CN113938174A - 时域两分量wfrft信号传输与合并方法及系统 - Google Patents

时域两分量wfrft信号传输与合并方法及系统 Download PDF

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CN113938174A CN202111209115.8A CN202111209115A CN113938174A CN 113938174 A CN113938174 A CN 113938174A CN 202111209115 A CN202111209115 A CN 202111209115A CN 113938174 A CN113938174 A CN 113938174A
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Abstract

时域两分量WFRFT信号传输与合并方法及系统，它属于无线通信领域。本发明解决了由于现有方法中合并权重设置不合理，导致现有方法的接收机性能与抗干扰能力受到影响的问题。本发明将分集合并方法与传统TDC‑WFRFT接收处理方法进行结合，在已知信道衰落系数和TDC‑WFRFT变换参数的条件下，设计求解最优合并参数，使合并处理后待解调信号信干噪比最大化。与传统TDC‑WFRFT接收机处理方法相比，本发明考虑了多路信号合并带来的分集增益，在不改变发射机结构和信号制式的基础上，进一步增强了接收机性能与抗干扰能力。本发明可以应用于无线通信领域。

Description

时域两分量WFRFT信号传输与合并方法及系统
技术领域
本发明属于无线通信领域，具体涉及一种时域两分量WFRFT信号传输与合并方法及系统。
背景技术
在传统的传输方式中，将传输时间分为一个个等长度的时隙，每个时隙传输不同的数据序列。这种传输方法经过衰落信道时，信道中的深度衰落点会导致序列的一个或多个符号严重失真，在接收端不能正确解调，影响通信系统性能。
时域两分量加权分数阶傅里叶变换(Time-Domain Dual Component-WeightedFractional Fourier Transform，TDC-WFRFT)是一种使信号具备抗衰落性能的处理技术，通过TDC-WFRFT，将原本一个时隙的信号能量分散到多个时隙中，以抵抗信道衰落的影响：当一个时隙的信道处于深度衰落时，其它时隙的信号能量可以进行补偿，从而保证原始信号能够正常恢复。
设原始信号序列为{s(n)}，则进行TDC-WFRFT变换后序列{x(n)}的表达式为：
x(n)＝ω0s(n)+ω2s(-n) (1)
式中，{s(-n)}是序列{s(n)}的倒置，ω0,ω2是TDC-WFRFT的变换参数，ω0,ω2满足如下关系：
Figure BDA0003308145350000011
其中，θ0,θ1是TDC-WFRFT的变换控制参数。
时域两分量加权分数阶傅里叶逆变换(TDC-IWFRFT)为：
Figure BDA0003308145350000012
TDC-WFRFT方法的优势在于，每个符号在两个相对独立的时隙分别传输了一次，如果这两次传输的合并权重设置合理，就能够利用同一符号的两次传输，获得分集增益，进一步提高通信的可靠性。然而，现有接收机在两分量加权分数阶傅里叶逆变换之前进行了均衡处理，其合并权重设置不合理，不能充分利用双时隙通信方式在分集性能上的增益，进而影响了现有方法的接收机性能与抗干扰能力。
发明内容
本发明的目的是为解决由于现有方法中合并权重设置不合理，导致现有方法的接收机性能与抗干扰能力受到影响的问题，而提出一种时域两分量WFRFT信号传输与合并方法及系统。
本发明为解决上述技术问题所采取的技术方案是：
一种时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，所述方法具体包括以下步骤：
发射端步骤：
步骤S1、将生成的比特信息序列调制成N点长的符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)；
步骤S2、对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)进行N点时域两分量加权分数阶傅里叶变换，得到双时隙扩展信号序列；
步骤S3、给步骤S2得到的双时隙扩展信号序列加入循环前缀，获得加入循环前缀后的信号序列；
再对加入循环前缀后的信号序列依次进行D/A转换和上变频处理，并将处理后的信号序列通过天线发射至信道；
接收端步骤：
步骤C1、接收机对从信道中接收到的信号依次进行下变频、A/D转换和去除循环前缀处理，获得基带接收信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]；
步骤C2、将步骤C1中得到的基带接收信号序列分离成两路，再根据第一路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000021
根据第二路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000022
步骤C3、将恢复出的信息
Figure BDA0003308145350000023
与
Figure BDA0003308145350000024
进行合并，n＝0,1,…N/2-1，并对合并结果
Figure BDA0003308145350000025
进行解调，得到解调后的信息序列。
进一步地，所述比特信息序列的调制方式为QPSK方式。
进一步地，所述对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)进行N点时域两分量加权分数阶傅里叶变换，其具体过程为：
Figure BDA0003308145350000026
式中，W表示变换矩阵，
Figure BDA0003308145350000031
是符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)的两个时隙，n＝0,1,…N/2-1；
Figure BDA0003308145350000032
是双时隙扩展信号序列的两个时隙，双时隙扩展信号序列x＝[x(0),x(1),…,x(N-1)]。
进一步地，所述变换矩阵W为：
Figure BDA0003308145350000033
式中，ω0,ω2是时域两分量加权分数阶傅里叶变换的变换参数。
进一步地，所述步骤C2中，根据第一路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA00033081453500000312
其具体过程为：
将第一路的信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]分为两个支路，其中，第一支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的前N/2点信号并将后N/2点补零；第二支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的后N/2点信号并将前N/2点补零；
利用第一支路信号序列的前N/2点和第二支路信号序列的后N/2点形成
Figure BDA0003308145350000034
其中，r1(n)代表第一支路信号序列第n点的符号，r2(N-1-n)代表第二支路信号序列第N-1-n点的符号；
将
Figure BDA0003308145350000035
的两个时隙分别乘以合并系数α1(n),α2(n)后，再分别对第一路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的前N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000036
进一步地，所述将
Figure BDA0003308145350000037
的两个时隙分别乘以合并系数α1(n),α2(n)后，再分别对第一路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的前N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000038
其具体过程为：
Figure BDA0003308145350000039
其中，An＝diag[α1(n),α2(n)]，WH是W的转置共轭，
Figure BDA00033081453500000310
将符号y2(n)舍弃后，将
Figure BDA00033081453500000311
作为对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中符号s(n)的恢复结果；
同理，得到符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中前N/2点符号s(n)，n＝0,1,…N/2-1的恢复结果。
进一步地，所述步骤C2中，根据第二路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA00033081453500000410
其具体过程为：
将第二路的信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]分为两个支路，其中，第一支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的前N/2点信号并将后N/2点补零；第二支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的后N/2点信号并将前N/2点补零；
利用第一支路信号序列的前N/2点和第二支路信号序列的后N/2点形成
Figure BDA0003308145350000041
其中，r3(n)代表第一支路信号序列第n点的符号，r4(N-1-n)代表第二支路信号序列第N-1-n点的符号；
将
Figure BDA0003308145350000042
的两个时隙分别乘以合并系数β1(n),β2(n)后，再分别对第二路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的后N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000043
Figure BDA0003308145350000044
更进一步地，所述将
Figure BDA0003308145350000045
的两个时隙分别乘以系数β1(n),β2(n)后，再分别对第二路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的后N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000046
其具体过程为：
Figure BDA0003308145350000047
其中，Bn＝diag[β1(n),β2(n)]，WH是W的转置共轭，
Figure BDA0003308145350000048
将符号y1(n)舍弃后，将
Figure BDA0003308145350000049
作为对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中符号s(N-n-1)的恢复结果；
同理，得到符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中后N/2点符号
Figure BDA00033081453500000411
的恢复结果。
一种时域两分量WFRFT信号传输与合并系统，所述系统用于执行一种时域两分量WFRFT信号传输与合并方法。
本发明的有益效果是：本发明提出了一种时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，本发明将分集合并方法与传统TDC-WFRFT接收处理方法进行结合，在已知信道衰落系数和TDC-WFRFT变换参数的条件下，设计求解最优合并参数，使合并处理后待解调信号信干噪比最大化。与传统TDC-WFRFT接收机处理方法相比，本发明考虑了多路信号合并带来的分集增益，在不改变发射机结构和信号制式的基础上，进一步增强了接收机性能与抗干扰能力。
附图说明
图1为本发明方法发射端的流程图；
图2为本发明方法接收端的流程图。
具体实施方式
具体实施方式一、结合图1和图2说明本实施方式。本实施方式所述的一种时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，所述方法具体为：
发射端步骤：
步骤S1、将生成的比特信息序列调制成N点长的符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)；
步骤S2、对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)进行N点时域两分量加权分数阶傅里叶变换，得到双时隙扩展信号序列；
步骤S3、给步骤S2得到的双时隙扩展信号序列加入循环前缀，获得加入循环前缀后的信号序列；
再对加入循环前缀后的信号序列依次进行D/A转换和上变频处理，并将处理后的信号序列通过天线发射至信道；
接收端步骤：
步骤C1、接收机对从信道中接收到的信号依次进行下变频、A/D转换和去除循环前缀处理，获得基带接收信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]；
步骤C2、将步骤C1中得到的基带接收信号序列分离成两路，再根据第一路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列s(0),s(1),…,s(N/2-1)的信息
Figure BDA0003308145350000051
根据第二路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列s(N/2),s(N/2+1),…,s(N-1)的信息
Figure BDA0003308145350000052
步骤C3、将恢复出的信息
Figure BDA0003308145350000061
与
Figure BDA0003308145350000062
进行合并，n＝0,1,…N/2-1，并对合并结果
Figure BDA0003308145350000063
进行解调，得到解调后的信息序列。
具体实施方式二、本实施方式与具体实施方式一不同的是：所述比特信息序列的调制方式为QPSK(正交相移键控)方式。
其它步骤及参数与具体实施方式一相同。
具体实施方式三、本实施方式与具体实施方式一或二之一不同的是：所述对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)进行N点时域两分量加权分数阶傅里叶变换，其具体过程为：
Figure BDA0003308145350000064
式中，W表示变换矩阵，
Figure BDA0003308145350000065
是符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)的两个时隙，n＝0,1,…N/2-1；
Figure BDA0003308145350000066
是双时隙扩展信号序列的两个时隙，双时隙扩展信号序列x＝[x(0),x(1),…,x(N-1)]。
其它步骤及参数与具体实施方式一或二相同。
具体实施方式四、本实施方式与具体实施方式一至三之一不同的是：所述变换矩阵W为：
Figure BDA0003308145350000067
式中，ω0,ω2是时域两分量加权分数阶傅里叶变换的变换参数。
其它步骤及参数与具体实施方式一至三之一相同。
具体实施方式五、本实施方式与具体实施方式一至四之一不同的是：所述步骤C2中，根据第一路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000069
其具体过程为：
将第一路的信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]分为两个支路，其中，第一支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的前N/2点信号并将后N/2点补零；第二支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的后N/2点信号并将前N/2点补零；
利用第一支路信号序列的前N/2点和第二支路信号序列的后N/2点形成
Figure BDA0003308145350000068
其中，r1(n)代表第一支路信号序列第n点的符号，r2(N-1-n)代表第二支路信号序列第N-1-n点的符号；
将
Figure BDA0003308145350000071
的两个时隙分别乘以合并系数α1(n),α2(n)后，再分别对第一路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的前N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000072
其它步骤及参数与具体实施方式一至四之一相同。
具体实施方式六、本实施方式与具体实施方式一至五之一不同的是：所述将
Figure BDA0003308145350000073
的两个时隙分别乘以合并系数α1(n),α2(n)后，再分别对第一路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的前N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000074
其具体过程为：
Figure BDA0003308145350000075
其中，An＝diag[α1(n),α2(n)]，WH是W的转置共轭，
Figure BDA0003308145350000076
将符号y2(n)舍弃后，将
Figure BDA0003308145350000077
作为对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中符号s(n)的恢复结果；
同理，得到符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中前N/2点符号s(n)，n＝0,1,…N/2-1的恢复结果。
接收端选取最优合并系数α1(n),α2(n)，使得解调
Figure BDA00033081453500000713
时信干噪比SINR1(n)最大化：
Figure BDA0003308145350000078
其中，hn是n时隙的信道状态信息(CSI)，hN-n-1是N-1-n时隙的信道状态信息(CSI)，PS＝E[s(n)s*(n)]是原始信号发送功率，s*(n)是s(n)的共轭，E[·]代表期望，
Figure BDA0003308145350000079
和
Figure BDA00033081453500000710
是时域两分量加权分数阶傅里叶反变换的变换参数，
Figure BDA00033081453500000711
是信道的高斯噪声功率。
其它步骤及参数与具体实施方式一至五之一相同。
具体实施方式七、本实施方式与具体实施方式一至六之一不同的是：所述步骤C2中，根据第二路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA00033081453500000712
其具体过程为：
将第二路的信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]分为两个支路，其中，第一支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的前N/2点信号并将后N/2点补零；第二支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的后N/2点信号并将前N/2点补零；
利用第一支路信号序列的前N/2点和第二支路信号序列的后N/2点形成
Figure BDA0003308145350000081
其中，r3(n)代表第一支路信号序列第n点的符号，r4(N-1-n)代表第二支路信号序列第N-1-n点的符号；
将
Figure BDA0003308145350000082
的两个时隙分别乘以合并系数β1(n),β2(n)后，再分别对第二路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的后N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000083
Figure BDA0003308145350000084
其它步骤及参数与具体实施方式一至六之一相同。
具体实施方式八、本实施方式与具体实施方式一至七之一不同的是：所述将
Figure BDA0003308145350000085
的两个时隙分别乘以系数β1(n),β2(n)后，再分别对第二路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的后N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure BDA0003308145350000086
其具体过程为：
Figure BDA0003308145350000087
其中，Bn＝diag[β1(n),β2(n)]，WH是W的转置共轭，
Figure BDA0003308145350000088
将符号y1(n)舍弃后，将
Figure BDA0003308145350000089
作为对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中符号s(N-n-1)的恢复结果；
同理，得到符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中后N/2点符号
Figure BDA00033081453500000810
的恢复结果。
接收端选取最优合并系数β1(n),β2(n)，使得解调
Figure BDA00033081453500000812
时信干噪比SINR2最大化：
Figure BDA00033081453500000811
其中，hn是n时隙的信道状态信息(CSI)，hN-n-1是N-1-n时隙的信道状态信息(CSI)，PS＝E[s(n)s*(n)]是原始信号发送功率，s*(n)是s(n)的共轭，E[·]代表期望，
Figure BDA0003308145350000091
和
Figure BDA0003308145350000092
是时域两分量加权分数阶傅里叶反变换的变换参数，
Figure BDA0003308145350000093
是信道的高斯噪声功率。
其它步骤及参数与具体实施方式一至七之一相同。
具体实施方式九、本实施方式的一种时域两分量WFRFT信号传输与合并系统，所述系统用于执行一种时域两分量WFRFT信号传输与合并方法。
本发明的上述算例仅为详细地说明本发明的计算模型和计算流程，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (9)

1.时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，其特征在于，所述方法具体包括以下步骤：
发射端步骤：
步骤S1、将生成的比特信息序列调制成N点长的符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)；
步骤S2、对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)进行N点时域两分量加权分数阶傅里叶变换，得到双时隙扩展信号序列；
步骤S3、给步骤S2得到的双时隙扩展信号序列加入循环前缀，获得加入循环前缀后的信号序列；
再对加入循环前缀后的信号序列依次进行D/A转换和上变频处理，并将处理后的信号序列通过天线发射至信道；
接收端步骤：
步骤C1、接收机对从信道中接收到的信号依次进行下变频、A/D转换和去除循环前缀处理，获得基带接收信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]；
步骤C2、将步骤C1中得到的基带接收信号序列分离成两路，再根据第一路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列的信息
Figure FDA0003308145340000011
根据第二路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列的信息
Figure FDA0003308145340000012
步骤C3、将恢复出的信息
Figure FDA0003308145340000013
与
Figure FDA0003308145340000014
进行合并，n＝0,1,…N/2-1，并对合并结果
Figure FDA0003308145340000015
进行解调，得到解调后的信息序列。
2.根据权利要求1所述的时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，其特征在于，所述比特信息序列的调制方式为QPSK方式。
3.根据权利要求2所述的时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，其特征在于，所述对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)进行N点时域两分量加权分数阶傅里叶变换，其具体过程为：
Figure FDA0003308145340000016
式中，W表示变换矩阵，
Figure FDA0003308145340000017
是符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)的两个时隙，n＝0,1,…N/2-1；
Figure FDA0003308145340000018
是双时隙扩展信号序列的两个时隙，双时隙扩展信号序列x＝[x(0),x(1),…,x(N-1)]。
4.根据权利要求3所述的时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，其特征在于，所述变换矩阵W为：
Figure FDA0003308145340000021
式中，ω0,ω2是时域两分量加权分数阶傅里叶变换的变换参数。
5.根据权利要求4所述的时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，其特征在于，所述步骤C2中，根据第一路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列的信息
Figure FDA0003308145340000022
其具体过程为：
将第一路的信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]分为两个支路，其中，第一支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的前N/2点信号并将后N/2点补零；第二支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的后N/2点信号并将前N/2点补零；
利用第一支路信号序列的前N/2点和第二支路信号序列的后N/2点形成
Figure FDA0003308145340000023
其中，r1(n)代表第一支路信号序列第n点的符号，r2(N-1-n)代表第二支路信号序列第N-1-n点的符号；
将
Figure FDA0003308145340000024
的两个时隙分别乘以合并系数α1(n),α2(n)后，再分别对第一路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的前N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure FDA0003308145340000025
6.根据权利要求5所述的时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，其特征在于，所述将
Figure FDA0003308145340000026
的两个时隙分别乘以合并系数α1(n),α2(n)后，再分别对第一路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的前N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure FDA0003308145340000027
其具体过程为：
Figure FDA0003308145340000028
其中，An＝diag[α1(n),α2(n)]，WH是W的转置共轭，
Figure FDA0003308145340000029
将符号y2(n)舍弃后，将
Figure FDA00033081453400000210
作为对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中符号s(n)的恢复结果；
同理，得到符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中前N/2点符号s(n)，n＝0,1,…N/2-1的恢复结果。
7.根据权利要求6所述的时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，其特征在于，所述步骤C2中，根据第二路的信号序列恢复出步骤S1获得的符号序列的信息
Figure FDA0003308145340000031
其具体过程为：
将第二路的信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]分为两个支路，其中，第一支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的前N/2点信号并将后N/2点补零；第二支路取信号序列r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)]的后N/2点信号并将前N/2点补零；
利用第一支路信号序列的前N/2点和第二支路信号序列的后N/2点形成
Figure FDA0003308145340000032
其中，r3(n)代表第一支路信号序列第n点的符号，r4(N-1-n)代表第二支路信号序列第N-1-n点的符号；
将
Figure FDA0003308145340000033
的两个时隙分别乘以合并系数β1(n),β2(n)后，再分别对第二路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的后N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure FDA0003308145340000034
8.根据权利要求7所述的时域两分量WFRFT信号传输与合并方法，其特征在于，所述将
Figure FDA0003308145340000035
的两个时隙分别乘以系数β1(n),β2(n)后，再分别对第二路的两个支路信号序列进行时域两分量加权分数阶傅里叶反变换，并对两个支路信号的反变换结果进行求和，将求和结果中的后N/2点作为步骤S1获得的符号序列的信息
Figure FDA0003308145340000036
其具体过程为：
Figure FDA0003308145340000037
其中，Bn＝diag[β1(n),β2(n)]，WH是W的转置共轭，
Figure FDA0003308145340000038
将符号y1(n)舍弃后，将
Figure FDA0003308145340000039
作为对符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中符号s(N-n-1)的恢复结果；
同理，得到符号序列s(0),s(1),…,s(N-1)中后N/2点符号
Figure FDA00033081453400000310
的恢复结果。
9.时域两分量WFRFT信号传输与合并系统，所述系统用于执行权利要求1至权利要求8之一所述的时域两分量WFRFT信号传输与合并方法。
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