性点关转换，因此目前提高链路动态范围的方法主要集中在如何抑制调制器非线性失真信号上。调制器非线性抑制方法主要可以分为两类：第一类是提高光功率或者降低噪声从而提高信噪比，这一类方法总体上是通过降低链路的噪声系数，改善动态范围的下限。另一类方法是通过抑制链路中的非线性失真，达到改善动态范围上限的目的。这一类方法通过抑制非线性失真改善动态范围上限、提高链路性能，被称为线性化方法。线性化技术研究是当前热点的前沿研究方向。承担光电转换的电光调制器是系统微波链路的关键器件，其传输函数的非线性会给链路带来失真，影响微波链路的线性度。
在多种电光调制器中，硅基马赫曾德尔调制器(Silicon-based Mach-ZehnderModulator,Si-MZM)由于其高速、高消光比、低插入损耗、制作简单以及可以和目前的CMOS工艺兼容等优点在光传输链路中应用非常广泛。国内外的研究针对Si-MZM的线性化提出了多种方案，例如，通过改变硅基调制器中调制臂的掺杂浓度来改变光场与电场的交叠区域实现高线性链路；也有使用光学非线性DC-Kerr效应来补偿硅基调制器中载流子和正弦调制曲线的非线性，但是这两种办法改变了芯片代工厂的工艺流程，提高了芯片加工的复杂度与成本。另外，仿照并联MZM结构的铌酸锂高线性调制器的实现原理，也有通过调节硅基并联MZM的光功率分配比、偏置工作点以及调制小信号的光功率分配比来实现硅基高线性调制器，但是这种办法的操作复杂度较高，监测与控制变量较多。此外，以上所述的方法只关注了调制器产生的三阶谐波/交调信号失真，并未考虑高倍频程下二次谐波/交调信号对链路动态范围的影响。
单个Si-MZM结构简单，然而基于单个Si-MZM的光域线性化还没有类似报道，尤其是包含可调分配比光功分器的串联推挽结构的Si-MZM更是在其他材料调制器中也未有报道。本发明的包含可调功分器的串联推挽双输出调制器在固定其工作点后，调控光功分器的功率分配比和调制器的从输出端光功率衰减就可以实现基于硅基调制器的高线性调制，相比于上述提到的Si-MZM线性化方法，该结构不需要引入新的材料体系以及过多的监测点，大大减小了控制的复杂度。此外，本结构还引入了适用于一定频率二阶谐波/交调失真信号抑制的功分和延时波导结构，为进一步提升链路的动态范围起到了非常大的作用。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制芯片和方法。
本发明提供了一种基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制芯片，其特征在于包括1×2光功分器(OPS)和双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器(DSPSi-MZM)；
所述1×2光功分器将单波长光载波信号分成两路，一路由双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器(DSP Si-MZM)被电信号调制，另一路用来作为抑制调制器三阶交调非线性的光本地震荡信号(OLO信号)；通过1×2光功分器的两个热光移相可调控输入到DSP Si-MZM的光功率和OLO信号光功率的比值β；
所述双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器(DSP Si-MZM)具有主输出端和从输出端，主输出端口输出的光调制信号只包含光载波和奇次谐波信号，从输出端口只包含偶次谐波；所述从输出端连接可调光衰减器(VOA)对从输出端光信号功率进行调控，其衰减系数为α；OLO信号经缺陷态硅基PIN结和热光移相器后与从输出端的光信号通过1×2硅基MMI合束的光信号作为线性光本地震荡信号(LOLO信号)，该信号包含了光载波和偶次谐波；
双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器(DSP Si-MZM)的主输出端包含一个热光移相器，用来调控主输出端光信号与线性光本地震荡信号之间的相位差；主输出端信号和线性光本地震荡信号(LOLO信号)通过2×2硅基MMI等功分为两路光信号，并在其中一路中引入光波导真延时线。
作为本发明的优选方案，所述的双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器(DSP Si-MZM)包括1×2硅基ΜΜI、2×2硅基ΜΜI、热光移相器、上下两个等长的串联推挽PN结调制臂，所述1×2硅基ΜΜI为输入端，2×2硅基ΜΜI为输出端，使得DSP Si-MZM具有一个光输入端口、两个光输出端口，所述热光移相器位于任一PN结调制臂上用来调控偏置工作点。
作为本发明的优选方案，所述的1×2光功分器包括一个1×2硅基ΜΜI、一个2×2硅基ΜΜI、两个热光移相器；1×2硅基ΜΜI位于输入端，2×2硅基ΜΜI位于输出端，两个热光移相器分别位于输入端和输出端之间的两个臂上，通过两个热光移相器可调控2×2硅基ΜΜI两输出端的光功率比值β。
本发明还提供了一种上述高线性调制芯片的基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制方法，其包括如下步骤：
1)单波长激光器输出的光载波信号经偏振控制器后通过耦合器耦合入高线性调制芯片中，调节偏振控制器，使耦合入芯片的光信号达到最大值；
2)RF信号源产生的双音调制小信号和对应的反偏电压在Bias-tee中耦合，并通过高速RF探针加载在DSP Si-MZM的调制臂上；
3)调控加载在两个调制臂上的直流偏压VDC让PN结调制臂工作在反偏区；
调控加载在DSP Si-MZM热光移相器上的驱动电压，使DSP Si-MZM工作在最小偏置点；
调控可调光衰减器(VOA)的驱动电压，同时观测其输出电流，根据输出电流的大小确定VOA的衰减系数；
4)高线性调制芯片输出的光信号最终与接收端的平衡光电探测器连接，并输入到频谱仪中；
5)通过调控1×2光功分器上的热光移相器，从而实现光功分器的光功率分配比β的调控；同时调控VOA的衰减系数α，观察频谱仪上的解调信号的一阶谐波(FundamentalHarmonic,FH)和三阶交调信号(the 3rd intermodulation distortion,IMD3)的功率大小，直至FH和IMD3之间的功率差最大，同时保证FH的功率大于IMD3的功率，并且FH与最大值相比变化小于设定值，此时的α和β值为最佳线性点所需要的光功率分配比和VOA衰减系数。
作为本发明的优选方案，所述的步骤3)具体为：
调控DSP Si-MZM的反向偏置电压Vbias使其工作在PN结反偏区，同时调控DSP Si-MZM上的TOPS1或TOPS2的电压VDC，使DSP Si-MZM工作在最小偏置点；此时，DSP Si-MZM主输出端输出光信号包含调制小信号的奇次谐波且不包含光载波，DSP Si-MZM的从输出端输出光信号包含光载波以及调制小信号的偶次谐波。
作为本发明的优选方案，所述的步骤5)具体为：
由于DSP Si-MZM的主输出端的输出信号与LOLO中的光载波合成后的光信号包含三次谐波，而且DSP Si-MZM主输出端的一次谐波和LOLO中的偶次谐波合成后也可以产生三次谐波，通过调控参数β和从输出端的VOA的衰减系数α，可以使这两路信号中的三次谐波相互抵消，从而实现高线性电光调制。
由于硅基调制器使用的是PN结移相器，其本身的载流子色散效应具有很强的非线性，因此其非线性受反偏电压的影响；工作时改变DSP Si-MZM的PN结反偏电压Vbias，在反偏区以及DSP Si-MZM工作在最小偏置点，循环步骤3)，在不同Vbias下扫描OPS的分配比β和VOA衰减系数α可得到最佳工作点，从而实现高线性硅基微波光子链路。
相比于通过引入新材料、改变工艺或者调控调制信号分配比来提高Si-MZM的线性度，本发明的有益效果是，在不改变芯片代工厂工艺参数以及流程的前提下，基于DSP Si-MZM，通过简单的调控光功率分配比和光衰减系数就可以找到调制信号三阶交调IMD3最小的工作点，并且在找到三阶交调信号IMD3最小的情况下，一阶谐波FH基本保持最大值。这种方法既不用因为工艺改变而带来加工复杂度和成本，也不用因为调控高速调制信号而带来设计复杂度。由于该芯片制造工艺基于CMOS工艺，即可以将光子芯片和电子芯片做在同一块芯片上，这样做可以将外围的控制芯片与其集成在同一块芯片上，大大减低了整个系统的尺寸与功耗，也节省了生产成本。
附图说明
图1是本发明的DSP Si-MZM结构示意图。
图2是DSP Si-MZM的PN结、PIN结以及热光移相器的横截面示意图。
图3是本发明的调制器的线性度测试示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明。
如图1所示，本发明基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制芯片结构包括一级硅基1×2OPS和一个基于串联推挽结构的DSP Si-MZM，并且最终输出端是一个2×2硅基ΜΜI，基于该结构，接收机可以使用平衡探测法进一步抵消链路中的二阶非线性，进一步提升链路的动态范围。图中“1”为调制器芯片与光纤的耦合器，通常是光栅耦合器和端面耦合器，用以将光信号耦合入或耦合出光芯片。“2”为1×2硅基ΜΜI，“3”为2×2硅基ΜΜI，“4”为热光移相器，一个1×2硅基ΜΜI、两个热光移相器和一个2×2硅基ΜΜI组成了硅基1×2 OPS；通过1×2光功分器的两个热光移相可调控输入到DSP Si-MZM的光功率和OLO信号光功率的比值β。“5”为载流子耗尽型PN结移相器，一个1×2硅基ΜΜI、一个热光移相器、一个2×2硅基ΜΜI和两个载流子耗尽型PN结移相器组成了DSP Si-MZM。“6”为缺陷态硅基PIN结，用以作为功率监测器，实时监测OPS和DSP Si-MZM的工作状态，其中位于DSP Si-MZM从输出端的缺陷态硅基PIN结6作为可调光衰减器(VOA)，其衰减系数为α。“7”为硅基真延时波导，通过设计不同长度的真延时线，可以实现不同频率二阶非线性的相互抵消。
具体的，本发明所述基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制芯片包括1×2光功分器(OPS)和双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器(DSP Si-MZM)；所述1×2光功分器将单波长光载波信号分成两路，一路由双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器(DSP Si-MZM)被电信号调制，另一路用来作为抑制调制器三阶交调非线性的光本地震荡信号(OLO信号)；通过1×2光功分器的两个热光移相可调控输入到DSP Si-MZM的光功率和OLO信号光功率的比值β；所述双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器(DSP Si-MZM)具有主输出端和从输出端，主输出端口输出的光调制信号只包含光载波和奇次谐波信号，从输出端口只包含偶次谐波；所述从输出端连接可调光衰减器(VOA)对从输出端光信号功率进行调控，其衰减系数为α；OLO信号经缺陷态硅基PIN结和热光移相器后与从输出端的光信号通过1×2硅基MMI合束的光信号作为线性光本地震荡信号(LOLO信号)，该信号包含了光载波和偶次谐波；双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器(DSP Si-MZM)的主输出端包含一个热光移相器，用来调控主输出端光信号与线性光本地震荡信号之间的相位差；主输出端信号和线性光本地震荡信号(LOLO信号)通过2×2硅基MMI等功分为两路光信号，并在其中一路中引入光波导真延时线。
如图2所示，为本发明DSP Si-MZM的PN结、PIN结以及热光移相器的横截面示意图。该图为本发明可选的的一种具体实例，其中“8”为光芯片中的第二层金属(一般为铝或者铜)，“9”为光芯片中的第一层金属(一般为铝或者铜)。“10”为第一层金属和第二层金属之间的连接通孔，“11”为第一层金属与载流子耗尽型PN结之间的连接通孔。“12”、“13”和“14”分别为P++、P+和P型掺杂区，对应的，“15”、“16”和“17”分别为“N++”、“N+”和“N”型掺杂区。“18”为硅基缺陷态PIN结等效波导区，“19”为硅基波导横截面，“20”为热光移相器横截面(一般为氮化钛或者钨电极)。
本发明所采用的技术方案是使用一个基于载流子耗尽型的双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器，该调制器由于上下两个PN结调制臂是串联结构，电容相对于传统单臂驱动硅基调制器减小一半，因此具有更大的工作带宽，更加适用于高速光通信中。
光载波信号经光纤端面耦合器耦合到硅基1×2OPS中，一部分输入到DSP Si-MZM中，另一部分作为OLO信号。调控DSP Si-MZM上的TOPS1(或TOPS2)的电压VDC，使DSP Si-MZM工作在最小偏置点工作。DSP Si-MZM的从输出端输出的调制光信号和OLO通过1×2硅基MMI合成LOLO，并通过另外一个1×2硅基MMI将DSP Si-MZM的主输出端输出的光信号与LOLO合束，通过调控参数α和β让调制器产生的三阶交调信号在光域上完全抵消。在最终输出端引入一个1×2硅基MMI将光信号等比例功分为两部分，并在其中一路引入光波导真延时线，在接收端实现对特定频率二次谐波/交调失真信号的抵消。
具体的，本发明的一种基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制方法包括以下步骤，
1)如图3所示，单波长激光器输出的光载波信号通过图1中结构“1”耦合入调制器芯片中，调节偏振控制器，使耦合入芯片的光信号达到最大值；
2)如图3所示，RF信号源产生的双音调制小信号和对应的反偏电压在Bias-tee中耦合，并通过高速RF探针加载在DSP Si-MZM的调制臂上；
3)调控加载在两个调制器上的直流偏压VDC让PN结调制臂工作在反偏区。
4)调控加载在DSP Si-MZM热电极上的驱动电压，使调制器工作在最小偏置点；
调控硅基PIN结的驱动电压，同时观测其输出电流，根据输出电流的大小确定该PIN结作为VOA的衰减系数；
5)如图3所示，输出的光信号最终与接收端的平衡光电探测器连接，并输入到频谱仪中；
6)通过调控图1中硅基OPS上的热电极，从而实现光功分器的分配比β的调控。同时调控基于硅基PIN结的VOA(即调控衰减系数α)，观察频谱仪上的解调信号的一阶谐波(Fundamental Harmonic,FH)和三阶交调信号(the 3rd intermodulation distortion,IMD3)的功率大小，直至FH和IMD3之间的功率差最大(同时保证FH的功率大于IMD3的功率)，并且FH与最大值相比变化不大为止，此时的α和β值为最佳线性点所需要的光功率分配比和VOA衰减系数。
本发明根据传输矩阵理论，推导出了考虑三阶谐波影响的马赫曾德尔线性度理论，用来理论上分析双级联马赫曾德尔调制器的三阶交调影响。根据电磁场理论，设输入到DSP Si-MZMs的光场为：
Ein＝|Ein|ejωt (1)
其中，E0是输入到DSP Si-MZMs中光场的幅值，ω为该光信号的频率。根据马赫曾德尔干涉传输矩阵理论，得到DSP Si-MZMs主输出光场E1和从输出端光场E2分别为：
Figure BDA0003300116660000061
Figure BDA0003300116660000062
其中，a为PN结衰减系数(载流子吸收效应引入的光功率衰减)，是驱动电压v＝VDC+vRF的函数。VDC和vRF分别表示调制臂的反向偏置电压(保证PN结工作在反偏区)和调制小信号的幅值，L为调制臂的长度。由于载流吸收效应，调制臂在不同驱动电压下会引入不同的光场损耗系数α(v),α(0)表示无驱动信号时的固有损耗系数。
Figure BDA0003300116660000071
为反向偏置电压引入的相位变化，
Figure BDA0003300116660000072
为vRF在调制器上下两臂引入的总相位差。根据文献【Zhang Q,Yu H,Jin H,etal.Linearity comparison of silicon carrier-depletion-based single,dual-parallel,and dual-series mach–zehnder modulators[J].Journal of LightwaveTechnology,2018,36(16):3318-3331.】，
Figure BDA0003300116660000073
C1＝2πL(4k4VDC 3+3k3VDC 2+2k2VDC+k1)/λ，C2＝2πL(6k4VDC 2+3k3VDC+k2)/λ，C3＝2πL(4k4VDC+k3)/λ，C4＝2πLk4/λ。以上公式中，k1，k2，k3，k4由PN结电光特性拟合得到，λ为光载波的波长(λ＝2πc/ω，c为真空中光速)。
根据泰勒展开级数，
Figure BDA0003300116660000074
为了简便，这里不考虑载流子吸收损耗引入的光功率损耗，即α＝α(0)。根据上述硅基调制器三阶谐波抑制原理，得到输出端三阶谐波非线性为零的需达到的工作条件为，C3/C1 3＝(4α+β)/(6α+6β)。因此，通过调控VOA和OPS，可以使三阶谐波得到抑制，实现硅基调制器的高线性调制。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (6)

1.一种基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制芯片，其特征在于包括1×2光功分器OPS和双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器DSP-Si-MZM；
所述1×2光功分器OPS将单波长光载波信号分成两路，一路输入到双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器DSP-Si-MZM，由电信号调制，另一路用来作为抑制调制器三阶交调非线性的光本地震荡OLO信号；通过1×2光功分器OPS的两个热光移相器可调控输入到DSP-Si-MZM的光功率和OLO信号光功率的比值β；
所述双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器DSP-Si-MZM具有主输出端和从输出端，主输出端口输出的光调制信号只包含光载波和奇次谐波信号，从输出端口只包含偶次谐波；所述从输出端连接可调光衰减器VOA对从输出端光信号功率进行调控，其衰减系数为α；OLO信号经缺陷态硅基PIN结和热光移相器后与从输出端的光信号通过1×2硅基MMI合束的光信号作为线性光本地震荡LOLO信号，该信号包含了光载波和偶次谐波；
双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器DSP-Si-MZM的主输出端包含一个热光移相器，用来调控主输出端光信号与线性光本地震荡信号之间的相位差；主输出端信号和线性光本地震荡LOLO信号通过2×2硅基MMI等功分为两路光信号，并在其中一路中引入光波导真延时线。
2.根据权利要求1所述的基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制芯片，其特征在于所述的双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器DSP-Si-MZM包括1×2硅基MMΙ、2×2硅基MMΙ、热光移相器、上下两个等长的串联推挽PN结调制臂，所述1×2硅基MMΙ为输入端，2×2硅基MMΙ为输出端，使得DSP-Si-MZM具有一个光输入端口、两个光输出端口，所述热光移相器位于任一PN结调制臂上用来调控偏置工作点。
3.根据权利要求1所述的基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制芯片，其特征在于所述的1×2光功分器OPS包括一个1×2硅基MMΙ、一个2×2硅基MMΙ、两个热光移相器；1×2硅基MMΙ位于输入端，2×2硅基MMΙ位于输出端，两个热光移相器分别位于输入端和输出端之间的两个臂上，通过两个热光移相器可调控2×2硅基MMΙ两输出端的光功率比值β。
4.一种权利要求1所述高线性调制芯片的基于双输出硅基串联推挽马赫曾德尔调制器的高线性调制方法，其特征在于包括如下步骤：
1)单波长激光器输出的光载波信号经偏振控制器后通过耦合器耦合入高线性调制芯片中，调节偏振控制器，使耦合入芯片的光信号达到最大值；
2)RF信号源产生的双音调制小信号和对应的反偏电压在偏置器Bias-tee中耦合，并通过高速RF探针加载在DSP-Si-MZM的调制臂上；
3)调控加载在两个调制臂上的直流偏压VDC让PN结调制臂工作在反偏区；
调控加载在DSP-Si-MZM热光移相器上的驱动电压，使DSP-Si-MZM工作在最小偏置点；
调控可调光衰减器VOA的驱动电压，同时观测其输出电流，根据输出电流的大小确定VOA的衰减系数；
4)高线性调制芯片输出的光信号最终与接收端的平衡光电探测器连接，并输入到频谱仪中；
5)通过调控1×2光功分器OPS上的热光移相器，从而实现光功分器的光功率分配比β的调控；同时调控VOA的衰减系数α，观察频谱仪上的解调信号的一阶谐波FH和三阶交调信号IMD3的功率大小，直至FH和IMD3之间的功率差最大，同时保证FH的功率大于IMD3的功率，并且FH与最大值相比变化小于设定值，此时的α和β值为最佳线性点所需要的光功率分配比和VOA衰减系数。
5.根据权利要求4所述的高线性调制方法，其特征在于，所述的步骤3)具体为：
调控DSP-Si-MZM的反向偏置电压Vbias使其工作在PN结反偏区，同时调控DSP-Si-MZM上的热光移相器TOPS1或热光移相器TOPS2的电压VDC，使DSP-Si-MZM工作在最小偏置点；此时，DSP-Si-MZM主输出端输出光信号包含调制小信号的奇次谐波且不包含光载波，DSP-Si-MZM的从输出端输出光信号包含光载波以及调制小信号的偶次谐波。
6.根据权利要求4所述的高线性调制方法，其特征在于，所述的步骤5)具体为：
由于DSP-Si-MZM的主输出端的输出信号与LOLO信号中的光载波合成后的光信号包含三次谐波，而且DSP-Si-MZM主输出端的一次谐波和LOLO信号中的偶次谐波合成后也可以产生三次谐波，通过调控参数β和从输出端的VOA的衰减系数α，可以使这两路信号中的三次谐波相互抵消，从而实现高线性电光调制。
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