CN113937987B - 恒定功率控制电路 - Google Patents

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Abstract

一种恒定功率控制电路，用以驱动一外部装置。外部装置接收一输入电压，并产生一输出电压。第一转换电路转换输入电压与输出电压之间的一电压差值，用以产生一充电电流。储能电路根据充电电流而充电，用以提供一储能电压。控制电路产生一控制信号，并根据储能电压到达一预设电压的充电时间，调整控制信号的占空比。第二转换电路根据控制信号，产生一计数电压。计数电压与电压差值呈一反比例。第三转换电路转换计数电压，用以产生限制电流。驱动电路比较一设定电流以及限制电流，用以产生一驱动信号予外部装置。本申请提供的恒定功率控制电路能够避免外部装置因输出电压发生大的变化，而离开安全工作区。

Description

恒定功率控制电路
技术领域
本发明是有关于一种恒定功率控制电路，特别是有关于一种根据一输入电压以及一输出电压之间的电压差值，产生一限制电流的恒定功率控制电路。
背景技术
一般而言，高压功率切换装置接收一输入电压，并提供一输出电压予一负载。当负载发生异常时，可能拉低高压功率切换装置所产生的输出电压。由于输入电压与输出电压之间的电压差值变大，因而增加流经高压功率切换装置的电流，使得高压功率切换装置的操作功率变大，无法维持在一安全操作区(safe operating area)中。
发明内容
本发明提供一种恒定功率控制电路，用以驱动一外部装置。外部装置接收一输入电压，并产生一输出电压。恒定功率控制电路包括一电压产生电路以及一驱动电路。电压产生电路根据输入电压与输出电压之间的一电压差值，产生一限制电流，并包括一第一转换电路、一储能电路、一控制电路、一第二转换电路以及一第三转换电路。第一转换电路转换电压差值，用以产生一充电电流。储能电路根据充电电流而充电，用以提供一储能电压。控制电路产生一控制信号，并根据储能电压到达一预设电压的充电时间，调整控制信号的占空比。第二转换电路根据控制信号，产生一计数电压。计数电压与电压差值呈一反比例。第三转换电路转换计数电压，用以产生限制电流。驱动电路比较一设定电流以及限制电流，用以产生一驱动信号予外部装置。当限制电流大于设定电流时，驱动电路根据设定电流产生驱动信号。当限制电流小于设定电流时，驱动电路根据限制电流产生驱动信号。
本发明另提供一种电压产生电路，包括一第一转换电路、一储能电路、一控制电路以及一第二转换电路。第一转换电路转换一电压差值，用以产生一充电电流。储能电路根据充电电流而充电，用以提供一储能电压。控制电路产生一控制信号，并根据储能电压到达一预设电压的充电时间，调整控制信号的占空比。第二转换电路根据控制信号，产生一计数电压。计数电压与电压差值呈一反比例。本申请提供的恒定功率控制电路能够避免外部装置因输出电压发生大的变化，而离开安全工作区。
附图说明
图1为本发明的操作系统的示意图。
图2A为本发明的电压产生电路的示意图。
图2B为本发明的电压产生电路的另一示意图。
图3为本发明的放电电路的控制时序图。
【符号说明】
100：操作系统；
101：接地节点；
110：外部装置；
120：恒定功率控制电路；
121,200：电压产生电路；
122：驱动电路；
130：设定电路；
131：运算放大器；
140：检测电路；
150：比较电路；
210,240,250：转换电路；
Q1,Q2：晶体管；
212：电流镜；
211,231：比较器；
220：储能电路；
230：控制电路；
232：放电电路；
233：放电元件；
241：节点；
260：缓冲器；
320,330：时间点；
311～314：期间；
VIN：输入电压；
I_limit：限制电流；
VOUT：输出电压；
Iocset：设定电流；
SDR：驱动信号；
SDET：检测信号；
Rocset,Rt,Rc：电阻；
Vocset：设定电压；
GND：接地电压；
Vcont：计数电压；
Ct,Cc：电容；
Ich：充电电流；
Vct：储能电压；
SCON1,SCON2：控制信号；
VT：预设电压；
SCM：比较信号；
CLK：重置信号；
G1、G2：逻辑闸；
I1～I4：输入端；
O1,O2：输出端；
Vref：参考电压。
具体实施方式
为让本发明的目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举出实施例，并配合所附图式，做详细的说明。本发明说明书提供不同的实施例来说明本发明不同实施方式的技术特征。其中，实施例中的各元件的配置是为说明之用，并非用以限制本发明。另外，实施例中图式标号的部分重复，是为了简化说明，并非意指不同实施例之间的关联性。
图1为本发明的操作系统的示意图。如图1所示，操作系统100包括一外部装置110以及一恒定功率控制电路(constant power control circuit)120。外部装置110接收一输入电压VIN，并根据一控制信号SCON1产生一输出电压VOUT。在本实施例中，恒定功率控制电路120用以控制外部装置110的功率，在输出电压VOUT发生变化时，确保外部装置110始终操作于一安全工作区。
本发明并不限定外部装置110的种类。在本实施例中，外部装置110是为一高压功率切换装置(high voltage power switch device)，其内部具有一驱动晶体管Q1。驱动晶体管Q1的栅极接收控制信号SCON1。驱动晶体管Q1的漏极(或称第一电极)接收输入电压VIN。驱动晶体管Q1的源极(或称第二电极)提供输出电压VOUT。在一可能实施例中，输出电压VOUT是提供予一外部负载(未显示)。外部负载接收输出电压VOUT，并根据输出电压VOUT而动作。在此例中，当外部负载异常时，输出电压VOUT可能会有大幅的变化。由于输出电压VOUT与输入电压VIN之间的压差变大，因而大幅增加流经驱动晶体管Q1的电流，造成驱动晶体管Q1的功率大幅增加。
在本实施例中，恒定功率控制电路120根据输入电压VIN与输出电压VOUT的电压差值(VIN-VOUT)，产生一限制电流I_limit，并比较限制电流I_limit与一设定电流Iocset，用以产生一驱动信号SDR。在一可能实施例中，驱动信号SDR作为控制信号SCON1。本发明并不限定恒定功率控制电路120的架构。在一可能实施例中，恒定功率控制电路120是为一类比电路。在此例中，恒定功率控制电路120包括一电压产生电路121以及一驱动电路122。
电压产生电路121根据输入电压VIN与输出电压VOUT的电压差值(VIN-VOUT)，产生电压差(VIN-VOUT)的倒数
Figure BDA0002725420170000041
其中K为电压产生电路121里的元件参数。在此例中，电压产生电路121再根据倒数
Figure BDA0002725420170000042
产生一限制电流I_limit。在本实施例中，电压差值(VIN-VOUT)和限制电流I_limit呈一反比例。换句话说，当电压差值(VIN-VOUT)愈大时，限制电流I_limit愈小。当电压差值(VIN-VOUT)愈小时，限制电流I_limit愈大。
驱动电路122比较限制电流I_limit与设定电流Iocset，并产生驱动信号SDR。在一可能实施例中，当限制电流I_limit大于设定电流Iocset时，驱动电路122根据设定电流Iocset产生驱动信号SDR。然而，当限制电流I_limit小于设定电流Iocset时，驱动电路122根据限制电流I_limit产生驱动信号SDR。由于驱动电路122是根据较小的电流产生驱动信号SDR，故可避免外部装置110因输出电压VOUT发生大变化时，而离开了安全工作区(SOA)。
在其它实施例中，操作系统100更包括一设定电路130，用以产生设定电流Iocset。本发明并不限定设定电路130的架构。在一可能实施例中，设定电路130包括一运算放大器131以及一电阻Rocset。运算放大器131的非反相输入端接收一设定电压Vocset。在一可能实施例中，设定电压Vocset是由使用者设定。
设定电压Vocset通常代表外部装置110可操作的最大电压，故设定电压Vocset可称为一过压设定值(over voltage set)。此外，设定电流Iocset通常代表外部装置110可操作的最大电流，故设定电流Iocset可称为一过压设定值(over current set)。
电阻Rocset耦接于运算放大器131的一反相输入端与一接地节点101之间。接地节点101接收一接地电压GND。在此例中，流经电阻Rocset的电流作为设定电流Iocset。在一些实施例中，使用者调整设定电阻Rocset的阻值，用以改变设定电流Iocset。在此例中，当设定电压Vocset维持不变时，如果设定电阻Rocset的阻值愈大时，设定电流Iocset愈小。相反地，如果设定电阻Rocset的阻值愈小时，设定电流Iocset愈大。
在其它实施例中，操作系统100更包括一检测电路140以及一比较电路150。检测电路140用以检测外部装置110的输入电流，并根据检测结果，产生一检测信号SDET。本发明并不限定检测电路140的架构。在一可能实施例中，检测电路140是为一电流至电压转换器(current-to-voltage converter)。在此例中，检测信号SDET是为一电压信号。
比较电路150根据检测信号SDET及驱动信号SDR，产生控制信号SCON1。在一可能实施例中，当检测信号SDET小于驱动信号SDR时，表示流经外部装置110的电流正常。因此，控制信号SCON1为一第一位准。当检测信号SDET大于驱动信号SDR时，表示外部装置110的输入电流可能因输出电压VOUT发生大幅变化而发生异常。因此，控制信号SCON1为一第二位准。在此例中，外部装置110根据控制信号SCON1的位准，决定流经本身的电流大小。举例而言，当控制信号SCON1的位准愈大时，外部装置110让更多的电流流过。相反地，当控制信号SCON1的位准愈小时，外部装置110让较少的电流流过。由于控制信号SCON1限制了流经外部装置110的电流，故可控制外部装置110的功率，使其维持于安全工作区中。
图2A为本发明的电压产生电路的示意图。如图2A所示，电压产生电路200包括转换电路210、240、一储能电路220以及一控制电路230。转换电路210转换输入电压VIN与输出电压VOUT之间的一电压差值(VIN-VOUT)，用以产生一充电电流Ich。本发明并不限定转换电路210的架构。在一可能实施例中，转换电路210是为一电压电流转换器(voltage-to-currentconverter)。
在本实施例中，转换电路210包括一比较器211、一电流镜212以及一电阻Rt。电阻Rt的一端接收输入电压VIN，电阻Rt的另一端耦接比较器211的非反相输入端。比较器211的反相输入端接收输出电压VOUT。电流镜212根据流经电阻Rt的电流，产生充电电流Ich。在本实施例中，当输出电压VOUT与输入电压VIN之间的电压差值愈大时，充电电流Ich愈大。在一些实施例中，充电电流Ich等于流经电阻Rt的电流。
储能电路220根据充电电流Ich而充电，用以提供一储能电压Vct。在本实施例中，储能电路220是为一电容Ct。电容Ct根据充电电流Ich而充电。在此例中，电容Ct的电压作为储能电压Vct。如图2A所示，电容Ct的一端接收充电电流Ich，另一端接收接地电压GND。
当充电电流Ich愈大时，储能电压Vct愈快到达一预设电压VT。当充电电流Ich愈小时，储能电压Vct愈慢到达预设电压VT。因此，通过判断储能电压Vct的充电时间(充电至预设电压VT)，便可得知电压差值(VIN-VOUT)的改变。
控制电路230产生一控制信号SCON2，并根据储能电压Vct到达预设电压VT的充电时间，调整控制信号SCON2的占空比(duty cycle)。在本实施例中，当储能电压Vct到达预设电压VT的充电时间愈短时，控制信号SCON2的脉冲宽度(pulse width)愈短。当储能电压Vct到达预设电压VT的充电时间愈长时，控制信号SCON2的脉冲宽度愈长。因此，控制信号SCON2的脉冲宽度和储能电压Vct的充电时间呈正比例，但和电压差值(VIN-VOUT)呈反比例。换句话说，当输出电压VOUT与输入电压VIN之间的电压差值(VIN-VOUT)愈大时，控制信号SCON2的脉冲宽度愈小。当电压差值(VIN-VOUT)愈小时，控制信号SCON2的脉冲宽度愈大。在此例中，控制信号SCON2的脉冲是为一正脉冲。
在一可能实施例中，控制电路230包括一比较器231以及一放电电路232。比较器231比较储能电压Vct与预设电压VT，用以产生一比较信号SCM。在本实施例中，比较器231的反相输入端接收预设电压VT，其非反相输入端接收储能电压Vct，其输出端提供比较信号SCM。
放电电路232根据比较信号SCM以及一重置信号CLK，产生控制信号SCON2。在一可能实例中，当重置信号CLK被致能时(如为一高位准)，放电电路232重置储能电路220，使得储能电压Vct等于一初始值(如0V)。在此例中，当储能电路220接收到充电电流Ich时，储能电压Vct由初始值(如0V)开始增加。当储能电压Vct到达预设电压VT时，放电电路232再次重置储能电路220，使得储能电压Vct回到初始值，直到储能电路220再次接收到充电电流Ich。
在一可能实施例中，当储能电路220根据充电电流Ich而充电时，控制信号SCON2为一第一位准。当储能电路220被重置时，控制信号SCON2为一第二位准。第一位准相对于第二位准。举例而言，当第一位准为一高位准时，第二位准为一低位准。当第一位准为一低位准时，第二位准为一高位准。
在一可能实施例中，放电电路322包括逻辑闸G1、G2及一放电元件233。逻辑闸G1具有输入端I1、I2以及一输出端O1。逻辑闸G2具有输入端I3、I4以及一输出端O2。输入端I1接收比较信号SCM。输入端I2耦接晶体管Q2的栅极及输出端O2。输出端O1输出控制信号SCON2并耦接输入端I3。输入端I4接收重置信号CLK。在本实施例中，逻辑闸G1及G2均为反或闸(NOR gate)。
放电元件233根据输出端O2的位准，释放储能元件220所储存的电压Vct至一初始值。在本实施例中，放电元件233是为一晶体管Q2。晶体管Q2的栅极耦接输出端O2，其漏极耦接储能电路220，其源极接收接地电压GND。当输出端O2的位准为一高位准时，晶体管Q2导通，用以设定储能电压Vct等于接地电压GND(或称一初始值)。当输出端O2的位准为一低位准时，晶体管Q2不导通。因此，储能电路220继续根据充电电流Ich而充电。
转换电路240根据控制信号SCON2的占空比，产生一计数电压Vcont。由于控制信号SCON2的占空比与电压差值(VIN-VOUT)呈反比例，故计数电压Vcont也与电压差值(VIN-VOUT)呈反比例。本发明并不限定转换电路240的架构。在一可能实施例中，转换电路240是为一滤波电路。在本实施例中，转换电路240包括一电阻Rc及一电容Cc。电阻Rc耦接于输出端O1与节点241之间。电容Cc的一端耦接节点241，其另一端接收接地电压GND。在此例中，节点241的电压作为计数电压Vcont。
在本实施例中，电压产生电路200作为一反比电压产生电路，其所产生的计数电压Vcont与电压差值(VIN-VOUT)呈一反比例。另外，在图2A中，电阻Rt的阻值、电容Ct的容值以及预设电压VT的大小，都会影响反比例的程度。举例而言，计数电压Vcont与电压差值(VIN-VOUT)之间的关系如下式所示：
Figure BDA0002725420170000081
其中符号K与电阻Rt的阻值和电容Ct的容值有关。
使用者可通过控制电阻Rt的阻值及/或电容Ct的容值，控制计数电压Vcont与输出电压VOUT和输入电压VIN的电压差值(VIN-VOUT)的反比例程度。
转换电路250转换计数电压Vcont，用以产生限制电流I_limit。本发明并不限定转换电路250的架构。在一可能实施例中，转换电路250是为一电压至电流转换器(voltage-to-current converter)。
图2B为本发明的电压产生电路的另一示意图。图2B相似图2A，不同之处在于，图2B多了一缓冲器260。在本实施例中，缓冲器260根据一参考电压Vref及接地电压GND，设定控制信号SCON2的位准。在此例中，控制信号SCON2的最大位准值等于参考电压Vref，其最小位准值等于接地电压GND。
在此例中，参考电压Vref也会影响计数电压Vcont和电压差值(VIN-VOUT)间的反比例程度。举例而言，当参考电压Vref愈大时，计数电压Vcont和电压差值(VIN-VOUT)之间的反比例程度愈大。当参考电压Vref愈小时，计数电压Vcont和电压差值(VIN-VOUT)之间的反比例程度愈小。换句话说，参考电压Vref与计数电压Vcont呈一正比例。
图3为本发明的放电电路的控制时序图。请搭配图2A，在期间311，由于储能电路220接收到充电电流Ich，故储能电压Vct逐渐上升。在时间点320，储能电压Vct达预设电压VT，故比较信号SCM由低位准变化至高位准。因此，控制信号SCON2为低位准。由于重置信号CLK也为低位准，故输出端O2为高位准。因此，在期间312，晶体管Q2导通，用以将储能电压Vct释放至一初始值，如0V。在本实施例中，期间311称为储能电路220的充电时间。当输出电压VOUT与输入电压VIN之间的电压差愈大时，充电电流Ich愈大，故储能电路220的充电时间愈短(即期间311愈小)。当输出电压VOUT与输入电压VIN之间的电压差愈小时，充电电流Ich愈小，故储能电路220的充电时间愈长(即期间311愈大)。
在期间313，重置信号CLK为高位准。因此，输出端O2为低位准，不导通晶体管Q2。此时，由于储能电压Vct未达预设电压VT，故比较信号SCM为低位准。因此，控制信号SCON2为高位准。在期间314，重置信号CLK为低位准。由于控制信号SCON2为高位准，故输出端O2维持在低位准，不导通晶体管Q2。此时，当储能电路220接收到充电电流Ich时，储能电压Vct逐渐上升。
在时间点330，储能电压Vct达预设电压VT，故比较信号SCM由低位准变化至高位准。因此，控制信号SCON2为低位准。由于重置信号CLK也为低位准，故输出端O2为高位准。因此，在时间点330后，储能电压Vct被释放至初始值。
在本实施例中，控制信号SCON2的脉冲宽度与储能电压Vct达预设电压VT的充电时间有关，而储能电压Vct达预设电压VT的充电时间又与充电电流Ich有关。由于充电电流Ich与电压差值(VIN-VOUT)有关，故控制信号SCON2的脉冲宽度与电压差值(VIN-VOUT)有关。当电压差值(VIN-VOUT)愈大时，充电电流Ich愈大，故储能电压Vct到达预设电压VT的充电时间愈短，使得控制信号SCON2的脉冲宽度愈小。因此，控制信号SCON2的脉冲宽度与电压差值(VIN-VOUT)呈反比例。换句话说，当电压差值(VIN-VOUT)愈大时，控制信号SCON2的脉冲宽度愈小。当电压差值(VIN-VOUT)愈小时，控制信号SCON2的脉冲宽度愈大。
由于计数电压Vcont和电压差值(VIN-VOUT)呈反比例，故当输出电压VOUT与输入电压VIN的电压差值(VIN-VOUT)愈大时，计数电压Vcont愈小。在图2A中，计数电压Vcont愈小时，限制电流I_limit愈小，故可避免图1的外部装置110因输出电压VOUT大幅变化时，离开安全工作区。
除非另作定义，在此所有词汇(包含技术与科学词汇)均属本发明所属领域技术人员的一般理解。此外，除非明白表示，词汇于一般字典中的定义应解释为与其相关技术领域的文章中意义一致，而不应解释为理想状态或过分正式的语态。
虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰。举例来说，本发明实施例所描述的系统、装置或是方法可以通过硬件、软件或硬件以及软件的组合的实体实施例加以实现。因此本发明的保护范围当视权利要求保护范围所界定的为准。

Claims (10)

1.一种恒定功率控制电路，用以驱动一外部装置，其特征在于，所述外部装置接收一输入电压，并产生一输出电压，所述恒定功率控制电路包括：
一电压产生电路，根据所述输入电压与所述输出电压之间的一电压差值，产生一限制电流，并包括：
一第一转换电路，转换所述电压差值，用以产生一充电电流；
一储能电路，根据所述充电电流而充电，用以提供一储能电压；
一控制电路，产生一控制信号，并根据所述储能电压到达一预设电压的充电时间，调整所述控制信号的占空比；
一第二转换电路，根据所述控制信号，产生一计数电压，所述计数电压与所述电压差值呈一反比例；以及
一第三转换电路，转换所述计数电压，用以产生所述限制电流；以及
一驱动电路，比较一设定电流以及所述限制电流，用以产生一驱动信号予所述外部装置；
其中，当所述限制电流大于所述设定电流时，所述驱动电路根据所述设定电流产生所述驱动信号，当所述限制电流小于所述设定电流时，所述驱动电路根据所述限制电流产生所述驱动信号。
2.根据权利要求1所述的恒定功率控制电路，其特征在于，所述第一转换电路包括：
一第一电阻，具有一第一端以及一第二端，所述第一端接收所述输入电压；
一第一比较器，其非反相输入端耦接所述第二端，其反相输入端接收所述输出电压；
一电流镜，根据流经所述第一电阻的电流，产生所述充电电流。
3.根据权利要求2所述的恒定功率控制电路，其特征在于，所述计数电压与所述电压差值之间的关系如下：
Figure FDA0002725420160000011
其中Y为所述计数电压，X为所述电压差值，K与所述第一电阻的阻值有关。
4.根据权利要求1所述的恒定功率控制电路，其特征在于，所述控制电路包括：
一第二比较器，比较所述储能电压与所述预设电压，用以产生一比较信号；以及
一放电电路，根据所述比较信号，重置所述储能电路；
其中当所述储能电路接收所述充电电流时，所述储能电压由一初始值开始增加，当所述储能电压到达所述预设电压时，所述放电电路重置所述储能电路，使得所述储能电压等于所述初始值，直到所述储能电路接收所述充电电流。
5.根据权利要求4所述的恒定功率控制电路，其特征在于，当所述储能电路根据所述充电电流而充电时，所述放电电路令所述控制信号为一第一位准，当所述储能电路被重置时，所述放电电路令所述控制信号为一第二位准，所述第一位准相对于所述第二位准。
6.根据权利要求5所述的恒定功率控制电路，其特征在于，放电电路包括：
一第一逻辑闸，具有一第一输入端、一第二输入端以及一第一输出端，所述第一输入端接收所述比较信号，所述第一输出端的位准作为所述控制信号；
一第二逻辑闸，具有一第三输入端、一第四输入端以及一第二输出端，所述第三输入端耦接所述第一输出端，所述第四输入端接收一重置信号，所述第二输出端耦接所述第二输入端；以及
一放电元件，根据所述第二输出端的位准，释放所述储能电压。
7.根据权利要求5所述的恒定功率控制电路，其特征在于，更包括：
一缓冲器，根据一参考电压，设定所述控制信号的位准。
8.根据权利要求7所述的恒定功率控制电路，其特征在于，所述计数电压与所述电压差值之间的关系如下：
Figure FDA0002725420160000021
其中Y为所述计数电压，X为所述电压差值，K与所述参考电压有关。
9.根据权利要求1所述的恒定功率控制电路，其特征在于，所述第二转换电路系为一滤波电路。
10.根据权利要求1所述的恒定功率控制电路，其特征在于，所述储能电路包括一电容，所述电容的电压作为所述储能电压，所述计数电压与所述电压差值之间的关系如下：
Figure FDA0002725420160000022
其中Y为所述计数电压，X为所述电压差值，K与所述电容的容值有关。
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