CN113872617A - 一种宽带信号接收电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种宽带信号接收电路，包括输入选频电路、至少两路变频电路和带宽选择电路；所述输入选频电路用于根据输入信号选择电路工作频段；所述输入选频电路的输出端选择性地与至少两路变频电路相连，使得输入信号经所述输入选频电路所选的工作频段输出至对应的一路变频电路中；每路所述变频电路均对应设有模式选择电路，用于按照该变频电路所选模式对信号进行处理；所述变频电路的输出端经选段开关与带宽选择电路相连，使所述带宽选择电路根据不同的变频电路输出不同带宽的中频信号。本发明采用二分段设计，对信道链路进行合理分段，提高链路的集成度，减小系统复杂度，提升了架构的可靠性和实用性。
Description
技术领域
本发明涉及通信领域，尤其涉及一种宽带信号接收电路。
背景技术
随着电子信息技术的迅猛发展，信号的频带越变越宽，宽频信号接收与处理技术，需求变得日益强烈，伴随着通信技术的发展大潮，产生了多种多样的实现架构，以适应不同的应用环境。不同架构的实现方案在信号干扰，宽带噪声，细分步进等方面各有优劣。纵观目前的主流实现架构，大致可以分为三种，即：外差式接收、直接采样接收和直接变频接收三种。
其中，外差式接收可以实现很好的杂散抑制和噪声性能，但这种架构较为复杂，需要较大的功耗和物理尺寸，且对于频带较宽的信号，频率规划十分困难。而直接采样式接收架构的主要障碍在于很难让模数转换器工作于直接射频采样所需的速率并且实现大输入带宽采样，现有的直接采样式接收架构目前主要应用于直接采样L、S波段的信号。直接变频接收对数据转换器带宽的使用效率最高，但是镜频抑制、本振泄漏和直流失调是该种架构所面临的主要问题。
发明内容
为了克服现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种简化的，较低成本的宽带信号接收电路架构，架构采用了二分段信道链路设计，提高链路的集成度，减小系统复杂度等方法，提升了架构的可靠性和实用性。
本发明的目的采用如下技术方案实现：
一种宽带信号接收电路，包括输入选频电路、至少两路变频电路和带宽选择电路；所述输入选频电路用于根据输入信号选择电路工作频段；所述输入选频电路的输出端选择性地与至少两路变频电路相连，使得输入信号经所述输入选频电路所选的工作频段输出至对应的一路变频电路中；每路所述变频电路均对应设有模式选择电路，用于按照该变频电路所选模式对信号进行处理；所述变频电路的输出端经选段开关与带宽选择电路相连，使所述带宽选择电路根据不同的变频电路输出不同带宽的中频信号。
进一步地，所述输入选频电路包括衰减器和模式选择电路，所述模式选择电路的输出端通过选段开关与变频电路相连。
进一步地，所述变频电路包括第一变频电路和第二变频电路，所述第一变频电路对应20MHz～4000MHz信号的工作频段，所述第二变频电路对应4000MHz～8000MHz信号的工作频段。
进一步地，所述第一变频电路包括低通滤波器、模式选择电路、上混频器、带通滤波器和信号放大器，所述模式选择电路的输入端和输出端均连接有所述低通滤波器，经所述模式选择电路输出的信号经过滤波后依次流经上混频器、带通滤波器和信号放大器，信号放大器放大后的信号经过滤波处理后进行输出；并根据输入信号的不同为所述上混频器提供5.27GHz～9.25GHz的第一本振信号。
进一步地，所述第二变频电路包括电调滤波器、模式选择电路、高通滤波器、下混频器、SAW滤波器和信号放大器；所述模式选择电路的输入端连接电调滤波器，其输出端连接高通滤波器；所述模式选择电路输出的信号经过滤波后依次流经下混频器、SAW滤波器和信号放大器，信号放大器放大后的信号经过滤波处理后进行输出；并根据输入信号的不同为所述下混频器提供6.14GHz～10.14GHz的第二本振信号。
进一步地，所述模式选择电路对应两种模式，一种模式下将输入所述模式选择电路的信号直接输出，另一种模式下将输入所述模式选择电路的信号经过信号放大器处理后再输出。
进一步地，所述变频电路输出的信号依次流经二级混频器、衰减器和信号放大器后再传输至所述带宽选择电路中进行宽带选择处理；并根据输入信号的频率为所述二级混频器提供六组频点的第三本振信号。
进一步地，所述带宽选择电路包括选段开关和与选段开关相连的两路带宽选择支路，两路带宽选择支路用于提供两种不同的带宽选择，分别为40MHz带宽和500KHz带宽。
进一步地，所述第一本振信号、所述第二本振信号和所述第三本振信号均由同一射频电路生成，所述射频电路提供100MHz的参考时钟经过功分器产生两个参考信号分别输出至对应的PLL1电路和PLL2电路中，利用PLL1电路输出5.27GHz～9.25GHz和6.14GHz～10.14GHz两个频段的本振信号分别输出至所述上混频器和所述下混频器中，利用PLL2电路产生六组频点的本振信号输出至所述二级混频器中。
进一步地，还包括链路主控模块，所述链路主控模块包括主控芯片和与所述主控芯片相连的衰减器控制单元、开关控制单元、本振控制单元、电调谐DAC控制单元、后选段控制单元和LNA电源控制单元。
相比现有技术，本发明的有益效果在于：
本发明采用二分段二次变频架构，简化电路结构，利用输入选频电路对输入信号进行宽带范围选择，使得电路可对20MHz～8000MHz的宽频信号进行接收和处理；本发明设有至少两路变频电路，根据输入信号所对应的宽带范围选择对应的变频电路进行信号处理，通过对信道链路的合理分段提高链路集成度；再通过带宽选择电路为输出信号提供40MHz和500KHz两种带宽可供选择，使得最终输出恒定的76.8MHz或70MHz中频信号。本架构主要解决20MHz～8000MHz宽带信号接收电路架构及控制，减小了系统复杂度，提高了可靠性，对传统的谐波和镜频难以有效控制、体积大，电路复杂、可靠性差等缺陷，做出了优化和改进。
附图说明
图1为本发明宽带信号接收电路的工作原理示意图；
图2为本发明宽带信号接收电路的电路示意图；
图3为本发明射频电路的电路示意图；
图4为本发明第一本振电路的工作原理示意图；
图5为本发明第一本振电路中环路滤波电路的电路示意图；
图6为本发明第一本振电路的电路示意图；
图7为本发明第二本振电路的工作原理示意图；
图8为本发明第二本振电路中环路滤波电路的电路示意图；
图9为本发明第二本振电路的电路示意图；
图10为本发明外部参考时钟电路的环路滤波电路的示意图；
图11为本发明链路主控模块的模式示意图。
具体实施方式
下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述，需要说明的是，在不相冲突的前提下，以下描述的各实施例之间或各技术特征之间可以任意组合形成新的实施例。
本实施例提供一种宽带信号接收电路，主要解决20MHz～8000MHz宽带信号接收电路架构及控制，对传统的谐波和镜频难以有效控制、体积大，电路复杂，可靠性差等缺陷，做出了优化和改进。
如图1、图2所示，本实施例的宽带信号接收电路主要包括输入选频电路、至少两路变频电路和带宽选择电路。所述输入选频电路用于根据输入信号选择电路工作频段；所述输入选频电路的输出端选择性地与至少两路变频电路相连，使得输入信号经所述输入选频电路所选的工作频段输出至对应的一路变频电路中；每路所述变频电路均对应设有模式选择电路，用于按照该变频电路所选模式对信号进行处理；所述变频电路的输出端经选段开关与带宽选择电路相连，使所述带宽选择电路根据不同的变频电路输出不同带宽的中频信号。
本实施例电路架构前级的输入选频电路包括衰减器和模式选择电路，其中，该衰减器采用的是可编程衰减器ADRF5731，对输入的大信号进行一个整体的衰减；经过衰减后的输入信号流入模式选择电路中，所述模式选择电路可供低噪声模式和常规模式进行选择，其中低噪声模式是通过信号放大器来实现低噪声的效果，即利用信号放大器对特定信号进行放大后输出，从而过滤掉多余信号。而所述模式选择电路中的两种模式可通过选择开关来进行选择，而本实施例中在所述模式选择电路的输入端和输出端均连接型号为HMC1118的选段开关，该开关属于高性能宽带射频开关，具有插入损耗低于0.68dB(8GHz时)，隔离度大于48dB(8GHz时)，1dB压缩(P1dB)为37dBm，输出三阶交调截点(IIP3)达到62dBm，无低频杂散，建立时间小于7.5μs等优点。
本实施例中所述模式选择电路的输出端依然通过选段开关与至少两路变频电路相连，使得所述模式选择电路输出的信号流入其中一路变频电路中进行信号处理。而本实施例中设有两路变频电路，包括第一变频电路和第二变频电路，所述第一变频电路对应20MHz～4000MHz的工作频段，所述第二变频电路对应4000MHz～8000MHz的工作频段。而所述输入选频电路利用所述模式选择电路输出端后连接的选段开关来选择不同的频段，使得电路可工作在20MHz～4000MHz频段或者4000MHz～8000MHz频段中。
在两个频段内，均有两种模式可供选择，即正常模式和低失真模式，其不同模式可通过变频电路中的模式选择电路进行选择。本实施例中，所述第一变频电路包括低通滤波器、模式选择电路、上混频器、带通滤波器和信号放大器。此处的低通滤波器采用的是插损小于1dB，VSWR小于1.4的低损耗低通滤波器；所述低通滤波器的输出端经选段开关与模式选择电路相连，所述模式选择电路可供正常模式和低失真模式进行选择，正常模式则是将输入所述模式选择电路的信号直接输出，不做任何处理；而低失真模式则是将输入所述模式选择电路的信号经过信号放大器处理后再输出。
所述模式选择电路的输出端经选段开关连接低通滤波器，该低通滤波器的输出端依次经过上混频器、带通滤波器、信号放大器和低通滤波器后进行输出。其中上混频器采用高性能宽频无源混频器，其频率可高至15G，变频损耗低于6.8dB，隔离度大于36dB，IP3小于10dBm。此外，根据输入信号的不同为上混频器提供5.27GHz～9.25GHz的第一本振信号。
而所述第二变频电路包括电调滤波器、模式选择电路、高通滤波器、下混频器、SAW滤波器和信号放大器；所述电调滤波器采用的是谐波抑制大于45dBc，带内插损小于5dB，回波损耗小于15dB，切换时间小于200ns的高性能电调谐带通滤波器。所述电调滤波器的输出端经选段开关与模式选择电路相连，所述模式选择电路同样可供正常模式和低失真模式进行选择；所述模式选择电路的输出端经选段开关连接高通滤波器，高通滤波器的输出端依次经过下混频器、SAW滤波器和信号放大器，所述信号放大器的输出端再经过SAW滤波器的一次滤波后进行输出。其中，本实施例中下混频器同样采用的是高性能宽频无源混频器，频率高至15G，变频损耗低于6.8dB，隔离度大于36dB，IP3小于10dBm。此外，根据输入信号的不同为下混频器提供6.14GHz～10.14GHz的第二本振信号。
所述第一变频电路和第二变频电路中的信号放大器都采用型号为GVA-93+的超宽带平坦增益放大器，该放大器采用砷化镓工艺，频率覆盖0.01～9GHz，具有增益高、增益平坦度优异的特点；其优异的增益平坦度可达到±0.7dB@0.05～8GHz，高增益达到16.9dBTyp.@2GHz，良好的回波损耗为20dB Typ.@2GHz。
本实施例中第一变频电路和第二变频电路的输出端通过选段开关与所述二级混频器相连，并根据输入信号的频率为所述二级混频器提供六组频点的第三本振信号。其中本实施例中二级混频器采用宽输入带宽、低失真和低LO泄漏的高线性度有源混频器，其输入频率范围高至6GHz，在fOUT＝1575MHz时OIP3为27dBm，1.5dB转换增益，在fOUT＝1575MHz时噪声指数为11.6dB，在5V时P1dB为11dBm，内建温度监视器，具备极低的工作功耗。
所述二级混频器的输出端与衰减器相连，所述衰减器的输出端经信号放大器与所述带宽选择电路相连；其中，衰减器则采用型号为HMC472的高精度可变衰减器，利用该衰减器改善带内平坦度；而信号放大器可采用型号为TQP3M9028的宽带高线性增益放大器，其放大器在全频带范围内的增益大于14dB，+40dBm的典型OIP3，噪声系数低于1.8dB，工作电流低于90毫安。
本实施例中的所述带宽选择电路包括选段开关和与选段开关相连的两路带宽选择支路，两路带宽选择支路用于提供两种不同的带宽选择，分别为40MHz带宽和500KHz带宽；两种带宽均使用了高性能的SAW滤波器来提供优秀的斜坡陡峭度，且40MHz带宽的支路还增加了放大器对信号进行放大，之后信号经过末级放大，变成了恒定的76.8MHz或70MHz中频信号。
本实施例提供的接收电路实现了对20MHz～8000MHz宽频信号的接收和处理，其电路架构的设计原理为：
(1)电路前级采用低噪声放大电路，实现宽带范围内的输入匹配，并在功耗尽可能低的条件下得到低噪声和适当的增益。
(2)本实施例的接收电路采用二分段二次变频架构，通过对信道链路的合理分段、合理设计滤波电路，提高链路的集成度的同时减小了系统复杂度，提高了系统可靠性和实用性。
(3)通过对元器件的合理选择和参数的优化仿真，该新型宽频接收电路架构对实现复杂度，镜像抑制，本振泄露，链路噪声，功耗，和尺寸等传统直接变频架构的主要问题做出了很好的优化和均衡，使该变频架构在各种应用系统和应用场景中变得高效且易于使用。例如本实施例中采用大量采用集成滤波器来减小PCB尺寸，优化布线结构，具有优良的高频、高速传输以及宽通带的特性，提高了电路系统的品质因数，增加了电路设计的灵活性，同时解决了电路小型化与高密度化的问题，缩小了产品的体积。
本实施例进一步的改进在于，本实施例的通过优化提高本振信号的方法来改进谐波和镜频抑制。如图3～图10所示，具体为：本实施例中所述第一本振信号、所述第二本振信号和所述第三本振信号可均由同一射频电路生成，所述射频电路提供100MHz的参考时钟经过两个功分器产生三个参考信号分别输出至对应的第一本振电路(下述为PLL1电路)、第二本振电路(下述为PLL2电路)和参考时钟电路(下述为PLL3电路)中，其中，PLL1电路使用的是高精度外置VCO的锁相环HMC704，利用PLL1电路输出5.27GHz～9.25GHz和6.14GHz～10.14GHz两个频段的本振信号分别输出至所述上混频器和所述下混频器中。而PLL2电路使用的是高精度内置VCO的锁相环HMC833，该锁相环产生二次变频混频器的本振信号，共有6组频点。而PLL3电路使用的是高精度内置VCO的锁相环ADF4351，该锁相环产生一个频率为102.4MHz的外部参考信号，供后级信号处理电路作为采样时钟，以达到时钟同源的目的。
所述PLL1电路采用ADI高性能小数分频锁相环HMC704，输出频率高达8G，相噪达到-112dBc/Hz@8GHz，鉴相频率高至100MHz，抖动小于50fs，底噪小于-230dBc/Hz，HMC704一款低相噪小数分频锁相环芯片，具有整数模式和小数模式，包括鉴相器，精密电荷泵，参考分频器R，可编程分频器N，Delta-sigma调制器以及缓冲放大电路等。本实施例中采用了小数模式，工作原理如图4所示。而环路滤波器设计是锁相环设计的关键部分，环路滤波器处于鉴相器和VCO之间，可以滤除来自晶振的噪声，鉴相器本身的输出噪声和载频分量，滤除杂散，还可以滤除来自VCO的噪声。本实施例中滤波器设计时带宽需要折中考虑，由于带宽小，可降低近端相噪，但环路锁定时间长，而带宽大，环路锁定时间短，但会引入参考杂散。因此，本实施例中借助于Hittite PLL Design软件来设计滤波器，该软件是Hittite公司推出的锁相环辅助设计软件，可以仿真锁相环的相噪特性、环路特性等，可通过修改环路带宽、相位裕量、零极点等来修改各参数值。本系统采用有源环路滤波器如图5所示。
而所述PLL2电路采用的是ADI高性能内置VCO小数分频锁相环HMC833，器输出频率高达6G，相噪达到-110dBc/Hz@6GHz，鉴相频率高至100MHz，RMS抖动小于180fs，底噪小于-227dBc/Hz，具备精确的频率输出模式。HMC833是带有小数N分频和PLL的综合VCO器件，输出频率可以实现25～6000M的任意频率输出，包括鉴相器，精密电荷泵，参考分频器R，可编程分频器N，Delta-sigma调制器以及缓冲放大电路，内置VCO等。本实施例中采用了小数模式，工作原理框图如图7所示，本系统采用无源环路滤波器如图8所示。
所述PLL3电路产生的是外部参考时钟，其采用的是ADI高性能内置VCO锁相环ADF4351，输出频率高达4.4G，相噪达到-110dBc/Hz@4.4GHz，鉴相频率高至90MHz，RMS抖动小于0.3ps，底噪小于-220dBc/Hz。ADF4351是带有小数N分频和整数N分频的频率合成器，内置VCO器件且功率可调节，输出频率可以实现35M～4400M的任意频率输出，包括鉴相器，精密电荷泵，参考分频器R，内置VCO等。环路滤波器的设计是ADF4351设计的关键，可以过滤CP线性电压中高频干扰，从而得到稳定的电压来控制VCO的输出。本实施例中采用一个低成本的三阶低通RC滤波器来实现，电路结构简单，成本低，可靠性高，其结构如图10所示。
本实施例进一步的改进在于，本实施例利用链路主控模块对电路进行高精度的数字控制技术，提高电路可靠性。如图11所示，所述链路主控模块包括主控芯片和与所述主控芯片相连的衰减器控制单元、开关控制单元、本振控制单元、电调谐DAC控制单元、后选段控制单元和LNA电源控制单元。
所述主控芯片采用intel MAX10系列高集成度CPLD芯片，高达50,000个逻辑单元的单芯片，采用非易失、瞬时接通架构，内建嵌入式闪存和振荡器，具备功耗低的特点。控制部分结构如图所示。其中，衰减器控制单元是通过对ADRF5731及HMC472高精度数控衰减器进行实时控制，来抑制大功率输入信号和改善带内平坦度。开关控制单元通过对HMC1118开关的实时控制来实现系统工作模式的切换和选段的切换。本振控制单元包括第一本振控制、第二本振控制和外部参考时钟控制，第一本振控制是对第一本振PLL1 HMC704进行控制，以产生合适的本振信号，第二本振控制是对第二本振PLL2 HMC833进行控制，以产生合适的本振信号，外部参考时钟控制是对外部参考时钟PLL3 ADF4351进行控制，以产生102.4MHz的外部参考信号，供后级信号处理电路作为采样时钟，以达到时钟同源的目的。电调谐DAC控制单元是通过DAC产生电调谐滤波器的控制电压，使电调谐滤波器工作在合适的频段。后选段控制单元用于控制系统的工作带宽。LNA电源控制单元用于对GVA-93+低噪声放大器的电源进行控制，以控制在不同工作模式下的LNA工作状态。
上述实施方式仅为本发明的优选实施方式，不能以此来限定本发明保护的范围，本领域的技术人员在本发明的基础上所做的任何非实质性的变化及替换均属于本发明所要求保护的范围。
Claims (10)
1.一种宽带信号接收电路，其特征在于，包括输入选频电路、至少两路变频电路和带宽选择电路；所述输入选频电路用于根据输入信号选择电路工作频段；所述输入选频电路的输出端选择性地与至少两路变频电路相连，使得输入信号经所述输入选频电路所选的工作频段输出至对应的一路变频电路中；每路所述变频电路均对应设有模式选择电路，用于按照该变频电路所选模式对信号进行处理；所述变频电路的输出端经选段开关与带宽选择电路相连，使所述带宽选择电路根据不同的变频电路输出不同带宽的中频信号。
2.根据权利要求1所述的宽带信号接收电路，其特征在于，所述输入选频电路包括衰减器和模式选择电路，所述模式选择电路的输出端通过选段开关与变频电路相连。
3.根据权利要求1所述的宽带信号接收电路，其特征在于，所述变频电路包括第一变频电路和第二变频电路，所述第一变频电路对应20MHz～4000MHz的信号工作频段，所述第二变频电路对应4000MHz～8000MHz的信号工作频段。
4.根据权利要求3所述的宽带信号接收电路，其特征在于，所述第一变频电路包括低通滤波器、模式选择电路、上混频器、带通滤波器和信号放大器，所述模式选择电路的输入端和输出端均连接有所述低通滤波器，经所述模式选择电路输出的信号经过滤波后依次流经上混频器、带通滤波器和信号放大器，信号放大器放大后的信号经过滤波处理后进行输出；并根据输入信号的不同为所述上混频器提供5.27GHz～9.25GHz的第一本振信号。
5.根据权利要求4所述的宽带信号接收电路，其特征在于，所述第二变频电路包括电调滤波器、模式选择电路、高通滤波器、下混频器、SAW滤波器和信号放大器；所述模式选择电路的输入端连接电调滤波器，其输出端连接高通滤波器；所述模式选择电路输出的信号经过滤波后依次流经下混频器、SAW滤波器和信号放大器，信号放大器放大后的信号经过滤波处理后进行输出；并根据输入信号的不同为所述下混频器提供6.14GHz～10.14GHz的第二本振信号。
6.根据权利要求4或5所述的宽带信号接收电路，其特征在于，所述模式选择电路对应两种模式，一种模式下将输入所述模式选择电路的信号直接输出，另一种模式下将输入所述模式选择电路的信号经过信号放大器处理后再输出。
7.根据权利要求5所述的宽带信号接收电路，其特征在于，所述变频电路输出的信号依次流经二级混频器、衰减器和信号放大器后再传输至所述带宽选择电路中进行宽带选择处理；并根据输入信号的频率为所述二级混频器提供六组频点的第三本振信号。
8.根据权利要求7所述的宽带信号接收电路，其特征在于，所述带宽选择电路包括选段开关和与选段开关相连的两路带宽选择支路，两路带宽选择支路用于提供两种不同的带宽，分别为40MHz带宽和500KHz带宽。
9.根据权利要求7所述的宽带信号接收电路，其特征在于，所述第一本振信号、所述第二本振信号和所述第三本振信号均由同一射频电路生成，所述射频电路提供100MHz的参考时钟经过功分器产生两个参考信号分别输出至对应的PLL1电路和PLL2电路中，利用PLL1电路输出5.27GHz～9.25GHz和6.14GHz～10.14GHz两个频段的本振信号分别输出至所述上混频器和所述下混频器中，利用PLL2电路产生六组频点的本振信号输出至所述二级混频器中。
10.根据权利要求1所述的宽带信号接收电路，其特征在于，还包括链路主控模块，所述链路主控模块包括主控芯片和与所述主控芯片相连的衰减器控制单元、开关控制单元、本振控制单元、电调谐DAC控制单元、后选段控制单元和LNA电源控制单元。
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2021
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