CN113922424B - 一种变流器离网模式转并网模式的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种变流器离网模式转并网模式的控制方法，离网运行模式下变流器采用交流电压环单闭环控制策略，并网运行模式下变流器采用恒直流电流外环控制交流电流内环的控制策略；离网运行过程中，利用离网时交流电压环的状态数据通过交流电流内环实时计算出并网时交流电流内环控制所需的状态数据，以备离网切换为并网时使用，交流电流内环在离网运行模式下不参与交流电压环的控制。本发明将离网交流电压单闭环运行的变流器，采用闭环回路替代法，以极低的运算量转换为并网直流电流控制，适用于中低端MCU控制器的PCS控制，有助于降低成本。

Description

一种变流器离网模式转并网模式的控制方法

技术领域

本发明属于储能系统技术领域，主要涉及一种变流器离网模式转并网模式的控制方法。

背景技术

随着分布式可再生能源和储能装置的安装日益增多，给现代配电系统带来了结构上的变化。基于储能系统的微电网可以在电网故障时不脱离输电系统而持续为区域负荷供电，保持离网运行，而当电网恢复正常时，微网系统则退出离网运行模式切换为并网运行模式。储能变流器(PCS)既可以用于离网带载运行，也可并网整流逆变，即充放电运行。当离网带载运行后，电网恢复正常，可以启动离网转并网的控制策略。转为并网运行后，PCS可以控制电池充、放电的工作状态。

对基于储能系统的微网在并离网之间的切换控制，传统的PCS离网转并网多采用下垂控制或虚拟同步机控制。但下垂控制和虚拟同步机控制会带来输出电压幅值和频率的变化，而且下垂系数和虚拟同步机转动惯量的确定比较困难，容易造成系统的不稳定，并且，对于这两种控制方案来说，均需要采用复杂的计算公式和高端的硬件MCU(微控制单元)配置。因此，对于追求低成本的应用推广，上述两种控制方法并不适用，在降低成本的前提下，所采用的中低端MCU控制器的PCS无法完成上述复杂的计算过程。

发明内容

本发明公开一种变流器离网模式转并网模式的控制方法，将离网单闭环运行的变流器，采用闭环回路替代法，以极低的运算量转换为并网直流电流控制，适用于中低端MCU控制器的PCS控制，有助于降低成本。

为了实现上述目的，本发明所采用的技术方案为：

一种变流器离网模式转并网模式的控制方法，离网运行模式下变流器采用交流电压环单闭环控制策略，并网运行模式下变流器采用恒直流电流外环控制交流电流内环的控制策略；离网运行过程中，利用离网时交流电压环的状态数据通过交流电流内环实时计算出并网时交流电流内环控制所需的状态数据，以备离网切换为并网时使用，交流电流内环在离网运行模式下不参与交流电压环的控制。

进一步，离网运行模式下，交流电压环根据交流电压给定值来控制变流器输出的交流电压跟随交流电压给定值。

进一步，变流器启动时，交流电压给定值采用斜坡给定，并将斜坡给定值作为前馈累加到PI调节器的输出值。

进一步，变流器启动后，电网电压锁相环采样逆变器输出的交流电压，经过PARK变换后的D、Q轴电压作为离网交流电压环控制环路的反馈量。

进一步，变流器的离网运行角度采用MCU控制器中断累加方式计算获得，与变流器离网交流电压环输出电压一起经过PARK反变换后作为SVPWM的调制分量。

进一步，离网运行模式下，实时计算参数及计算方法按下式(1)至式(5)进行确定：

U_{d_decouple}＝I_{q_fb}ωL (1)

U_{d_decouple}＝I_{q_fb}ωL (2)

U_{d_g_pre_out}＝U_{d_out}-U_{d_grid}-U_{d_decouple} (3)

U_{q_g_pre_out}＝U_{q_out}-U_{q_grid}+U_{q_decouple} (4)

I_{dc_pi_out}＝I_{d_fb} (5)

上述公式中，各个参数含义说明如下：

U_{d_decouple}和U_{q_decouple}分别为交流电流在D、Q轴的耦合电压；

I_{d_fb}和I_{q_fb}分别为交流电流反馈D、Q轴分量；

ωL为交流侧的感抗；

U_{d_g_pre_out}和U_{q_g_pre_out}分别为并网瞬间变流器电流环PI调节器D、Q轴输出初始值电压；

U_{d_out}和U_{q_out}分别为变流器交流电压环D、Q轴分量输出电压值；

U_{d_grid}和U_{q_grid}分别为交流实时电压D、Q轴反馈值。

进一步，交流电流内环中的PI调节器采用增量式PI调节器，离网运行状态下计算出的实时U_{d_g_pre_out}和U_{q_g_pre_out}值，在离网切换为并网的瞬间，即加入交流电流环的第一计算周期，作为交流电流内环PI调节器的初始输出值，交流电流内环PI调节器通过增量式算法得到并网状态下的U_{d_g_pi_out}和U_{q_g_pi_out}值，计算方法按下式(6)和(7)进行确定：

U_{d_g_pi_out}＝K_p(e_d1-e_d0)+K_ie_d1+U_{d_g_pre_out} (6)

U_{q_g_pi_out}＝K_p(e_q1-e_q0)+K_ie_q1+U_{q_g_pre_out} (7)

上述公式中，各个参数含义说明如下：

U_{d_g_pi_out}和U_{q_g_pi_out}分别为并网交流电流内环D、Q轴PI调节器输出电压值；

K_p和K_i分别为并网模式下，交流电流内环PI调节器的比例系数、积分系数；

e_d1和e_q1分别为并网模式下，交流电流内环D、Q轴计算周期的本周期误差；

e_d0和e_q0分别为并网模式下，交流电流内环D、Q轴计算周期的上一周期误差。

进一步，离网运行时变流器接收到并网指令后，锁相环控制电路开始预同步过程，即从采样逆变器电压跳转至采样电网电压，通过角频率的调节使得变流器的运行角度逐步与电网角度相等后，合闸变流器与电网的连接开关完成并网切换。

本发明所公开的控制方法中，离网状态下采用交流电压环单闭环控制策略，控制算法简单且计算量小，便于在低端MCU上运行，且算法控制响应较快；离网运行过程中，还利用并网模式下的交流电流内环来实时计算并网时交流电流内环控制所需的状态数据，以备离网切换为并网瞬间作为PI调节器前一刻的输出初始值使用，保证离网至并网的无缝切换。离网运行过程中，所执行的状态数据计算并不会对交流电压环的控制造成影响，当接收到并网指令后，由交流电压环单闭环控制向并网模式下的直流电流控制转化，且并网运行时采用恒直流电流外环、交流电流内环的控制策略。

附图说明

图1为本发明控制方法中PCS在离网运行时，交流电压单闭环及交流电流环状态变量计算控制原理图；

图2为三相交流电压锁相环算法控制原理图；

图3为PCS在离网运行控制时采用的交流电压单闭环运行原理图；

图4为PCS在并网运行控制时采用的直流电流控制原理图；

图5为离网转并网时输出的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

本实施例主要针对储能系统中变流器(PCS)控制离网运行和并网运行之间无缝切换控制的方法，不同于现有技术中的切换控制方式，本实施例中的控制方法所采用的算法更加简单，数据处理计算量小，无需配置高端的MCU即可运行，有利于储能系统造价成本的降低。本实施例中，PCS在离网运行模式下采用交流电压环单闭环控制策略，相比于现有技术中的双环控制方式，控制算法更简单且计算量小，控制响应也更快。而本实施例中的并网运行模式下，采用恒直流电流外环、交流电流内环的控制策略。为了达到离网模式转并网模式的快速无缝切换，交流电流内环在离网运行模式下，虽然不参与交流电压环的控制，但需实时利用离网运行时交流电压环输出的状态数据，计算出切换为并网运行时交流电流内环控制所需的状态数据，以备从离网运行状态切换为并网运行状态时使用。

采用本实施例给出的上述控制方法时，PCS运行在离网状态下时，如图1所示和图3所示，其中，图3为离网状态下PCS所采用的交流电压环控制运行图，图3与图1中控制运行图的中间部分是相同的，图1中的下部分虚线框内所示就是用于实时计算状态数据的交流电流内环运行图，而图1中的上部分则为三相交流电压锁相环预同步控制示意图，图2为给出的三相交流电压锁相环算法的控制框图。

图1中交流电压环给出的各个参数含义说明如下：

U_{d_ref}为交流电压给定值的相电压峰值，即交流电压D轴分量给定值；

U_{q_ref}为交流电压给定值的Q轴分量，此处等于0；

U_{d_fb}和U_{q_fb}分别为PCS输出交流电压采样的D、Q轴分量；

PI_ud和PI_uq分别为交流电压单闭环的D、Q轴PI调节器；

U_{d_pi_out}和U_{q_pi_out}分别为交流电压环PI调节器D、Q轴输出值；

U_{d_out}和U_{q_out}分别为变流器交流电压环D、Q轴分量输出电压值；

图1中交流电流内环给出的各个参数含义说明如下：

I_{d_fb}和I_{q_fb}分别为交流电流反馈D、Q轴分量；

PI_id和PI_iq分别为交流电流内环的D、Q轴PI调节器；

ωL为交流侧的感抗；

U_{d_decouple}和U_{q_decouple}分别为交流电流在D、Q轴的耦合电压；

U_{d_g_pre_out}和U_{q_g_pre_out}分别为并网瞬间变流器电流环PI调节器D、Q轴输出初始值电压；

U_{d_grid}和U_{q_grid}分别为交流实时电压D、Q轴反馈值；

图1中锁相环和图2中给出的各个参数含义说明如下：

θ_run为MCU中断计算后的离网运行角度；

θ_pll为锁相环输出的交流电压矢量角度；

S为积分计算；

Δω为预同步时锁相环调节角频率；

ω₀为工频电网角速度；

ω为锁相环输出的角速度。

图4为PCS运行于并网模式下的直流电流控制示意图，其中虚线框内为交流电流内环示意图，虚线框左侧为恒直流电流外环控制示意图，图4中给出的参数含义说明如下：

I_{dc_ref}为直流电流D轴给定值；

I_{q_ref}为直流电流Q轴给定值，此处为0；

I_{dc_fb}为直流电流反馈值；

PI_idc为直流电流环PI调节器；

I_{dc_pi_out}：直流电流环PI调节器输出值；

U_{d_g_pi_out}和U_{q_g_pi_out}分别为并网下交流电流内环D、Q轴PI调节器输出电压值；

U_{d_g_out}和U_{q_g_out}分别为并网运行下交流电流内环输出的D、Q轴电压值。

当PCS工作于离网运行模式时，MCU控制器根据交流电压给定值来控制PCS输出的交流电压跟随交流电压给定值。为了保证控制交流电压输出的稳定性，PCS启动时交流电压给定值采用了斜坡给定方式，逐步提高电压为负载侧的变压器励磁，并将斜坡给定值作为前馈累加到交流电压环PI调节器的输出值，累加到调节器的输出值作为SVPWM的调制分量，交流电压的前馈方式使得控制电压更加稳定。PCS的离网运行角度采用MCU控制器高精度中断累加方式计算获得，与PCS离网交流电压环输出电压一起经过PARK反变换后作为SVPWM的调制分量。当PCS启动后，电网电压锁相环算法始终运行，离网时采样为逆变器输出的交流电压，PARK变换后的D、Q轴电压值作为离网交流电压环控制环路的反馈量。

为了满足离网转并网的无缝切换，要求在离网运行期间，MCU的每个软件定时器周期内，都需要根据下列公式(1)至(5)实时计算离网状态数据，这些数据将用于离网转并网的闭环回路替换，此过程并不会参与或影响到离网运行时刻交流电压环控制环节，仅为状态信息计算过程。

应用公式(1)和(2)计算出电感电流耦合值，作为并网时闭环替换法中的耦合分量：

U_{d_decouple}＝I_{q_fb}ωL (1)

U_{q_decouple}＝I_{d_fb}ωL (2)

离网运行时，D、Q轴电压输出值通过公式(3)和(4)进行计算，可得到替换并网瞬间交流电流内环PI调节器的输出值：

U_{d_g_pre_out}＝U_{d_out}-U_{d_grid}-U_{d_decouple} (3)

U_{q_g_pre_out}＝U_{q_out}-U_{q_grid}+U_{q_decouple} (4)

I_{dc_pi_out}＝I_{d_fb} (5)

在离网切换为并网的第一时刻，由离网的状态数据计算并网时刻交流电流环D、Q轴PI调节器的输出值，按公式(6)至(7)进行计算：

U_{d_g_pi_out}＝K_p(e_d1-e_d0)+K_ie_d1+U_{d_g_pre_out} (6)

U_{q_g_pi_out}＝K_p(e_q1-e_q0)+K_ie_q1+U_{q_g_pre_out} (7)上述公式中，部分参数含义已在上面给出，剩余部分参数含义说明如下：

K_p和K_i分别为并网模式下，交流电流内环PI调节器的比例系数、积分系数；

e_d1和e_q1分别为并网模式下，交流电流内环D、Q轴计算周期的本周期误差；

e_d0和e_q0分别为并网模式下，交流电流内环D、Q轴计算周期的上一周期误差。

交流电流内环中的PI调节器采用增量式PI调节器，采用积分继承的方式进行赋值，需要前一时刻的数据参与到本次的计算过程中，图1中得到的离网运行状态下计算出的实时U_{d_g_pre_out}和U_{q_g_pre_out}值，作为离网切换为并网的瞬间，交流电流环PI调节器前一时刻的数值，参与到交流电流环的本次调节。PCS由离网转换到并网瞬间，U_{d_g_pre_out}和U_{q_g_pre_out}值作为交流电流内环PI调节器前一时刻数值，通过PI增量式算法得到并网状态下的U_{d_g_pi_out}和U_{q_g_pi_out}值。离网运行时，MCU的每个软件定时器周期，都实时计算离网转并网所需的状态信息，离网运行时，需计算PCS在相同负荷下，假设的并网状态的电流环数据。当离网转并网瞬间，单交流电压环将被图4的恒直流电流外环、交流电流内环替换。

当电网恢复正常，离网运行时PCS接收到并网指令后，锁相环控制电路开始预同步过程，即从采样逆变器电压跳转至采样电网电压，通过角频率Δω的调节，使得PCS的运行角度θ_run逐步向电网角度θ_pll移动，当两者角度相等时，即切换PCS的运行角度为θ_pll，此时完成了预同步过程，之后可以合闸PCS与电网的连接开关完成并网切换过程。

图5为采用本发明给出的控制方法后，利用matlab仿真获得的各部分波形图展示。图5中自上而下的四个波形分别说明如下：第一部分波形是三相交流电网相电压正弦波；第二部分波形为PCS在离网时，0.1秒由0V启动到输出380V的三相交流相电压正弦波；第三部分波形为三相交流电网电压锁相环角度、PCS三相交流电压锁相环角度、以及离网单闭环运行三相交流电压角度的波形；第四部分是PCS在0.25秒时带阻性负载的交流电流输出波形，在0.5秒内完成并网功能，以及0.5秒后PCS以并网恒直流控制运行输出的交流电流波形。

当PCS开始离网运行时，由于交流电压给定值增加了斜坡控制，因此输出的交流电压逐渐增大，直至给定值，完成了离网单闭环控制。PCS输出三相交流电压，通过锁相环的计算得到的交流电压角度；MCU通过中断周期累加的角度；电网三相交流电压，通过锁相环的计算角度；三种电压角度的波形见图5第三部分。

当PCS接受到并网指令时，MCU控制器在根据图1控制方法后，即完成了交流电压角度调整和交流电压幅值的调整。完成并网转换后，PCS则运行在图4控制方式中，如图5的第三部分电网角度和PCS发出的电角度完全重叠，则通过公式(1)-(7)求得的状态信息，PCS可直接切换到并网直流电流控制模式，即完成了由离网到并网状态的无缝切换，即如图5的第四部分的交流电流波形所展示。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (6)

1.一种变流器离网模式转并网模式的控制方法，其特征在于：离网运行模式下变流器采用交流电压环单闭环控制策略，并网运行模式下变流器采用恒直流电流外环控制交流电流内环的控制策略；离网运行过程中，利用离网时交流电压环的状态数据通过交流电流内环实时计算出并网时交流电流内环控制所需的状态数据，以备离网切换为并网时使用，交流电流内环在离网运行模式下不参与交流电压环的控制；

离网运行模式下，实时计算状态参数及计算方法按下式(1)至式(5)进行确定：

U_{d_decouple}＝I_{q_fb}ωL (1)

U_{q_decouple}＝I_{d_fb}ωL (2)

U_{d_g_pre_out}＝U_{d_out}-U_{d_grid}-U_{d_decouple} (3)

U_{q_g_pre_out}＝U_{q_out}-U_{q_grid}+U_{q_decouple} (4)

I_{dc_pi_out}＝I_{d_fb} (5)

上述公式中，各个参数含义说明如下：

U_{d_decouple}和U_{q_decouple}分别为交流电流在D、Q轴的耦合电压；

I_{d_fb}和Ｉ_{q_fb}分别为交流电流反馈D、Q轴分量；

ωL为交流侧的感抗；

U_{d_g_pre_out}和U_{q_g_pre_out}分别为并网瞬间变流器电流环PI调节器D、Q轴输出初始值电压；

U_{d_out}和U_{q_out}分别为变流器交流电压环D、Q轴分量输出电压值；

U_{d_grid}和U_{q_grid}分别为交流实时电压D、Q轴反馈值；

交流电流内环中的PI调节器采用增量式PI调节器，离网运行状态下计算出的实时U_{d_g_pre_out}和U_{q_g_pre_out}值，在离网切换为并网的瞬间，即加入交流电流环的第一计算周期，作为交流电流内环PI调节器的初始输出值，交流电流内环PI调节器通过增量式算法得到并网状态下的U_{d_g_pi_out}和U_{q_g_pi_out}值，计算方法按下式(6)和(7)进行确定：

U_{d_g_pi_out}＝K_p(e_d1-e_d0)+K_ie_d1+U_{d_g_pre_out} (6)

U_{q_g_pi_out}＝K_p(e_q1-e_q0)+K_ie_q1+U_{q_g_pre_out} (7)

上述公式中，各个参数含义说明如下：

U_{d_g_pi_out}和U_{q_g_pi_out}分别为并网交流电流内环D、Q轴PI调节器输出电压值；

K_p和K_i分别为并网模式下，交流电流内环PI调节器的比例系数、积分系数；

e_d1和e_q1分别为并网模式下，交流电流内环D、Q轴计算周期的本周期误差；

e_d0和e_q0分别为并网模式下，交流电流内环D、Q轴计算周期的上一周期误差。

2.根据权利要求1所述的一种变流器离网模式转并网模式的控制方法，其特征在于：离网运行模式下，交流电压环根据交流电压给定值来控制变流器输出的交流电压跟随交流电压给定值。

3.根据权利要求2所述的一种变流器离网模式转并网模式的控制方法，其特征在于：变流器启动时，交流电压给定值采用斜坡给定，并将斜坡给定值作为前馈累加到PI调节器的输出值。

4.根据权利要求3所述的一种变流器离网模式转并网模式的控制方法，其特征在于：变流器启动后，电网电压锁相环采样逆变器输出的交流电压，经过PARK变换后的D、Q轴电压作为离网交流电压环控制环路的反馈量。

5.根据权利要求3或4所述的一种变流器离网模式转并网模式的控制方法，其特征在于：变流器的离网运行角度采用MCU控制器中断累加方式计算获得，与变流器离网交流电压环输出电压一起经过PARK反变换后作为SVPWM的调制分量。

6.根据权利要求1所述的一种变流器离网模式转并网模式的控制方法，其特征在于：离网运行时变流器接收到并网指令后，锁相环控制电路开始预同步过程，即从采样逆变器电压跳转至采样电网电压，通过角频率的调节使得变流器的运行角度逐步与电网角度相等后，合闸变流器与电网的连接开关完成并网切换。