CN113938041B - 高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器冗余驱动脉冲剔除调制 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 24
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 229910010271 silicon carbide Inorganic materials 0.000 description 7
- HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N silicon carbide Chemical compound [Si+]#[C-] HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 3
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- -1 silicon carbide metal oxide Chemical class 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005192 partition Methods 0.000 description 1
- 230000001550 time effect Effects 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
本发明公开一种用于高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制方法,高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器主电路的输出电流通过二阶巴特沃斯低通滤波器,滤除高频电流谐波,得到滤波后的电流;滤波后的电流和调制波输入域划分模块,获得区间号。同时,上、中、下载波和调制波输入原始驱动脉冲产生模块,获得六路原始驱动信号,并输入到冗余脉冲剔除模块,获得六路剔除冗余脉冲的驱动信号。本发明的高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制方法,不需要加入死区,可以完全避免死区效应,降低了输出电流谐波、减小了驱动电路的损耗。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域,具体是一种高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制方法。
背景技术
相比传统两电平和三电平逆变器,四电平半桥逆变器输出电压的电平数目更多,能够提高输出电能质量。并且,随着电平数量的增加,电压应力和电压变化率减小,在高压大功率电机驱动等应用场合,能够有效防止电机转子绕组绝缘击穿、改善电磁干扰特性。此外,碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管(Silicon Carbide Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor,SiCMOSFET)的开关速度极快,能够使四电平半桥逆变器工作在更高的开关频率,为减小无源滤波器、提高逆变器效率和功率密度提供了可能。
通常,为防止高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器发生直通短路,在传统调制方法中需要采用开通延时加入死区。尽管采用高频SiCMOSFET死区时间可以设置地很短,在高开关频率下死区影响仍然会非常严重,增加了输出电流谐波、降低了逆变器的性能。
发明内容
本发明的目的是针对上述技术问题,提出一种高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制方法,不需要加入死区,可以完全避免死区效应,降低了输出电流谐波、减小了驱动电路的损耗。
本发明是以如下技术方案实现的:一种高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制方法,高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器主电路的输出电流i输入低通滤波器,得到滤波后的电流i*,滤波后的电流i*和调制波M输入域划分模块,获得区间号Q,同时,上载波C1、中载波C2、下载波C3和调制波M输入原始驱动脉冲产生模块,获得六路原始驱动信号S1、S2、S3、S4、S5、S6,并输入到冗余脉冲剔除模块,获得六路剔除冗余脉冲的驱动信号S1 *、S2 *、S3 *、S4 *、S5 *、S6 *;六路剔除冗余脉冲的驱动信号S1 *、S2 *、S3 *、S4 *、S5 *、S6 *分别用于驱动六只高频SiCMOSFETT1、T2、T3、T4、T5、T6。
优选的,所述低通滤波器采用二阶巴特沃斯低通滤波器,
二阶巴特沃斯低通滤波器用于滤除输出电流i的高频谐波,获得滤波后的电流i*,传递函数:
优选的,域划分模块具体执行过程如下:
输入滤波后的电流i*、调制波M,获得区间号Q,判断i*>0、M>100、M>-100的结果,根据判断的结果依次获得如下不同的区间号Q:
1)当i*>0为假“N”且M>100为真“Y”,则Q=1;
2)当i*>0为真“Y”且M>100为真“Y”,则Q=2;
3)当i*>0为假“N”且M>100为假“N”且M>-100为真“Y”,则Q=3;
4)当i*>0为真“Y”且M>100为假“N”且M>-100为真“Y”,则Q=4;
5)当i*>0为假“N”且M>100为假“N”且M>-100为假“N”,则Q=5;
6)当i*>0为真“Y”且M>100为假“N”且M>-100为假“N”,则Q=6。
优选的,原始驱动脉冲产生模块具体执行过程如下:
1)上载波C1与调制波M比较生成高低电平变化的S1,S1取反生成S2;
2)中载波C2与调制波M比较生成高低电平变化的S3,S3取反生成S4;
3)下载波C3与调制波M比较生成高低电平变化的S5,S5取反生成S6。
优选的,上载波C1、中载波C2、下载波C3的频率均为100kHz,调制波M为频率50Hz、幅值可变的正弦波;上载波C1的幅值为100V至300V,中载波C2的幅值为-100V至100V,下载波C3的幅值为-300V至-100V。
优选的,冗余驱动脉冲剔除模块根据不同的区间号Q去除冗余驱动脉冲,具体执行过程如下:
1)若Q=1,则剔除冗余驱动脉冲,令S1 *=0;否则,S1 *=S1;
2)若Q=2,则剔除冗余驱动脉冲,令S2 *=0;否则,S2 *=S2;
3)若Q=3,则剔除冗余驱动脉冲,令S3 *=0;否则,S3 *=S3;
4)若Q=4,则剔除冗余驱动脉冲,令S4 *=0;否则,S4 *=S4;
5)若Q=5,则剔除冗余驱动脉冲,令S5 *=0;否则,S5 *=S5;
6)若Q=6,则剔除冗余驱动脉冲,令S6 *=0;否则,S6 *=S6。
本发明与现有技术相比的有益效果为:
1)本发明的调制方法在传统调制方法的基础上剔除冗余驱动脉冲,互补驱动脉冲(S1 *和S2 *、S3 *和S4 *、S5 *和S6 *)之间不需要采用传统开通延时环节加入死区;
2)剔除的冗余脉冲不影响输出电压,可以完全避免高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器的死区效应,不存在输出误差电压,降低了输出电流谐波;
3)剔除冗余驱动脉冲,能够有效减小驱动电路的损耗。
附图说明
图1为高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器的整体控制框图;
图2为高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器主电路MC_block的结构图;
图3为二阶巴特沃斯低通滤波器BW_block的传递函数框图;
图4为区域划分模块QH_block的原理框图;
图5为原始脉冲产生模块OP_block的原理框图;
图6为冗余驱动脉冲剔除模块RP_block的原理框图;
图7为高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制原理图;
图8为采用传统含死区调制方法的输出电流波形图;
图9为采用本发明剔除冗余驱动脉冲的调制方法输出的电流波形图。
具体实施方式
为了更清楚地表达本发明的目的、技术方案和优势,下面将结合本发明中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清除、完整地表述。
参见图1,高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器的整体控制框图。图中,MC_block为高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器主电路;BW_block为二阶巴特沃斯低通滤波器;QH_block为区域划分模块;OP_block为原始驱动脉冲产生模块;RP_block为冗余脉冲剔除模块;i为输出电流;i*为滤波后的电流;Q为区间号;C1、C2、C3分别为上、中、下载波;M为调制波;S1、S2、S3、S4、S5、S6为六路原始驱动信号;S1 *、S2 *、S3 *、S4 *、S5 *、S6 *为六路剔除冗余脉冲的驱动信号。
继续参见图1,高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器主电路MC_block的输出电流i输入二阶巴特沃斯低通滤波器BW_block,得到滤波后的电流i*。滤波后的电流i*和调制波M输入域划分模块QH_block,获得区间号Q。同时,上、中、下载波C1、C2、C3和调制波M输入原始驱动脉冲产生模块OP_block,获得六路原始驱动信号S1、S2、S3、S4、S5、S6,并输入到冗余脉冲剔除模块RP_block,获得六路剔除冗余脉冲的驱动信号S1 *、S2 *、S3 *、S4 *、S5 *、S6 *。
参见图2,高频SiCMOSFET四电平半桥逆变器主电路MC_block的结构图。图中,V1、V2、V3为1号、2号、3号直流母线电源,电压数值分别为V1=600V、V2=200V、V3=200V;Cdc1、Cdc2分别为上、下直流母线电容;CS为电流传感器;L为滤波电感;R为负载电阻;T1、T2、T3、T4、T5、T6为六只高频SiCMOSFET。
继续参见图2,1号直流母线电源V1正极、2号直流母线电源V2正极、上直流母线电容Cdc1正极、SiCMOSFET T1相互连接;1号直流母线电源V1负极、3号直流母线电源V3负极、下直流母线电容Cdc2负极、SiCMOSFET T6相互连接;上、下直流母线电容Cdc1、Cdc2串联连接,连接点与电流传感器CS、滤波电感L、负载电阻R依次串联;直流母线电源V2、SiCMOSFET T2、SiCMOSFET T3依次串联;直流母线电源V3、SiCMOSFET T4、SiCMOSFET T5依次串联;最后,SiCMOSFET T1、SiCMOSFET T3、负载电阻R、SiCMOSFET T5、SiCMOSFET T6连接在一起。需要说明的是,六路剔除冗余脉冲的驱动信号S1 *、S2 *、S3 *、S4 *、S5 *、S6 *分别用于驱动六只高频SiCMOSFETT1、T2、T3、T4、T5、T6。
参见图3,二阶巴特沃斯低通滤波器BW_block的传递函数框图。二阶巴特沃斯低通滤波器用于滤除输出电流i的高频谐波,获得滤波后的电流i*,传递函数如式(1)所示。
参见图4,区域划分模块QH_block的原理框图。输入滤波后的电流i*、调制波M,获得区间号Q。判断i*>0、M>100、M>-100的结果,根据判断的结果依次获得如下不同的区间号Q:
1)当i*>0为假“N”且M>100为真“Y”,则Q=1;
2)当i*>0为真“Y”且M>100为真“Y”,则Q=2;
3)当i*>0为假“N”且M>100为假“N”且M>-100为真“Y”,则Q=3;
4)当i*>0为真“Y”且M>100为假“N”且M>-100为真“Y”,则Q=4;
5)当i*>0为假“N”且M>100为假“N”且M>-100为假“N”,则Q=5;
6)当i*>0为真“Y”且M>100为假“N”且M>-100为假“N”,则Q=6。
参见图5,原始脉冲产生模块OP_block的原理框图。上、中、下载波C1、C2、C3和调制波M分别进行比较,获得六路原始驱动信号S1、S2、S3、S4、S5、S6。需要说明的是,上、中、下载波C1、C2、C3的频率均为100kHz,调制波M为频率50Hz、幅值可变的正弦波;上载波C1的幅值为100V至300V,中载波C2的幅值为-100V至100V,下载波C3的幅值为-300V至-100V。具体执行过程如下:
1)上载波C1与调制波M比较生成高低电平变化的S1,S1取反生成S2;
2)中载波C2与调制波M比较生成高低电平变化的S3,S3取反生成S4;
3)下载波C3与调制波M比较生成高低电平变化的S5,S5取反生成S6。
参见图6,冗余驱动脉冲剔除模块RP_block的原理框图。根据不同的区间号Q去除冗余驱动脉冲。具体执行过程如下:
1)若Q=1,则剔除冗余驱动脉冲,令S1 *=0;否则,S1 *=S1;
2)若Q=2,则剔除冗余驱动脉冲,令S2 *=0;否则,S2 *=S2;
3)若Q=3,则剔除冗余驱动脉冲,令S3 *=0;否则,S3 *=S3;
4)若Q=4,则剔除冗余驱动脉冲,令S4 *=0;否则,S4 *=S4;
5)若Q=5,则剔除冗余驱动脉冲,令S5 *=0;否则,S5 *=S5;
6)若Q=6,则剔除冗余驱动脉冲,令S6 *=0;否则,S6 *=S6。
参见图7,高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制原理图。图中,Rp为剔除的冗余驱动脉冲。详细展示了调制波M、滤波后的电流i*、上载波C1、中载波C2、下载波C3、六路剔除冗余脉冲的驱动信号S1 *、S2 *、S3 *、S4 *、S5 *、S6 *的波形。
为验证本发明的高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制方法,采用Matlab/Simulink进行了仿真验证。具体的仿真参数为:1号直流母线电源V1为600V、2号直流母线电源V2为200V、3号直流母线电源V3为200V;滤波电感L为0.3mH、负载电阻R为10Ω;上、中、下载波C1、C2、C3的频率均为100kHz;调制波M为频率50Hz、幅值为200V;上载波C1的幅值为100V至300V,中载波C2的幅值为-100V至100V,下载波C3的幅值为-300V至-100V。
首先,采用传统含死区的调制方法作为对比,不剔除冗余驱动脉冲,死区时间设定为1μs,输出电流波形如图8所示。可见,输出电流波形在过零点处畸变严重,电流的总谐波畸变率(Total Harmonic Distortion,THD)为6.53%。然后,采用本发明的剔除冗余驱动脉冲的调制方法,输出电流波形如图9所示。可见,输出电流波形正弦度显著提高,电流的总谐波畸变率THD为3.12%。仿真结果说明了本发明的高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制方法的有效性。
Claims (3)
1.一种高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制方法,其特征在于:高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器主电路的输出电流i输入低通滤波器,得到滤波后的电流i*,滤波后的电流i*和调制波M输入域划分模块,获得区间号Q,同时,上载波C1、中载波C2、下载波C3和调制波M输入原始驱动脉冲产生模块,获得六路原始驱动信号S1、S2、S3、S4、S5、S6,并输入到冗余脉冲剔除模块,获得六路剔除冗余脉冲的驱动信号S1 *、S2 *、S3 *、S4 *、S5 *、S6 *;六路剔除冗余脉冲的驱动信号S1 *、S2 *、S3 *、S4 *、S5 *、S6 *分别用于驱动六只高频SiCMOSFET T1、T2、T3、T4、T5、T6;
域划分模块工作过程如下:
输入滤波后的电流i*、调制波M,获得区间号Q,判断i*>0、M>100、M>-100的结果,根据判断的结果依次获得如下不同的区间号Q:
1)当i*>0为假“N”且M>100为真“Y”,则Q=1;
2)当i*>0为真“Y”且M>100为真“Y”,则Q=2;
3)当i*>0为假“N”且M>100为假“N”且M>-100为真“Y”,则Q=3;
4)当i*>0为真“Y”且M>100为假“N”且M>-100为真“Y”,则Q=4;
5)当i*>0为假“N”且M>100为假“N”且M>-100为假“N”,则Q=5;
6)当i*>0为真“Y”且M>100为假“N”且M>-100为假“N”,则Q=6;
原始驱动脉冲产生模块具体执行过程如下:
1)上载波C1与调制波M比较生成高低电平变化的S1,S1取反生成S2;
2)中载波C2与调制波M比较生成高低电平变化的S3,S3取反生成S4;
3)下载波C3与调制波M比较生成高低电平变化的S5,S5取反生成S6;
冗余驱动脉冲剔除模块根据不同的区间号Q去除冗余驱动脉冲,具体执行过程如下:
1)若Q=1,则剔除冗余驱动脉冲,令S1 *=0;否则,S1 *=S1;
2)若Q=2,则剔除冗余驱动脉冲,令S2 *=0;否则,S2 *=S2;
3)若Q=3,则剔除冗余驱动脉冲,令S3 *=0;否则,S3 *=S3;
4)若Q=4,则剔除冗余驱动脉冲,令S4 *=0;否则,S4 *=S4;
5)若Q=5,则剔除冗余驱动脉冲,令S5 *=0;否则,S5 *=S5;
6)若Q=6,则剔除冗余驱动脉冲,令S6 *=0;否则,S6 *=S6。
2.根据权利要求1所述的高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制方法,其特征在于:所述低通滤波器采用二阶巴特沃斯低通滤波器,
二阶巴特沃斯低通滤波器用于滤除输出电流i的高频谐波,获得滤波后的电流i*,传递函数:
3.根据权利要求1所述的高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器的冗余驱动脉冲剔除调制方法,其特征在于:上载波C1、中载波C2、下载波C3的频率均为100kHz,调制波M为频率50Hz、幅值可变的正弦波;上载波C1的幅值为100V至300V,中载波C2的幅值为-100V至100V,下载波C3的幅值为-300V至-100V。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202111191682.5A CN113938041B (zh) | 2021-10-13 | 2021-10-13 | 高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器冗余驱动脉冲剔除调制 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202111191682.5A CN113938041B (zh) | 2021-10-13 | 2021-10-13 | 高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器冗余驱动脉冲剔除调制 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN113938041A CN113938041A (zh) | 2022-01-14 |
CN113938041B true CN113938041B (zh) | 2024-01-12 |
Family
ID=79279108
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN202111191682.5A Active CN113938041B (zh) | 2021-10-13 | 2021-10-13 | 高频SiC MOSFET四电平半桥逆变器冗余驱动脉冲剔除调制 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN113938041B (zh) |
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