CN113872446A - 控制开关模式电源中的反向电流以实现零电压开关 - Google Patents

控制开关模式电源中的反向电流以实现零电压开关 Download PDF

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Abstract

一种开关模式电源包括多电平降压功率转换器以及控制电路。所述功率转换器包括各自具有功率开关、整流器和电感器的第一降压电路以及第二降压电路。所述电源还可以包括耦合到所述多电平降压功率转换器的谐振功率转换器。在一些实施例中，所述控制电路被配置为生成用于所述第一降压电路的功率开关和所述第二降压电路的功率开关的控制信号以控制所述功率转换器，并且调整所述控制信号的开关频率以控制在所述第一降压电路和所述第二降压电路中流动的反向电流的量以实现所述第一降压电路的功率开关和所述第二降压电路的功率开关的零电压开关。还公开了其他示例多电平降压功率转换器和电源。

Description

控制开关模式电源中的反向电流以实现零电压开关
技术领域
本公开内容涉及控制开关模式电源(switched mode power supply)中的反向电流以实现零电压开关。
背景技术
本部分提供了与本公开内容有关的背景信息，该背景信息不一定是现有技术。
电力电源通常包括用于将输入电流和电压转换为输出电流和电压的一个或多个功率转换器级。例如，功率转换器级可以包括例如谐振功率转换器，诸如多电平LLC功率转换器或交错式谐振总线功率转换器。功率转换器级中的开关可以利用固定或变化的开关频率或占空比来控制，并且实现零电压开关(ZVS)。
发明内容
本部分提供了本公开内容的总体概述，并且不是对其全范围或所有其特征的全面公开。
根据本公开内容的一个方面，一种开关模式电源(SMPS)包括多电平降压(buck)功率转换器、谐振功率转换器以及控制电路。所述多电平降压功率转换器包括输入、输出以及各自耦合在所述输入和所述输出之间的第一降压电路和第二降压电路。所述第一降压电路包括功率开关、整流器和电感器，并且所述第二降压电路包括功率开关、整流器和电感器。所述谐振功率转换器耦合到所述多电平降压功率转换器的所述输出。所述控制电路耦合到所述第一降压电路和所述第二降压电路。所述控制电路被配置为生成用于所述第一降压电路的所述功率开关的第一控制信号和用于所述第二降压电路的所述功率开关的第二控制信号以控制所述多电平降压功率转换器。
根据本公开内容的另一个方面，一种开关模式电源(SMPS)包括多电平降压功率转换器以及控制电路。所述多电平降压功率转换器包括第一降压电路以及第二降压电路。所述第一降压电路包括功率开关、整流器和电感器，并且所述第二降压电路包括功率开关、整流器和电感器。所述控制电路耦合到所述第一降压电路和所述第二降压电路。所述控制电路被配置为生成用于所述第一降压电路的所述功率开关的第一控制信号和用于所述第二降压电路的所述功率开关的第二控制信号以控制所述多电平降压功率转换器处于连续导通模式使得反向电流在所述第一降压电路和所述第二降压电路中流动，并且调整所述第一控制信号和所述第二控制信号的开关频率以控制在所述第一降压电路和所述第二降压电路中流动的反向电流的量以在所述多电平降压功率转换器处于其连续导通模式时实现所述第一降压电路的所述功率开关和所述第二降压电路的所述功率开关的零电压开关(ZVS)。
另外的方面和适用性领域将从本文所提供的描述变得明了。应理解，本公开内容的各方面可以被单独实施或与一个或多个其他方面结合实施。还应理解，本文的描述和具体实施例仅意在用于例示目的并且不意在限制本公开内容的范围。
附图说明
本文所描述的附图仅是出于所选择的实施方案而非所有可能的实施方式的例示性目的，并且不意在限制本公开内容的范围。
图1是根据本公开内容的一个示例实施方案的开关模式电源(SMPS)的块图，该开关模式电源(SMPS)包括多电平降压功率转换器以及用于调整所述功率转换器中的开关的开关频率以实现零电压开关(ZVS)的控制电路。
图2是根据另一个示例实施方案的可在图1的开关模式电源(SMPS)中采用的多电平降压功率转换器的电路示意图。
图3是用于控制图2的多电平降压功率转换器的开关的控制信号的时序图。
图4是与图2的功率转换器的功率开关相关联的电压波形的图，其中该开关未实现零电压开关(ZVS)。
图5是与图2的功率转换器的功率开关相关联的电压波形的图，其中该开关实现零电压开关(ZVS)。
图6是用于控制图2的功率转换器的开关的具有不重叠的导通时间的控制信号的时序图。
图7-图9是图2的功率转换器的电路示意图，示出了当采用具有不重叠的导通时间的控制信号时通过功率转换器的不同的电流路径。
图10是当采用具有不重叠的导通时间的控制信号时与图2的功率转换器相关联的电压和电流波形的图。
图11是当采用具有不重叠的导通时间的控制信号时峰到峰纹波电流、用于图2的功率转换器的功率开关的接通电压以及图2的功率转换器的输出电压的仿真波形的图。图12是用于控制图2的多电平降压功率转换器的开关的具有重叠的导通时间的控制信号波形的时序图。
图13-图15是图2的功率转换器的电路示意图，示出了当采用具有重叠的导通时间的控制信号时通过功率转换器的不同的电流路径。
图16是当采用具有重叠的导通时间的控制信号时与图2的功率转换器相关联的电压和电流波形的图。
图17是当采用具有重叠的导通时间的控制信号时峰到峰纹波电流、用于图2的功率转换器的功率开关的接通电压以及图2的功率转换器的输出电压的仿真波形的图。
图18是根据另一个示例实施方案的包括多电平降压功率转换器以及谐振功率转换器的开关模式电源(SMPS)的块图。
图19是根据另一个示例实施方案的包括多电平降压功率转换器以及交错式谐振总线功率转换器的开关模式电源(SMPS)的电路示意图。
图20是根据另一个示例实施方案的包括多电平降压功率转换器以及非交错式谐振总线功率转换器的开关模式电源(SMPS)的电路示意图。
图21是根据另一个示例实施方案的包括二极管整流器的多电平降压功率转换器的电路示意图。
在附图的所有若干视图中，对应的参考数字指示对应的(但是不一定相同的)部分和/或特征。
具体实施方式
提供示例实施方案使得本公开内容将是透彻的，并且将向本领域技术人员充分地传达范围。阐述了许多具体的细节，诸如具体的部件、装置和方法的实施例，以提供对本公开内容的实施方案的透彻理解。对于本领域技术人员而言将明显的是，不必采用具体的细节、示例实施方案可以许多不同的形式体现并且不应被解释为限制本公开内容的范围。在一些示例实施方案中，未详细地描述众所周知的过程、众所周知的装置结构和众所周知的技术。
本文所使用的术语仅是出于描述具体示例实施方案的目的并不意在进行限制。如本文所使用的，单数形式“一(a)”、“一个(an)”和“所述(the)”也可以意在包括复数形式，除非上下文另有明确指示。术语“包括(comprises)”、“包括(comprising)”、“包含(including)”、和“具有(having)”是包含性的并且因此指定所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但是不排除一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其组的存在或添加。本文所描述的方法步骤、过程和操作不被解释为必须要求它们以所讨论的或所例示的具体顺序执行，除非被明确地认定为一执行顺序。还应理解，可以采用附加步骤或替代步骤。
尽管本文可以使用术语第一、第二、第三等来描述各种元件、部件、区域、层和/或部分，但是这些元件、部件、区域、层和/或部分不应受这些术语限制。这些术语可以仅用来将一个元件、部件、区域、层或部分与另一个区域、层或部分区分开。术语诸如“第一”、“第二”和其他数值术语当在本文中使用时不暗示一次序或顺序，除非上下文明确地指示。因此，在不脱离示例实施方案的教导的情况下，下文所讨论的第一元件、部件、区域、层或部分可以被称为第二元件、部件、区域、层或部分。
为了易于描述，本文可以使用空间相对术语，诸如“内部”、“外部”、“在……下面”、“在……下方”、“下部”、“在……上方”、“上部”等，来描述如附图中所例示的一个元件或特征与另外的元件或特征的关系。除了附图中所描绘的定向之外，空间相对术语可以意在包含处于使用或操作中的装置的不同定向。例如，如果翻转附图中的装置，则被描述为在其他元件或特征“下方”或“下面”的元件将被定向为在所述其他元件或特征“上方”。因此，示例术语“在……下方”可以既包含“在……上方”的定向又包含“在……下方”的定向。装置可以其他方式定向(旋转90度或以其他定向)并且相应地解释本文所使用的空间相对描述。
现在将参考附图更充分地描述示例实施方案。
根据本公开内容的一个示例实施方案的用于为负载供电的开关模式电源被例示在图1中并且总体上由参考数字100指示。如图1中所示出的，开关模式电源100包括具有降压电路104、106的多电平DC-DC降压功率转换器102，以及耦合到降压电路104、106的控制电路108。降压电路104包括功率开关110、整流器开关112以及电感器114，并且降压电路106具有功率开关116、整流器开关118以及电感器120。控制电路108被配置为生成用于功率开关110、116的控制信号122、124以控制多电平DC-DC降压功率转换器102处于连续导通模式(CCM)使得反向电流在降压电路104、106中流动，并且调整控制信号122、124的开关频率以控制反向电流的量以在降压功率转换器102处于其连续导通模式时实现功率开关110、116的零电压开关(ZVS)。
通过调整控制信号122、124的开关频率并且控制流过降压电路104、106的反向电流的量，与常规电源相比，电源100的动态性能和效率在所有各种负载状况下得到改善。例如，反向电流可以在每个降压电路104、106的续流周期(freewheeling period)期间在每个降压电路104、106中流动。具体地，当负载电流下降到电感器114、120的峰到峰纹波电流的百分之五十(50％)以下时，通过电感器114、120的电流将变成负的(例如，纹波电流-负载电流)。这导致反向电流从负载流过电感器114、120和整流器开关112、118(例如，场效应晶体管，诸如MOSFET等)。例如，在降压电路104的续流周期期间，当负载电流下降到电感器114的峰到峰纹波电流的百分之五十以下时，反向电流可以从功率转换器的输出流过电感器114和整流器开关112(例如，同步整流器开关等)。当开关频率是固定的时，在降压电路104、106中流动(例如，通过整流器开关112、118)的反向电流的量将随着负载减小而增加。增加的反向电流可以导致流过电感器114、120的均方根(RMS)电流增加到不期望的水平，并且因此增加损耗。
然而，如果开关频率被改变(例如，随着负载状况改变等)，流过降压电路104、106的反向电流的量可以被控制在期望的水平。例如，并且如下文进一步解释的，反向电流可以被控制，以确保实现功率开关110、116的零电压开关(ZVS)。在这样的实施例中，反向电流流过整流器开关112、118并且在功率开关110、116接通之前将功率开关110、116两端的电压放电到零。实现零电压开关(ZVS)的期望的反向电流的量取决于例如负载、电感器114、120等。在一些实施例中，当耦合到电源100的负载改变时，可以实现零电压开关(ZVS)而无需调谐(和/或重新调谐)电感器114、120。这样，可以在不同的负载状况期间(例如，在轻负载状况期间)优化功率转换器102的效率而无需调谐(和/或重新调谐)电感器114、120。
如上文所解释的，多电平DC-DC降压功率转换器102被控制处于CCM。这样，电流连续地流过电感器114、120。可以在包括下至零负载状况的整个负载范围维持功率转换器102的CCM操作。在这样的实施例中，与被控制处于不连续导通模式(DCM)的其他功率转换器相比，在轻负载状况期间的控制带宽可以增加。结果，与其他功率转换器相比，控制电路108的响应时间可以增加。
在一些实施例中，可能期望的是在降压电路104、106中流动的反向电流的量被改变、限制等。例如，实现功率开关110、116的零电压开关(ZVS)可能需要限定的反向电流的量。然而，过多的反向电流的量可能对降压电路104、106有害(例如，降低的效率等)。因此，控制电路108可以调整开关频率以获得期望的反向电流的量。在一些实施例中，控制电路108可以减小或增加一个或两个控制信号122、124的开关频率以增加、减小或维持降压电路104、106中的反向电流。例如，减小开关频率可以导致电感器的纹波电流的增加(如下文进一步解释的)。由于增加的纹波电流，反向电流可以增加。
可以基于各种参数调整控制信号122、124的开关频率。例如，可以基于流过降压电路104、106的反向电流的量来调整开关频率。在这样的实施例中，控制电路108可以监测(例如，利用电流传感器感测等)流过降压电路104、106的反向电流，并且基于通过降压电路104的反向电流的值调整控制信号122的开关频率和/或基于流过降压电路106的反向电流的值调整控制信号124的开关频率。
在一些实施例中，可以基于反向电流的值逐步地调整一个或两个控制信号122、124的开关频率。在这样的实施例中，当负载改变时，开关频率可以逐步地改变。例如，不同的开关频率可以对应于不同的负载带。例如，开关频率F1可以对应于0到10％的负载带，开关频率F2可以对应于10％到20％的负载带，开关频率F3可以对应于20％到30％的负载带，并且开关频率F4可以对应于30％到40％的负载带。在一些实施例中，与其他频率值相比，开关频率F1可以具有最大值，与其他频率值相比，开关频率F4可以具有最小值，并且开关频率F2可以大于开关频率F3。在这样的实施例中，流过降压电路104和/或降压电路106的反向电流被允许在控制电路108改变频率(例如，从F1到F2)之前增加(例如，由于负载的增加)到一定量(例如，2.5A等)。一旦频率被改变，反向电流的量就可能减小到较低的水平。
在其他实施例中，可以基于负载调整开关频率。例如，图1的电源100提供用于为连接到电源100的负载(未示出)供电的负载电流。在这样的实施例中，当负载电流在一限定范围内时，控制电路108可以调整一个或两个控制信号122、124的开关频率。当在此模式下操作时，功率开关110、116可以在整个该限定范围内实现零电压开关(ZVS)而没有由于变化的开关频率造成的过多的反向电流。由于限制的反向电流，可以在整个限定负载范围内维持和/或增加净效率。控制电路108可以根据需要来调整开关频率以获得期望的反向电流的量以实现零电压开关(ZVS)。例如，当负载电流接近该限定范围的下边界时，开关频率可以在一个值处，而当负载电流接近该限定范围的上边界时，开关频率可以在较低的值处。
该限定范围可以取决于例如电源100的满负载峰电流。在这样的实施例中，该限定范围可以包括满负载峰电流的0到40％、满负载峰电流的10％到40％、满负载峰电流的15％到35％、满负载峰电流的5％到45％和/或另一个合适的范围。在其他实施例中，如果需要，该限定范围可以基于另一个参数。
在一些优选实施方案中，控制电路108仅当负载电流在该限定范围内时调整一个或两个控制信号122、124的开关频率。当负载电流在该限定范围外时，控制信号122、124可以具有固定开关频率。例如，当电源100的负载电流在该限定范围以上(例如，大于30％、35％、40％、45％等)时，控制信号122、124可以具有固定开关频率。在此时间期间，功率转换器102可以处于重负载操作中并且被控制处于CCM(例如，CCM固定频率模式)。在一些实施例中，功率转换器102中可能几乎不存在反向电流，特别是当负载增加时。
当电源100的负载电流在该限定范围以下(例如，小于5％、10％、15％、20％等)时，控制信号122、124可以具有另一个(不同的)固定开关频率。在此时间期间，功率转换器102可以处于轻负载操作中并且被控制处于其CCM(例如，CCM固定频率模式)。在这样的实施例中，流过降压电路104、106的反向电流被允许超过零电压开关(ZVS)所需的水平。
当负载电流小于该限定范围时的固定开关频率可以与当负载电流大于该限定范围时的固定开关频率相同或不同。例如，当负载电流在该限定范围以下时的固定开关频率可以大于当负载电流在该限定范围以上时的固定开关频率。此减小的频率可以降低降压电路104、106中的电感器纹波电流和反向电流。
如图1中所示出的，多电平DC-DC降压功率转换器102(和/或本文所公开的任何其他多电平降压功率转换器)仅包括两个降压电路104、106(例如，功率转换电平)。在其他实施方案中，多电平DC-DC降压功率转换器102(和/或本文所公开的其他多电平降压功率转换器中的任何一个)可以包括不止两个降压电路(例如，功率转换电平)。
图2例示了可以在图1的电源100中使用的多电平降压功率转换器的一个实施例。具体地，图2例示了包括降压电路204、206的多电平DC-DC降压功率转换器202。降压电路204包括功率开关Q1、同步整流器开关Q3以及耦合在功率开关Q1和同步整流器开关Q3之间的电感器L1以形成降压转换器拓扑。降压电路206包括功率开关Q2、同步整流器开关Q4以及耦合在功率开关Q2和同步整流器开关Q4之间的电感器L2以形成降压转换器拓扑。尽管开关Q1-Q4在图2中被示出为MOSFET，但是如果需要，可以采用任何其他合适的开关装置。
如图2中所示出的，降压电路204耦合在正体(positive bulk)输入电压和参考电压(例如，接地)之间，并且降压电路206耦合在负体(negative bulk)输入电压和参考电压之间。具体地，功率开关Q1耦合到正体输入电压(例如，输入源V1的正侧)，功率开关Q2耦合到负体输入电压(例如，输入源V1的负侧)，并且同步整流器开关Q3、Q4耦合到参考电压(例如，接地)。如图2中所示出的，功率转换器202包括耦合在电感器L1、L2之间的输出电容器CO。
在图2的示例实施方案中，功率转换器202包括耦合在降压电路204、206两端的输入侧电容器。具体地，功率转换器202包括耦合在正体输入电压和参考电压之间的电容器C1，以及耦合在负体输入电压和参考电压之间的电容器C2。电容器C1耦合在转换器的输入和降压电路204(例如，开关Q1、Q3)之间，并且电容器C2耦合在转换器的输入和降压电路206(例如，开关Q2、Q4)之间。此布置确保电容器C1、C2两端(并且因此开关Q1-Q4两端)的电压被维持在由输入源V1提供的输入电压的一半处。例如，输入源V1可以向功率转换器202提供诸如800V的高输入DC电压。在此实施例中，每个电容器C1、C2两端的电压被维持在400V处。这样，施加在开关Q1-Q4两端的最大电压应力(Vds)是大约400V。在一些实施例中，采用Vienna交流-直流(AC-DC)整流器来提供电容器C1、C2两端的电压。
开关Q1-Q4接收由控制电路(未示出)生成的控制信号。具体地，功率开关Q1接收PWM控制信号AA，同步整流器开关Q3接收PWM控制信号AA_SR，功率开关Q2接收PWM控制信号BB，并且同步整流器开关Q4接收PWM控制信号BB_SR。图3例示了用于开关Q1-Q4的PWM控制信号AA、BB、AA_SR、BB_SR。如图3中所示出的，控制信号AA_SR、BB_SR分别与控制信号AA、BB互补。这样，如果用于功率开关Q1、Q2的控制信号AA、BB的占空比是D，则用于同步整流器开关Q3、Q4的控制信号AA_SR、BB_SR的占空比是1-D。
在一些实施例中，降压电路204、206可以被操作以维持它们之间的相移。例如，并且如图3中所示出的，用于功率开关Q1、Q2的控制信号AA、BB相对于彼此相移180度。在其他实施例中，相移可以是不同的，这取决于例如在功率转换器202中采用的降压电路的数目。
此外，并且如图3中所示出的，停滞时间(dead time，死区时间)可以被置于控制信号AA、AA_SR的高/低转变(例如，开关Q1、Q3的导通/断开转变)之间，以及控制信号BB、BB_SR的高/低转变(例如，开关Q2、Q4的导通/断开转变)之间。开关状态之间的停滞时间可以有助于防止直通(shoot-through)状况，并且在实现功率开关Q1、Q2的零电压开关(ZVS)中起作用。
如上文所解释的，反向电流可以被用来实现零电压开关(ZVS)并且优化转换器效率，特别是在轻负载状况期间。例如，功率转换器202中的反向电流在续流周期期间从转换器的输出流过电感器L1、L2，并且由同步整流器开关Q3、Q4使用以使功率开关Q1、Q2两端的电压(Vds)放电以实现零电压开关(ZVS)。具体地，当负载电流下降到电感器L1、L2中的峰到峰纹波电流的50％以下时，通过电感器L1、L2的电流将变成负的(例如，纹波电流-负载电流)。这导致反向电流从转换器的输出(例如，输出电容器CO)流过电感器L1、L2和整流器开关Q3、Q4。例如，在降压电路204的续流周期期间，当负载电流下降到电感器L1的峰到峰纹波电流的百分之五十以下时，反向电流(以图2中的虚线箭头208示出)从输出电容器CO流过电感器L1和整流器开关Q3。
此外，可以选择图2的电感器L1、L2(和/或本文所公开的其他电感器中的任何一个)以协助实现零电压开关(ZVS)。例如，可以为了期望的峰到峰纹波电流而选择电感器L1、L2的值。如上文所解释的，实现期望的峰到峰纹波电流可以协助创建反向电流状况和期望的反向电流的量。当在反向电流状况期间在电感器L1、L2中存储足够的能量时，可以实现功率开关Q1、Q2的零电压开关(ZVS)。这样，为了期望的峰到峰纹波电流而选择电感器L1、L2的值，以确保在特定的负载水平下生成足够的反向电流的量以实现零电压开关(ZVS)。
如本文所解释的，可以通过调整开关频率来控制反向电流的量。例如，当开关频率是固定的并且同步整流器开关Q3、Q4的占空比是1-D时，反向电流的量将随着负载的减小而增加。这样，存储在电感器L1、L2中的能量可以超过实现零电压开关(ZVS)所需的量。然而，如果开关频率被调整，则电感器L1、L2中的峰到峰纹波电流改变，从而导致反向电流的量改变。例如，增加开关频率导致峰到峰纹波电流减小。结果，反向电流减小。
例如，图4和图5例示了与降压电路204相关联的电压波形和电流波形。具体地，并且如图4和图5中所示出的，波形402、502表示功率开关Q1的接通电压(Vgs)，波形404、504表示功率开关Q1两端的电压(Vds)，并且波形406、506表示当负载电流是4.5安培时电感器L1中的电流。图4的实施例中的开关频率是35kHz，并且图5的实施例中的开关频率是30kHz。如图4中所示出的，在功率开关Q1两端的电压(Vgs)被增加以接通功率开关Q1之前该电压(Vds)未被放电。这样，在图4的实施例中在功率开关Q1中未实现零电压开关(ZVS)。然而，当开关频率从35kHz减小到30kHz时，反向电流的量被增加，如波形406、506中所示出的。此增加的反向电流导致在功率开关Q1两端的电压(Vgs)增加以接通功率开关Q1之前所述电压(Vds)放电，如图5的波形502、504中所示出的。
返回参考图2和图3，用于功率开关Q1、Q2的控制信号AA、BB的导通时间可以是重叠的或不重叠的。例如，如果控制信号AA、BB的占空比超过占空比阈值，则用于功率开关Q1、Q2的控制信号AA、BB的导通时间可以重叠。如果控制信号AA、BB的占空比在占空比阈值以下，则用于功率开关Q1、Q2的控制信号AA、BB的导通时间可以不重叠。在一些实施例中，该占空比阈值可以是百分之五十(50％)或另一个合适的值。
例如，图6例示了用于图2的开关Q1-Q4的PWM控制信号AA、BB、AA_SR、BB_SR，其中控制信号AA、BB具有不重叠的导通时间。图7-图9例示了取决于控制信号AA、BB、AA_SR、BB_SR的状态的图2的功率转换器202中的电流流动。例如，在图6中所示出的子间隔t0-t1期间，控制信号AA、BB_SR为高，并且控制信号BB、AA_SR为低。这样，开关Q1、Q4是导通的，并且电流(由箭头700所示出)流过功率开关Q1、电感器L1、L2和同步整流器开关Q4，如图7中所示出的。在此情况下，电感器L1、L2二者从电容器C1供能(例如，功率转换器的输入电压的一半)，并且功率被递送到功率转换器的输出。在此时间期间，电感器L1、L2的峰到峰纹波电流可以利用下文的等式(1)来计算。
等式(1)
Figure BDA0003137198340000111
在上文的等式(1)中，Vo是功率转换器202的输出电压，D是占空比(Vo/Vin)，L1、L2是电感器L1、L2的电感值，并且Tsw是在此时间间隔期间的开关周期。在此实施例中，表达式“Vin/2”表示电容器C1两端的电压(Vc1)，并且表达式“D*Tsw”表示用于控制信号的导通时间(Ton)。
在图6中所示出的子间隔t2-t3期间，控制信号BB、AA_SR为高，并且控制信号AA、BB_SR为低。这样，开关Q2、Q3是导通的，并且电流(由箭头900所示出)流过同步整流器开关Q3、电感器L1、L2和功率开关Q2，如图9中所示出的。在此情况下，电感器L1、L2二者从电容器C2供能(例如，功率转换器的输入电压的一半)，并且功率被递送到功率转换器的输出。这样，降压电路204、206交替地从输入电容器C1、C2取得功率，从而确保来自输入电容器C1、C2的平衡的功率汲取。在子间隔t2-t3期间，如果电容器C2两端的电压等于电容器C1两端的电压，则电感器L1、L2的峰到峰纹波电流可以利用上文的等式(1)来计算。
在图6中所示出的子间隔t1-t2、t3-t4期间，控制信号AA_SR、BB_SR为高，并且控制信号AA、BB为低。这样，同步整流器开关Q3、Q4是导通的，并且功率开关Q1、Q2是断开的从而将电感器L1、L2和功率转换器的输出与功率转换器的输入断开。结果，电感器L1、L2开始续流。在此时间期间，电流(由箭头800所示出)在回路中流过同步整流器开关Q3、Q4和电感器L1、L2，如图8中所示出的。在这些子间隔期间，可以利用下文的等式(2)来计算续流周期Tfw，并且可以利用下文的等式(3)来计算电感L1、L2的峰到峰纹波电流。
等式(2)
Figure BDA0003137198340000121
等式(3)
Figure BDA0003137198340000122
图10例示了当控制信号AA、BB具有不重叠的导通时间时图2的降压电路204的电压特性和电流特性的各种波形。具体地，图10的波形1002、1004、1006、1008分别表示在上文所解释的时间间隔t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4期间电感器L1两端的电压、通过功率开关Q1的电流、通过同步整流器开关Q3的电流和通过电感器L1的电流。
在一个具体实施例中，输入源V1向图2的多电平DC-DC降压功率转换器202提供800V的电压，并且电感器L1、L2具有25μH的电感。此外，以50kHz的开关频率Fs开关功率开关Q1、Q2。在这样的实施例中，开关周期Tsw是20微秒(例如，1/50kHz)，并且多电平DC-DC降压功率转换器202提供320V的输出电压Vo。在此实施例中，控制信号AA、BB的占空比D可以通过如上文所解释的将输出电压Vo除以输入电压Vin来计算，控制信号AA、BB的导通时间Ton可以通过将占空比D和开关周期Tsw相乘来计算，并且续流周期Tfw可以使用上文的等式(2)来计算。这样，在此具体实施例中，占空比D是0.4(例如，320V/800V)，控制信号AA、BB的导通时间Ton是8微秒(例如，0.4*20微秒)，并且续流周期Tfw是2微秒。在功率开关Q1、Q2的导通时间期间(例如，在子间隔t0-t1、t2-t3期间)电感器L1、L2的峰到峰纹波电流可以使用上文的等式(1)来计算，并且在续流周期Tfw期间(例如，在子间隔t1-t2、t3-t4期间)电感器L1、L2的峰到峰纹波电流可以使用上文的等式(3)来计算。因此，在此具体实施例中，在功率开关Q1、Q2的导通时间期间的峰到峰纹波电流是12.8安培，并且在续流周期Tfw期间的峰到峰纹波电流是12.8安培。
上文的峰到峰纹波电流计算参考可以通过仿真来验证。例如，图11例示了当控制信号AA、BB具有不重叠的导通时间时图2的降压电路204的电压特性和电流特性的各种仿真波形。具体地，图11的波形1102、1104、1106分别表示电感器L1中的峰到峰纹波电流、用于功率开关Q1的接通电压(例如，控制信号AA)和多电平DC-DC降压功率转换器202的输出电压Vo。如所示出的，当功率开关Q1在50kHz以40％的占空比操作时，输出电压的平均值是大约319.75V，并且峰到峰纹波电流是大约12.7安培。
图12例示了用于图2的开关Q1-Q4的PWM控制信号AA、BB、AA_SR、BB_SR，其中控制信号AA、BB具有重叠的导通时间。图13-图15例示了取决于控制信号AA、BB、AA_SR、BB_SR的状态的图2的功率转换器202中的电流流动。例如，在图12中所示出的子间隔t0-t1、t2-t3期间，控制信号AA、BB为高，并且控制信号AA_SR、BB_SR为低。这样，功率开关Q1、Q2是导通的，并且电流(由箭头1300所示出)流过功率开关Q1、Q2和电感器L1、L2，如图13中所示出的。在此情况下，电感器L1、L2二者从功率转换器202的总输入总线电压供能(例如，由输入源V1提供的电压)。在这些子间隔期间，电感器L1、L2的峰到峰纹波电流可以利用下文的等式(4)来计算。
等式(4)
Figure BDA0003137198340000141
在上文的等式(4)中，Vin是来自源V1的输入电压，Vc1、Vc2是电容器C1、C2两端的电压，Vo是功率转换器202的输出电压，D是占空比(Vo/Vin)，并且Tsw是在此时间间隔期间的开关周期。
在图12中所示出的子间隔t1-t2期间，控制信号AA、BB_SR为高，并且控制信号BB、AA_SR为低。这样，开关Q1、Q4是导通的，并且电流(由箭头1400所示出)流过功率开关Q1、电感器L1、L2和同步整流器开关Q4，如图14中所示出的。在此情况下，电感器L1、L2二者从电容器C1供能(例如，功率转换器的输入电压的一半)，并且利用返回路径续流到降压电路204。在此子间隔期间，可以利用下文的等式(5)来计算续流周期Tfw，并且可以利用下文的等式(6)来计算电感L1、L2的峰到峰纹波电流。
等式(5)TFW＝(1-D)·Tsw
等式(6)
Figure BDA0003137198340000142
在图12中所示出的子间隔t3-t4期间，控制信号AA_SR、BB为高，并且控制信号AA、BB_SR为低。这样，开关Q2、Q3是导通的，并且电流(由箭头1500所示出)流过同步整流器开关Q3、电感器L1、L2和功率开关Q2，如图15中所示出的。在此时间期间，电感器L1、L2二者从电容器C2供能(例如，功率转换器的输入电压的一半)，并且利用返回路径续流到降压电路206。在子间隔t3-t4期间，如果电容器C2两端的电压等于电容器C1两端的电压，则电感器L1、L2的峰到峰纹波电流可以利用上文的等式(6)来计算。
图16例示了当控制信号AA、BB具有重叠的导通时间时图2的降压电路204的电压特性和电流特性的各种波形。具体地，图16的波形1602、1604、1606、1608分别表示在上文所解释的时间间隔t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4期间电感器L1两端的电压、通过功率开关Q2的电流、通过同步整流器开关Q4的电流和通过电感器L1的电流。
如上文所解释的，多电平DC-DC降压功率转换器202可以接收800V输入电压，并且电感器L1、L2可以具有25μH的电感。此外，功率开关Q1、Q2可以50kHz的开关频率Fs操作，如上文所解释的。在这样的实施例中，开关周期Tsw是20微秒(例如，1/50kHz)，并且多电平DC-DC降压功率转换器202提供500V的输出电压Vo。在此实施例中，控制信号AA、BB的占空比D可以通过如上文所解释的将输出电压Vo除以输入电压Vin来计算，控制信号AA、BB的导通时间Ton可以基于占空比D和开关周期Tsw来计算，并且续流周期Tfw可以使用上文的等式(5)来计算。这样，在此具体实施例中，占空比D是0.625(例如，500V/800V)，控制信号AA、BB的导通时间Ton是2.5微秒(例如，(D-0.5)*Tsw＝(0.625-0.5)*20微秒)，并且续流周期Tfw是7.5微秒。在功率开关Q1、Q2的导通时间期间(例如，在子间隔t0-t1、t2-t3期间)电感器L1、L2的峰到峰纹波电流可以使用上文的等式(4)来计算，并且在续流周期Tfw期间(例如，在子间隔t1-t2、t3-t4期间)电感器L1、L2的峰到峰纹波电流可以使用上文的等式(6)来计算。因此，在此具体实施例中，在功率开关Q1、Q2的导通时间期间的峰到峰纹波电流是15安培，并且在续流周期Tfw期间的峰到峰纹波电流是15安培。
上文的这些峰到峰纹波电流计算参考可以通过仿真来验证。例如，图17例示了当控制信号AA、BB具有重叠的导通时间时图2的降压电路204的电压特性和电流特性的各种仿真波形。具体地，图17的波形1702、1704、1706分别表示用于功率开关Q1的接通电压(例如，控制信号AA)、峰到峰纹波电流和多电平DC-DC降压功率转换器202的输出电压Vo。如所示出的，当功率开关Q1在50kHz的频率以大约62.66％的占空比操作时，输出电压的平均值是大约500V，并且峰到峰纹波电流是大约15.3安培。
在图10、图11、图16和图17的实施例中，电感器纹波电流的频率是功率开关Q1、Q2的开关频率(Fs)的大约两倍。这样，在这些具体实施例中，电感器纹波电流的频率是大约100kHz。在这样的实施例中，与常规交错式降压功率转换器相比，电感器L1、L2的大小(例如，电感)可以被减小(例如，减小50％)。
在一些实施例中，图2的多电平DC-DC降压功率转换器202中的开关可能经历反向恢复损耗和/或开关损耗。例如，当功率转换器202操作处于CCM时，同步整流器开关Q3、Q4可能遭受反向恢复损耗并且功率开关Q1、Q2可能经历接通和/或关断开关损耗。具体地，同步整流器开关Q3、Q4在开关Q3、Q4关断之前的一小时间段(例如，停滞时间期间)内通过它们的体二极管传导电流以避免直通电流。二极管传导可能生成反向恢复电流并且导致反向恢复损耗。如果采用GaN型开关装置，则可以降低(并且有时消除)反向恢复损耗和开关损耗。
本文所公开的电源可以包括多个功率转换器级。例如，本文所公开的多电平DC-DC降压功率转换器可以是功率转换器级中的一个。其他功率转换器级可以包括例如谐振功率转换器。
例如，图18例示了开关模式电源1800，该开关模式电源1800包括图1的多电平降压功率转换器102、谐振功率转换器1802和用于控制降压电路104、106的功率开关110、116的控制电路1808。在一些实施例中，图18的控制电路1808可以与图1的控制电路108类似地起作用。在这样的实施例中，控制电路1808可以生成用于功率开关110、116的控制信号以控制多电平DC-DC降压功率转换器102处于CCM使得反向电流在降压电路104、106中流动(如上文所解释的)，并且然后调整控制信号的开关频率以控制反向电流的量以实现功率开关110、116的零电压开关(ZVS)。在其他实施例中，图18的控制电路1808可以另一种合适的方式起作用，并且反向电流可以在或可以不在降压电路104、106中流动。
如图18中所示出的，谐振功率转换器1802耦合到多电平降压功率转换器102。具体地，在图18的具体实施例中，谐振功率转换器1802耦合到多电平降压功率转换器102的输出。在其他实施例中，谐振功率转换器1802可以经由例如中间部件、功率转换器级等耦合到多电平降压功率转换器102的输出。
在图18的实施例中，谐振功率转换器1802可以是固定频率转换器。例如，尽管未在图18中示出，但是控制电路1808和/或另一个合适的控制电路可以生成用于谐振功率转换器1802中一个或多个功率开关的具有固定开关频率的控制信号。在其他实施例中，谐振功率转换器1802中的功率开关可以具有变化的开关频率，可以利用可调整的开关频率来控制等。
谐振功率转换器1802可以具有任何合适的谐振拓扑，该谐振拓扑包括例如交错式谐振总线转换器拓扑、非交错式谐振总线转换器拓扑等。例如，图19例示了开关模式电源1900，该开关模式电源包括耦合到图2的多电平DC-DC降压功率转换器202的输出的交错式谐振总线功率转换器1902。在图19的实施例中，电源1900还包括耦合在功率转换器202和谐振功率转换器1902之间的电容器Co1，以及耦合在谐振功率转换器1902和负载(例如，被示出为电阻器Rload)之间的输出电容器Co2。
可以类似如上文所解释的方式可选地控制图19中所示出的功率转换器202的开关Q1-Q4。例如，并且如图19中所示出的，电源1900包括用于控制开关Q1-Q4的控制电路1938。具体地，控制电路1938包括比较器1940、控制器1942(例如，PID控制器、PI控制器等)、PWM驱动器1944以及耦合在控制器1942和PWM驱动器1944之间的隔离装置1946(例如，隔离变压器、光耦合器等)。比较器1940基于表示电源的输出电压的信号和参考信号Vref生成误差信号。在这样的实施例中，PWM驱动器1944可以基于误差信号生成PWM控制信号AA、BB、AA_SR、BB_SR用于如上文所解释的和/或以另一种合适的方式控制开关Q1-Q4。
如图19中所示出的，交错式谐振总线功率转换器1902包括并联耦合的两个子转换器1930、1932。子转换器1930包括变压器TX1、耦合到变压器TX1的初级绕组的功率开关Q5、Q6、耦合在功率开关Q5、Q6和功率转换器202的输出之间的电容器C3、C4、耦合到变压器TX1的初级绕组的电感器L3以及具有耦合到变压器TX1的次级绕组的二极管D1、D2、D3、D4的整流电路1934。子转换器1932包括与子转换器1930类似的部件布置，但是包括变压器TX2、功率开关Q7、Q8、电容器C5、C6、电感器L4以及具有二极管D5、D6、D7、D8的整流电路1936。每个子转换器1930、1932的功率开关以半桥拓扑布置。此外，每个子转换器1930、1932的电感器、电容器和变压器的初级绕组形成谐振回路电路(resonant tank circuit)。
在图19的具体实施例中，整流电路1934、1936的二极管被布置为全桥整流器。在其他实施例中，整流电路1934、1936可以包括布置为半桥整流器的两个二极管。在一些实施例中，整流电路1934、1936可以包括一个或多个其他合适的开关装置——诸如同步整流器开关——代替二极管。
图20例示了类似于图19的电源1900的开关模式电源2000，但是该开关模式电源2000包括非交错式谐振总线功率转换器2002代替交错式谐振总线功率转换器1902。电源2000包括图19的电容器Co1、Co2以及控制电路1938。具体地，并且如图20中所示出的，电容器Co1耦合在功率转换器202和谐振功率转换器2002之间，输出电容器Co2耦合在谐振功率转换器2002和负载之间，并且控制电路1938生成PWM控制信号AA、BB、AA_SR、BB_SR用于如上文所解释的控制开关Q1-Q4。
非交错式谐振总线功率转换器2002包括与图19的子转换器1930大体上类似的部件布置。例如，功率转换器2002包括图19的变压器TX1、功率开关Q5、Q6、电容器C3、C4以及整流电路1934。电容器C3、C4和变压器的初级绕组形成谐振回路电路。
在一些实施例中，图19和图20的谐振功率转换器1902、2002为电源1900、2000的输出(例如，电阻器Rload两端的电压)提供具有固定增益的隔离。例如，可以固定开关频率开关谐振功率转换器1902、2002的功率开关以实现固定增益。此外，在图19和图20的实施例中，控制电路1938的控制回路在多电平DC-DC降压功率转换器202上闭合。这样，电源的输出可以通过控制功率转换器202的PWM来调整、调节等。
在一些实施方案中，本文所公开的整流器开关可以被替换成诸如二极管的其他合适的开关装置。例如，图21例示了大体上类似于图2的多电平DC-DC降压功率转换器202的多电平DC-DC降压功率转换器2102，但是该多电平DC-DC降压功率转换器2102包括二极管D1、D2代替同步整流器开关Q3、Q4。在这样的实施例中，由于二极管D1、D2，反向电流可以不流过转换器的降压电路。
本文所公开的控制电路可以包括模拟控制电路、数字控制电路或混合控制电路(例如，数字控制单元和模拟电路)。数字控制电路可以利用一种或多种类型的数字控制电路来实施。例如，数字控制电路每个可以包括数字控制器，诸如数字信号控制器(DSC)、DSP、微控制器单元(MCU)、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)等。这样，本文所公开的控制方法中的任何一个可以至少部分地(并且有时完全地)由数字控制器执行。
可以任何合适的方法控制本文所公开的多电平DC-DC降压功率转换器。例如，可以使用电压模式控制方法、电流模式控制方法等来控制多电平DC-DC降压功率转换器。
此外，多电平DC-DC降压功率转换器在操作期间可以具有大体上线性的占空比。例如，多电平DC-DC降压功率转换器的输出电压与输入电压的关系(例如，占空比)可以在所有不同的操作模式——诸如导通时间重叠模式、导通时间不重叠模式、具有或不具有固定频率的连续导通模式等——保持大体上线性。在这样的实施例中，占空比可以在大致50VDC的输出电压处的大约10％和大致700VDC的输出电压处的90％之间线性变动。
本文所公开的教导可以适用于任何合适的开关模式电源(SMPS)。例如，本文所公开的电源可以包括向本文所公开的多电平DC-DC降压功率转换器中的一个提供高输入电压的AC-DC PFC功率转换器。PFC功率转换器可以是具有Vienna配置的三相PFC功率转换器。在一些实施例中，可以在需要过电流保护和/或超缩放(hyper-scaling)能力的系统中采用本文所公开的电源以用于随着系统中负载需求改变而提供适当的输出(例如，可微调的输出)。
可以通过采用本文所公开的电源中的任何一个来实现各种优点。例如，电感器(例如，功率转换器202的电感器L1、L2)可以是以交错方式可操作的。结果，与常规功率转换器相比，可以减小电感器的大小并且可以增加控制带宽。此外，由于用于电容器的专用充电/放电时间，多电平DC-DC降压功率转换器中的输入电容器(例如，图2的电容器C1、C2)可以具有平衡的电压。另外，当采用输入电容器时，功率转换器可以利用一宽输出电压范围来操作同时将电压应力维持在输入电压的一半处。
由于被维持下至零负载的CCM操作，功率转换器还可以经历改善的控制性能。这样，与具有不连续导通模式(DCM)操作的常规转换器相比，轻负载控制带宽可以被增加。
此外，多电平DC-DC降压功率转换器可诸如在10％和90％之间的宽占空比范围内操作。与常规系统相比，这可以为耦合到降压功率转换器的其他功率转换器级提供增加的保持(hold-up)。例如，电源可以包括如下谐振功率转换器，该谐振功率转换器可在一特定电压(例如，400V输入)处操作以实现诸如大于99％的高效率。如果多电平DC-DC降压功率转换器接收到高输入DC电压(例如，800V体电压)，则标称状况下的典型占空比是大约50％以确保降压功率转换器向谐振功率转换器提供期望的电压(例如，400V输入)。如果负载需求改变和/或降压功率转换器的输入改变，则可以调整占空比以向谐振功率转换器提供期望的电压。这确保电源维持期望的调节。
另外，本文所公开的谐振功率转换器可以实现零电压开关(ZVS)和/或零电流开关(ZCS)。例如，当谐振功率转换器以固定开关频率操作时，初级侧开关可以实现零电压开关(ZVS)，并且次级侧开关可以在所有负载状况下实现零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)。另外，谐振功率转换器的增益曲线可以是平坦的，使得转换器的操作被固定在单位谐振增益(unity resonant gain)处。结果，轨间共享电流对谐振部件容差不敏感。
出于例示和描述的目的已经提供了实施方案的前述描述。并不意在是穷举性的或限制本公开内容。一具体实施方案的各个元件或特征通常不限于该具体实施方案，而是在可适用的情况下可互换并且可以用在一所选择的实施方案中，即使未被具体示出或描述。也可以多种方式对其进行变化。这样的变化不应被视为脱离本公开内容，并且所有这样的修改意在被包括在本公开内容的范围内。

Claims (20)

1.一种用于为负载供电的开关模式电源，所述开关模式电源包括：
多电平降压功率转换器，所述多电平降压功率转换器包括输入、输出、耦合在所述输入和所述输出之间的第一降压电路以及耦合在所述输入和所述输出之间的第二降压电路，所述第一降压电路包括功率开关、整流器和电感器，并且所述第二降压电路包括功率开关、整流器和电感器；
谐振功率转换器，所述谐振功率转换器耦合到所述多电平降压功率转换器的所述输出；以及
控制电路，所述控制电路耦合到所述第一降压电路和所述第二降压电路，所述控制电路被配置为生成用于所述第一降压电路的所述功率开关的第一控制信号和用于所述第二降压电路的所述功率开关的第二控制信号以控制所述多电平降压功率转换器。
2.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述谐振功率转换器包括交错式谐振功率转换器。
3.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述谐振功率转换器以固定开关频率来操作。
4.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中在所述第一控制信号和所述第二控制信号的占空比超过占空比阈值时所述第一控制信号和所述第二控制信号具有重叠的导通时间，并且在所述第一控制信号和所述第二控制信号的所述占空比在所述占空比阈值以下时所述第一控制信号和所述第二控制信号具有不重叠的导通时间。
5.根据权利要求4所述的开关模式电源，其中所述占空比阈值是百分之五十。
6.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述多电平降压功率转换器包括耦合在所述输入和所述第一降压电路之间的第一电容器，以及耦合在所述输入和所述第二降压电路之间的第二电容器。
7.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述控制电路被配置为调整所述第一控制信号和所述第二控制信号的开关频率以控制在所述第一降压电路和所述第二降压电路中流动的反向电流的量以在所述多电平降压功率转换器处于其连续导通模式时实现所述第一降压电路的所述功率开关和所述第二降压电路的所述功率开关的零电压开关。
8.根据权利要求7所述的开关模式电源，其中所述控制电路被配置为监测在所述第一降压电路和所述第二降压电路中流动的所述反向电流，并且基于所述反向电流的值逐步地调整所述第一控制信号和所述第二控制信号的所述开关频率。
9.根据权利要求7所述的开关模式电源，其中所述控制电路被配置为减小所述第一控制信号和所述第二控制信号的所述开关频率以增加在所述第一降压电路和所述第二降压电路中流动的反向电流的量。
10.根据权利要求7所述的开关模式电源，其中所述控制电路被配置为当所述开关模式电源的负载电流在一限定范围内时调整所述第一控制信号和所述第二控制信号的所述开关频率。
11.根据权利要求10所述的开关模式电源，其中所述限定范围包括所述开关模式电源的满负载峰电流的10％至40％。
12.根据权利要求10所述的开关模式电源，其中在所述开关模式电源的所述负载电流在所述限定范围以上时所述第一控制信号和所述第二控制信号具有第一固定开关频率，并且在所述开关模式电源的所述负载电流在所述限定范围以下时所述第一控制信号和所述第二控制信号具有第二固定开关频率。
13.一种用于为负载供电的开关模式电源，所述开关模式电源包括：
多电平降压功率转换器，所述多电平降压功率转换器包括第一降压电路以及第二降压电路，所述第一降压电路具有功率开关、整流器和电感器，并且所述第二降压电路具有功率开关、整流器和电感器；以及
控制电路，所述控制电路耦合到所述第一降压电路和所述第二降压电路，所述控制电路被配置为生成用于所述第一降压电路的所述功率开关的第一控制信号和用于所述第二降压电路的所述功率开关的第二控制信号以控制所述多电平降压功率转换器处于连续导通模式使得反向电流在所述第一降压电路和所述第二降压电路中流动，并且调整所述第一控制信号和所述第二控制信号的开关频率以控制在所述第一降压电路和所述第二降压电路中流动的反向电流的量以在所述多电平降压功率转换器处于其连续导通模式时实现所述第一降压电路的所述功率开关和所述第二降压电路的所述功率开关的零电压开关。
14.根据权利要求13所述的开关模式电源，其中在所述第一控制信号和所述第二控制信号的占空比超过占空比阈值时所述第一控制信号和所述第二控制信号具有重叠的导通时间，并且在所述第一控制信号和所述第二控制信号的所述占空比在所述占空比阈值以下时所述第一控制信号和所述第二控制信号具有不重叠的导通时间。
15.根据权利要求14所述的开关模式电源，其中所述占空比阈值是百分之五十。
16.根据权利要求13所述的开关模式电源，其中所述控制电路被配置为监测在所述第一降压电路和所述第二降压电路中流动的所述反向电流，并且基于所述反向电流的值逐步地调整所述第一控制信号和所述第二控制信号的所述开关频率。
17.根据权利要求13所述的开关模式电源，其中所述控制电路被配置为减小所述第一控制信号和所述第二控制信号的所述开关频率以增加在所述第一降压电路和所述第二降压电路中流动的反向电流的量。
18.根据权利要求13所述的开关模式电源，其中所述控制电路被配置为当所述开关模式电源的负载电流在一限定范围内时调整所述第一控制信号和所述第二控制信号的所述开关频率。
19.根据权利要求18所述的开关模式电源，其中所述限定范围包括所述开关模式电源的满负载峰电流的10％至40％。
20.根据权利要求18所述的开关模式电源，其中在所述开关模式电源的所述负载电流在所述限定范围以上时所述第一控制信号和所述第二控制信号具有第一固定开关频率，并且在所述开关模式电源的所述负载电流在所述限定范围以下时所述第一控制信号和所述第二控制信号具有第二固定开关频率。
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