CN113826319B - 二次励磁发电电动装置 - Google Patents

Abstract

在为使励磁电流检测值与励磁电流指令值一致而将第一点弧脉冲指令输入到3电平NPC功率变换器的二次励磁发电电动装置中，具备：按照电流绝对值的大小顺序识别第一相、第二相、第三相的功能；以及脉冲指令器，其在对第一和第二直流电容器进行充电的方向上将第一相P组或者N组的点弧脉冲固定在接通侧，将相反侧固定在断开侧，第二相P组的点弧脉冲固定在与第一相N组相同的一侧，N组的点弧脉冲固定在与第一相P组相同的一侧，将第三相第一组的点弧脉冲固定为接通，将第二组的点弧脉冲固定为断开，作为第二点弧脉冲指令输出。将点弧脉冲指令输出到3电平NPC功率变换器的脉冲切换器，在电流绝对值超过过电流设定电平1时切换为第二点弧脉冲指令，当电流绝对值在3相均成为过电流设定电平2以下时切换为第一点弧脉冲指令。

Description

二次励磁发电电动装置

技术领域

本发明涉及使用了二次励磁用功率变换器的二次励磁发电电动装置。

背景技术

使用了二次励磁用功率变换器的交流励磁发电电动机与以往的固定速度同步机同样地能够控制无功功率输出，并且能够在同步速度周边的旋转速度范围内实现高速转矩控制或者高速有功功率控制。因此，与以往的固定速度发电电动机相比，具有能够在更宽的运转条件下对泵水轮机系统、风力发电系统等原动机进行最佳运转的优点。另外，具有通过将旋转部分的飞轮能量暂时释放、吸收到电力系统来有助于电力系统的频率稳定化的优点。

另一方面，虽然二次励磁用功率变换器能够比发电机的电枢电容小，但是与以往的固定速度同步机的励磁用功率变换器相比，不仅电容变大，而且电路也变得复杂。因此，即使确保与以往的固定速度同步机的励磁用功率变换器同等的过电流耐量，也难以经济地确保励磁顶峰电压。

因此，一般采用如下方法：在交流系统侧发生了异常时，使针对励磁绕组过电流的短路电路动作，对励磁用功率变换器进行旁路动作来抑制过电流容量。特别是在使励磁绕组短路的情况下，发电电动机的转矩急剧变化为二次电阻短路的绕组型感应电机转矩，而且转矩因短路前的旋转速度而大幅改变。其结果是，发电电动装置的运转即使能够继续，也存在对电力系统施加大的变动而使系统不稳定化的缺点。另外，在二次电阻短路时，为了消耗无功功率而进一步助长交流系统的电压降低，因此，导致存在阻碍向需求方的电力供给的缺点。

非专利文献1中公开了如下方法：为了应对该缺点，在反向并联连接有不具有自消弧功能的晶闸管变换器的他激式二次励磁功率变换器中检测到励磁过电压时，将与励磁电流指令相反极性的功率变换器进行点弧而继续运转。另外，存在如下的400MW级二次励磁发电电动装置的例子：根据功率用半导体的电流值来运算产生损失，根据冷却水温始终运算元件结温而使过电流保护具有时限，由此在完全没有短路动作的情况下，在25年间250次以上的系统接地短路事故中也不中断励磁控制而实现了连续运转。

另一方面，近年来的自消弧型半导体功率元件的技术进步显著，应用了IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、IGCT(Integrated Gate CommutatedThyristor)等的自激式功率变换器的大容量化、高压化正在发展。在自激式功率变换器中具有变换器功率因数的调整功能等在他激式变换器中没有的优点。另一方面，在电力系统侧的异常时也要求继续运转、无功功率供给的继续的二次励磁发电电动装置的情况下，在使用了自消弧型半导体元件的变换器中，存在难以经济地确保短时间的过电流耐量这样的问题。这是因为，晶闸管等现有元件能够通过元件自身的热容量，直到结温上限为止具有从100毫秒起的秒级的过电流耐量，与此相对，在自消弧元件的情况下，电流元件额定值由瞬间的电流断路耐量决定。

为了应对该缺点，存在着眼于与自消弧元件反向并联的二极管在与晶闸管相同的双极性元件中具有过电流耐量的方法。

作为最简单的方法，有针对所有自消弧元件将栅极断开而进行二极管桥接动作的方法。根据该方法，励磁电路的电流自由度从通常时的2下降到1，因此存在难以稳定且高速地恢复到电流自由度2来返回到通常的控制的课题。

在专利文献1中，通过采用在系统事故时的过电流产生时也不使短路电路动作，也不进行栅极断开，即在保持励磁电路的电流自由度2的状态下能够与通常时的PWM控制双向切换的控制模式，在过电流期间中，使励磁电流全部流过二极管，在从过电流恢复后返回通常的PWM控制，由此实现具备不比他激式二次励磁功率变换器差的运转继续性能和稳定性的二次励磁发电电动装置。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5401213号公报

专利文献2：日本专利第3222028号公报

非专利文献

非专利文献1：日立评论(HITACHI REVIEW)1995Vol.44

发明内容

发明要解决的课题

作为使用了自消弧元件的自激式二次励磁功率变换器的实现方法，公开了专利文献1的方法。

在与发电电动机的大容量化成比例地使二次励磁功率变换器也大容量化的情况下，要求交流输出电压的高压化。但是，在2电平变换器的情况下，相对于直流电容器电压Vc，交流侧输出相电压被限定为(+Vc/2)和(-Vc/2)这2电平。因此，不需要为了将二次励磁功率变换器高压化而提高直流电容器电压Vc。

但是，若提高直流电容器电压Vc，则交流侧输出相电压也上升，结果施加于转子侧励磁绕组线圈的电压的时间变化率dV/dt也上升。线圈的绝缘规格一般是额定交流电压或峰值电压值规定，但可知如果电压的时间变化率超过预定的值，则电介质损耗的随时间的劣化急速进展。假设即使该预定的值相同，在如2电平变换器输出那样不具有电压过零期间而极性变化的情况下，“与经由电压过零期间进行电压变化的情况相比，存在随时间的劣化容易进展的倾向”。进一步指出，与在工厂中一体组装的状态下真空中注入清漆的线圈相比，由随时间的劣化制约的电压时间变化率容许值在现场组装的线圈的情况下大幅下降。

根据以上内容，用于扬水发电站的可变速化的二次励磁功率变换器原本存在难以持续应用2电平变换器作为大容量化的海上风车的二次励磁功率变换器的课题。

作为解决上述课题的手段，可考虑应用3电平NPC功率变换器的方法。在3电平变换器的情况下，使串联连接的2个直流电容器的电压相对于Vc成为交流输出相电压(+Vc)、(0)、(-Vc)的3电平。即使电容器的直流电压Vc相同，交流输出电压也具有确保2电平变换器的2倍的效果，因此，结果是具有降低施加于线圈的电压的时间变化率dV/dt的效果。另外，由于具有电压过零期间，因此即使施加于线圈的电压的时间变化率dV/dt与2电平变换器相同，也具有缓和由电介质损耗引起的随时间的劣化的效果。

但是，专利文献1的方法只能适用于2电平方式的功率变换器。

本发明的目的在于提供一种解决上述课题并采用3电平NPC功率变换器，确保系统事故时的运转持续性，有助于系统稳定化的二次励磁发电电动装置。

用于解决课题的手段

与转子侧励磁绕组连接的3电平NPC功率变换器与专利文献1的2电平变换器同样，设为电流自由度2的3相3线电路。因此，只要不使旁路电路动作，不使全部元件的栅极断开，则3相电流IU、IV、IW的绝对值的大小关系和符号在通常运转时和系统事故时的过电流产生时都能够限定为图9所示的12模式。

在图10中，用上述3电平NPC功率变换器的动作表示图9的模式1下的解决手段。

在V相电流IV的绝对值为第一大且极性为负的情况下，将元件VPC和元件VP的栅极固定在接通侧，将元件VN和元件VNC固定在断开侧。由此，从功率变换器V相流入的电流IV对正极侧直流电容器CP进行充电。

在U相电流IU的绝对值为第二位且极性为正的情况下，将元件UNC和元件UN的栅极固定在接通侧，将元件UP和元件UPC固定在断开侧。由此，从功率变换器U相流出的电流IU对负极侧直流电容器CN进行充电。

剩余的W相电流IW的绝对值为第三位(最小)，因此无论电流极性如何，都将元件WPC和元件WNC的栅极固定在接通侧，将元件WP和元件WN的栅极固定在断开侧。由此，从功率变换器W相流出的电流IW从正极侧直流电容器经由中性点、正极侧的钳位二极管而供给。

其结果是，在模式1中，由于对正极侧直流电容器进行充电的IV的绝对值比对负极侧直流电容器进行充电的IU的绝对值大，因此正极侧直流电容器电压变得比负极侧直流电容器高，成为电压平衡被破坏的主要原因。

在图11中，用上述3电平NPC功率变换器的动作表示图9的模式2下的解决手段。

在U相电流IU的绝对值为第一大且极性为正的情况下，将元件UNC和元件UN的栅极固定在接通侧，将元件UP和元件UPC固定在断开侧。由此，从功率变换器U相流出的电流IU对负极侧直流电容器CN进行充电。

在V相电流IV的绝对值为第二位且极性为负的情况下，将元件VPC和元件VP的栅极固定在接通侧，将元件VN和元件VNC固定在断开侧。由此，从功率变换器V相流入的电流IV对正极侧直流电容器CP进行充电。

剩余的W相电流IW的绝对值为第三位(最小)，因此无论电流极性如何，都将元件WPC和元件WNC的栅极固定在接通侧，将元件WP和元件WN的栅极固定在断开侧。由此，从功率变换器W相流入的电流IW经由中性点、负极侧的钳位二极管对负极侧直流电容器进行充电。

其结果是，在模式2中，由于对负极侧直流电容器进行充电的IU的绝对值比对正极侧直流电容器进行充电的IV的绝对值大，因此负极侧直流电容器电压变得比正极侧直流电容器高，成为电压平衡被破坏的主要原因。

如果假设电流IU、IV、IW的3相平衡为前提条件，则认为每当第三个电流极性变化时，正极和负极的直流电容器交替地反复进行过充电/不足充电，因此电压平衡大幅破坏的危险性低。但是，在发生过电流的同时要求继续运转的系统事故时的情况下，由于大幅远离上述前提条件，所以需要保持电压平衡的手段。

作为用于该目的的手段，使用专利文献2所公开的电路结构。即，将正极侧直流电容器和负极侧直流电容器分别与2台2电平变换器的直流侧连接，将交流侧与由励磁变压器绝缘的2组交流端子连接。这样，2台2电平变换器构成为能够相互独立地控制各自的直流电压，在此基础上，以正极侧和负极侧的直流电容器值平衡的方式进行控制。

通过以上的装置结构和控制方法，能够实现所期望的目的。

发明效果

根据本发明的二次励磁发电电动装置，特别是在发生了由对电力系统的雷击引起的接地短路故障等电压降低时，在将发电电动机的转矩变动抑制为最小并且提高运转持续能力的同时迅速地恢复无功功率供给能力，由此能够实现对电力系统的稳定运用的贡献。

附图说明

图1是表示本发明的实施例的电路图。

图2是表示本发明的另一实施例的电路图。

图3是表示3电平NPC功率变换器的PWM调制电路37的动作的图。

图4是表示3电平NPC功率变换器的脉冲产生电路45的动作的图。

图5是3电平NPC功率变换器的第二PWM调制电路40的结构图。

图6是3电平NPC功率变换器的运转模式切换电路41的结构图。

图7是表示本发明的动作的图。

图8是表示本发明的动作的图。

图9是表示3电平NPC功率变换器的通流模式区分的图。

图10是表示3电平NPC功率变换器的W相正侧钳位电路通流时的图。

图11是表示3电平NPC功率变换器的W相负侧钳位电路通流时的图。

具体实施方式

以下，基于附图对本发明的二次励磁发电电动装置的实施例进行详细说明。此外，本发明并不限定于该实施例。

实施例1

使用图1对本发明的实施例1的装置结构进行说明。

经由主变压器2、相反转断路器(89GM)3、同步断路器(52G)4连接3相交流系统1和绕组型感应电机的定子侧电枢绕组5。转子侧励磁绕组6与3电平NPC功率变换器7的交流侧连接。在3电平NPC功率变换器7的直流侧正极端和中性点端子之间并联连接有正极侧直流电容器(CP)8和直流电压源71的第一直流输出端(VDC1)。

另一方面，在3电平NPC功率变换器7的中性点端子与直流侧负极端之间并联连接有负极侧直流电容器(CN)12和直流电压源71的第二直流输出端(VDC2)。

直流电压源71的交流端与励磁断路器(52E)16的第一端子并联连接，第二端子与主变压器2的绕组型发电电动机侧端并联连接。

直流电压源71由交流/直流功率变换器构成。例如，能够通过与3电平NPC功率变换器7的直流侧正极端、负极端、中性点端子进行背后连接的结构来实现。

接着，说明3电平NPC功率变换器7的控制系统的结构。

设置输出d轴电流指令(I_Dref)的自动电压调整器(AVR)29，以使由绕组型感应电机的定子侧电枢端的仪表用变压器28运算出的发电机电压VG成为设定值，设置输出q轴电流指令(I_Qref)的自动电压调整器(APR)31，以使由仪表用变压器3和主变压器端仪表用变流器30运算出的有功功率成为设定值。

设置根据旋转相位检测器(PLG)55和主变压器端仪表用变压器17，检测与交流系统频率和绕组型感应电机的旋转频率之差相等的转差频率的相位θs的相位检测器32，将2相电流指令(I_Dref、I_Qref)输入到2相/3相坐标变换器33，输出转差频率的3相电流指令(IU_ref、IV_ref、IW_ref)。

在绕组型感应电机的转子侧励磁绕组6的端子与3电平NPC功率变换器7之间设置励磁电流用仪表用变流器34，检测励磁电流值(IU、IV、IW)，在3相2相变换器35中运算稳定时成为直流量的2相电流值(I_DfB、I_QfB)。

励磁电流调整器36输出调制率指令(αU、αV、αW)，使得2相电流指令(I_Dref、I_Qref)与2相电流值(I_DfB、I_QfB)一致，且3相电流指令(IU_ref、IV_ref、IW_ref)与励磁电流值(IU、IV、IW)一致。将该调制率指令(αU、αV、αW)输入到按各相设置的3台PWM调制电路37、38、39，按各相输出第一调制指令(MU1、MV1、MW1)。

另一方面，输入来自励磁电流用仪表用变流器34的励磁电流值(IU、IV、IW)，由第二PWM调制电路40输出第二调制指令(MU2、MV2、MW2)。

另外，输入来自励磁电流用仪表用变流器34的励磁电流值(IU、IV、IW)，运转模式切换电路41输出使第一调制指令(MU1、MV1、MW1)和第二调制指令(MU2、MV2、MW2)一并切换的指令值SW。另外，输出将向所有自消弧型元件的点弧指令固定于断开侧的GB指令。

通过各相的3台切换器42、43、44选择输出调制指令(MU、MV、MW)，使得在指令值SW为0时选择第一调制指令(MU1、MV1、MW1)，在指令值SW为1时选择第二调制指令(MU2、MV2、MW2)。

将调制指令(MU、MV、MW)输入各相的3个脉冲产生电路45、46、47，对向3电平NPC功率变换器7的自消弧型元件的栅极指令进行接通断开控制。

使用图3对U相的PWM调制电路37的动作进行说明。

PWM调制电路37具备中性点(0)与正极(+1)间的正侧载波以及负极(-1)和中性点(0)间的负侧载波，根据这些载波与由输入侧的调制率指令αU运算的调制波的大小关系，输出3值(+1、0、-1)选择的调制指令MU1。

V相PWM调制电路38以及W相PWM调制电路39与U相的PWM调制电路37的动作相同，为了避免重复而省略说明。

图4中以表格形式示出脉冲产生电路45的动作。

首先，对来自运转模式切换电路41的GB指令为电平0时的动作进行说明。

在调制指令MU为(+1)时，将对自消弧元件UP和UPC的栅极指令G_UP和G_UPC设为接通，其它断开。在调制指令MU为(0)时，将对自消弧元件UPC和UNC的栅极指令G_UPC和G_UNC设为接通，其它断开。在调制指令MU为(-1)时，将对自消弧元件UN和UNC的栅极指令G_UN和G_UNC设为接通，其它断开。另一方面，在GB指令为电平1时，不论调制指令MU的值如何，都将对自消弧元件UP、UPC、UNC、UN的栅极指令G_UP、G_UPC、G_UNC、G_UN设为断开。

图5表示第二PWM调制电路40的结构。

由绝对值运算器101、102、103求出来自仪表用变流器34的励磁电流值(IU、IV、IW)的绝对值|IU|、|IV|、|IW|，通过减法器104、105、106输出绝对值的差，通过比较器107、108、109针对符号判别结果选择输出2值(0、1)。将比较器107、108、109的输出输入到逻辑电路110，逻辑电路110输出在|IU|为最小时为电平1，在其他时为电平0的信号111。逻辑电路110对于|IV|、|IW|也同样地输出信号112、113。

另一方面，在比较器114、115、116中将励磁电流值(IU、IV、IW)的极性选择输出2值(0、1)。比较器114输出在IU为正时成为电平1，在其他时成为电平0的信号117。对于IV、IW也同样地，比较器115、116分别输出信号118、119。

信号111、112、113、117、118、119被输入到逻辑电路120，逻辑电路120将各相的3值(+1、0、-1)输出到3值选择输出电路121、122、123。

U相的3值选择输出电路121在IU的绝对值为3相中最小时，作为第二调制输出MU2输出‘0’，在IU为正时作为第二调制输出MU2输出‘+1’，在IU为负时作为第二调制输出MU2输出‘-1’。V相的3值选择输出电路122、W相的3值选择输出电路123的动作与U相的3值选择输出电路121相同，为了避免重复而省略说明。

图6表示运转模式切换电路41的结构。由于与之前的图5相同的编号表示相同的内容，因此为了避免重复而省略说明。

最大值选择输出器202选择输出来自仪表用变流器34的励磁电流值(IU、IV、IW)的绝对值|IU|、|IV|、|IW|的最大值，最小值选择输出器201选择输出绝对值|IU|、|IV|、|IW|的最小值。比较器203在最大值超过设定值I1时输出电平1，在其他时输出电平0。比较器204在最小值成为设定值I2以下时输出电平1，在其他时输出电平0。将比较器203的输出作为置位信号，将比较器204的输出作为复位信号的触发器205输出指令值SW。

在指令值SW为电平0时，在切换器42、43、44中选择第一调制指令(MU1、MV1、MW1)，在指令值SW为电平1时选择第二调制指令(MU2、MV2、MW2)。

这里，设定值I1和I2设为(I1＞I2)，I1以3电平NPC功率变换器7的自消弧型元件的最大断路电流为基准，设定为不超过最大断路电流的值。

图7和图8表示在图1至图6的二次励磁发电电动装置中，在3相交流系统1中在时刻t0发生接地短路故障，在时刻tCB除去事故相并恢复到通常运转时的动作。

在图7的期间(t1、t2)和(t3、t4)中，在图8的期间(t5、t6)和(t7、t8)中，指令值SW成为电平1，选择第二调制指令(MU2、MV2、MW2)。

根据本实施例中说明的发明的结构，不会为了进行过电流保护而对3电平NPC功率变换器7进行旁路动作，也不会进行栅极封锁(gate block)，因此能够极其细致地相互切换2个调制指令，能够进行过电流保护和稳定地继续运转。

实施例2

使用图2对本发明的实施例2的装置结构进行说明。

在3电平NPC功率变换器7的直流侧正极端子和中性点端子之间并联连接有正极侧直流电容器(CP)8和第一2电平功率变换器9的直流端，第一2电平功率变换器9的交流端经由第一高次谐波抑制滤波器10与第一励磁用变压器11连接。

另一方面，在3电平NPC功率变换器7的中性点端子与直流侧负极端之间并联连接有负极侧直流电容器(CN)12和第二2电平功率变换器13的直流端，第二2电平功率变换器13的交流端经由第二高次谐波抑制滤波器14与第二励磁用变压器15连接。

第一励磁变压器11和第二励磁变压器15的交流系统侧端与励磁断路器(52E)16的第一端子并联连接，第二端子与主变压器2的绕组型发电电动机侧端并联连接。

接着，说明第一2电平功率变换器9的控制系统的结构和动作。

以由设置在主变压器2的绕组型发电电动机侧端的主变压器端仪表用变压器17与设置在第一高次谐波抑制滤波器10和交流端之间的第一仪表用变流器18运算出的无功功率使得功率因数成为1的方式，设置输出d轴直流电流指令(IC1_Dref)的第一功率因数调整器(APFR1)19，通过第一仪表用直流变压器20中检测正极侧直流电容器8的电压VDCP，并以调整为设定值的方式，设置输出q轴直流电流指令(IC1_Qref)的第一直流电压调整器(ADCVR1)21，通过第一2电平变换器电流调整器22对向构成第一2电平变换器9的自消弧型元件(RP1、SP1、TP1、RN1、SN1、TN1)的栅极进行接通断开控制。

同样地，对第二2电平功率变换器13的控制系统的结构进行说明。

以由主变压器端仪表用变压器17与设置在第二高次谐波抑制滤波器14与交流端之间的第二仪表用变流器23运算出的无功功率使得功率因数成为1的方式，设置输出d轴直流电流指令(IC2_Dref)的第二功率因数调整器(APFR2)24，通过第二仪表用直流变压器25检测负极侧直流电容器12的电压VDCN，并以调整为设定值的方式，设置输出q轴直流电流指令(IC2_Qref)的第二直流电压调整器(ADCVR2)26，利用第二2电平变换器电流调整器27对向构成第二2电平变换器13的自消弧型元件(RP2、SP2、TP2、RN2、SN2、TN2)的栅极进行接通断开控制。

根据以上的第一以及第二2电平功率变换器的结构，通过2台励磁变压器(第一励磁用变压器11和第二励磁用变压器15)而相互绝缘的与交流电源连接的2台2电平变换器(第一2电平变换器9和第二2电平变换器13)独立地控制正极和负极的直流电容器电压VDCP和VDCN，因此在系统事故时等的过渡时也能够稳定地将2台直流电容器的电压保持为平衡。

根据本实施例中说明的发明的结构，2台2电平变换器能够相互独立地控制各个直流电压，因此能够以正极侧与负极侧的直流电容器值平衡的方式进行控制。

实施例3

使用图2对本发明的实施例3的装置结构进行说明。

旁路回路48设置在励磁电流用仪表用变流器34与绕组型感应电机的转子侧励磁绕组6端子之间。作为旁路电路48，也可以由功率用半导体元件构成，但如本实施例那样，也可以使用保证动作次数150k次等技术进步显著的真空断路器。该旁路电路根据来自运转模式切换电路41的86E指令而闭路。另外，根据GB指令，通过脉冲产生电路45、46、47对3电平NPC功率变换器7的自消弧型元件进行栅极封锁而停止运转。

图6表示输出针对旁路电路48的动作指令(86E指令)的电路。

最大值选择电路206选择输出励磁电流值(IU、IV、IW)的绝对值|IU|、|IV|、|IW|的最大值，比较器207在最大值超过设定值I3时输出电平1，在其他时输出电平0。比较器207的输出经由逻辑和电路208而作为GB指令和86E指令输出。

在此，设定值I3设定为比设定值I1大的值(I3＞I1)。这是因为3相交流系统1侧的接地短路故障等中产生的过电流值被主变压器2的阻抗抑制，与此相对，由于主变压器2的绕组型感应电机侧的故障时的过电流值未被抑制，因此设定值I3以3相交流系统1侧的接地短路故障所引起的最大电流为基准来设定。由此，能够区分设备侧的故障和3相交流系统侧的故障，在前者的情况下能够迅速地停止运转来保护设备。

实施例4

使用图6对本发明的实施例4的装置结构和电路进行说明。

对输出开关209、210、211的动作进行说明。在此，对U相的输出开关209的动作进行说明。V相的输出开关210和W相的输出开关211与输出开关209的动作相同，为了避免重复而省略说明。

信号111在|IU|为最小时为电平1，在其他时为电平0，但在信号111为电平1时，输出开关209输出作为第三相的电流绝对值的|IU|，在信号111为电平0时输出“0”。

最大值选择电路212选择输出各相的电流绝对值|IU|、|IV|、|IW|的最大值，比较器213在选择输出的最大值超过设定值I4时输出电平1，在其他时输出电平0。214是接通延迟(on delay)电路，在第三相的电流绝对值持续了设定时间以上时输出电平1，经由逻辑和电路208而作为GB指令和86E指令输出。

在此，设定值I4设定为比设定值I1小的值(I4＜I1)。这是因为，第三相的电流经由自消弧元件(UPC、UNC、VPC、VNC、WPC、WNC)中的某一个。通常，自消弧元件的通流损失比反向并联二极管的通流损失大，因此过电流耐量小。因此，能够通过第三相的带时限的过电流保护而安全地保护设备。

实施例5

使用图2对本发明的实施例5的装置结构进行说明。

第一过电压抑制器(OVP1)49在来自第一仪表用直流变压器20的正侧直流电容器电压VDCP超过设定值时，对基于与限制电阻50串联连接的自消弧型元件的开关电路(CHV1)51进行接通断开控制，并利用限制电阻50进行电力消耗，由此抑制正侧直流电容器电压VDCP的上升。

同样地，当来自第二仪表用直流变压器25的负侧直流电容器电压VDCN超过设定值时，第二过电压抑制器(OPVP2)52对基于与限制电阻53串联连接的自消弧型元件的开关电路(CHV2)54进行接通断开控制，并利用限制电阻53进行电力消耗，由此抑制负侧直流电容器电压VDCN的上升。

根据本发明的结构，在选择了第二调制指令(MU2、MV2、MW2)的情况下，正极侧直流电容器(CP)8和负极侧直流电容器(CN)12都确保充电动作，因此不需要直流电压降低的对策，仅具备上升的抑制单元即可。由此，仅通过追加简易的电压抑制电路就能够在系统事故时也继续稳定的运转。

但是，在3电平NPC功率变换器的情况下，在选择了第二调制指令(MU2、MV2、MW2)的期间中，基于第三相的电流的充放电成为正极侧直流电容器(CP)8、负极侧直流电容器(CN)12的不平衡的主要原因。但是，由于能够通过本发明的结构独立地抑制正侧、负侧的直流电压，因此即使在系统事故时也能够继续稳定的运转。

附图标记说明

1：3相交流系统；

2：主变压器；

3：相反转断路器(89GM)；

4：同步断路器(52G)；

5：定子侧电枢绕组；

6：转子侧励磁绕组；

7：3电平NPC功率变换器；

8：正极侧直流电容器(CP)；

9：第一2电平功率变换器；

10：第一高次谐波抑制滤波器；

11：第一励磁用变压器；

12：负极侧直流电容器(CN)；

13：第二2电平功率变换器；

14：第二高次谐波抑制滤波器；

15：第二励磁用变压器；

16：交流系统侧端励磁断路器(52E)；

17：主变压器端仪表用变压器；

18：第一仪表用变流器；

19：第一功率因数调整器(APFR1)；

20：第一仪表用直流变压器；

21：第一直流电压调整器(ADCVR1)；

22：第一2电平变换器电流调整器；

23：第二仪表用变流器；

24：第二功率因数调整器(APFR2)；

25：第二仪表用直流变压器；

26：第二直流电压调整器(ADCVR2)；

27：第二2电平变换器电流调整器；

28：仪表用变压器；

29：自动电压调整器(AVR)；

30：主变压器端仪表用变流器；

31：自动电压调整器(APR)；

32：相位检测器；

33：2相/3相坐标变换器；

34：励磁电流用仪表用变流器；

35：3相2相变换器；

36：励磁电流调整器；

37、38、39：PWM调制电路；

40：第二PWM调制电路；

41：运转模式切换电路；

42、43、44：切换器；

45、46、47：脉冲产生电路；

48：旁路电路；

49：第一过电压抑制器；

50、53：限制电阻；

51：开关电路(CHV1)；

52：第二过电压抑制器；

54：开关电路(CHV2)；

55：旋转相位检测器(PLG)；

71：直流电压源；

101、102、103：绝对值运算器；

104、105、106：减法器；

107、108、109、114、115、116：比较器；

110、120：逻辑电路；

111、112、113、117、118、119：信号；

121、122、123：3值选择输出电路；

201、206、212：最大值选择输出器；

202：最小值选择输出器；

203、204：比较器；

205：触发器；

208：逻辑和电路；

209、210、211：输出开关；

214：接通延迟电路。

Claims (5)

1.一种二次励磁发电电动装置，其具备：定子侧电枢绕组与交流系统连接的绕组型感应电机；连接有该绕组型感应电机的转子侧励磁绕组的3电平NPC功率变换器；连接于该3电平NPC功率变换器的正极直流端与中性点间的第一直流电容器；连接于该中性点与负极直流端间的第二直流电容器；对该第一直流电容器和第二直流电容器供给直流电压的直流电压源；检测所述绕组型感应电机的励磁绕组电流的励磁电流检测器；以及运算与所述交流系统的频率和所述绕组型感应电机的旋转频率之差相等的转差频率的励磁电流指令值，输出第一点弧脉冲指令以使来自所述励磁电流检测器的励磁电流检测值与所述励磁电流指令值一致的励磁电流指令装置，

所述二次励磁发电电动装置构成为将该第一点弧脉冲指令输入到所述3电平NPC功率变换器的自消弧型半导体元件，其特征在于，

所述二次励磁发电电动装置还具备脉冲指令器，所述脉冲指令器具有按照来自所述励磁电流检测器的电流绝对值的大小顺序识别第一相、第二相、第三相的功能，

将由所述第一相与正极侧钳位二极管间的自消弧型半导体元件P1C、该自消弧型半导体元件P1C与正极间的自消弧型半导体元件P1、所述第一相与负极侧钳位二极管间的自消弧型半导体元件N1C、以及该自消弧型半导体元件N1C与负极间的自消弧型半导体元件N1构成的4个串联连接的自消弧型半导体元件分为由自消弧型半导体元件P1和自消弧型半导体元件P1C构成的第一相P组、由自消弧型半导体元件N1和自消弧型半导体元件N1C构成的第一相N组，

判别所述第一相的电流检测值的极性，

在对所述第一直流电容器和第二直流电容器充电的方向将所述第一相P组或第一相N组的任一个的点弧脉冲固定在接通侧，将相反侧固定在断开侧，

将由所述第二相与正极侧钳位二极管间的自消弧型半导体元件P2C、该自消弧型半导体元件P2C与正极间的自消弧型半导体元件P2、所述第二相与负极侧钳位二极管间的自消弧型半导体元件N2C、以及该自消弧型半导体元件N2C与负极间的自消弧型半导体元件N2构成的4个串联连接的自消弧型半导体元件分为由自消弧型半导体元件P2和自消弧型半导体元件P2C构成的第二相P组、由自消弧型半导体元件N2和自消弧型半导体元件N2C构成的第二相N组，

所述第二相P组的点弧脉冲固定在与所述第一相N组相同的一侧，所述第二相N组的点弧脉冲固定在与所述第一相P组相同的一侧，

将由所述第三相与正极侧钳位二极管间的自消弧型半导体元件P3C、该P3C与正极间的自消弧型半导体元件P3、所述第三相与负极侧钳位二极管间的自消弧型半导体元件N3C、以及该自消弧型半导体元件N3C与负极间的自消弧型半导体元件N3构成的4个串联连接的自消弧型半导体元件分为由自消弧型半导体元件P3C和自消弧型半导体元件N3C构成的第三相第一组、由自消弧型半导体元件P3和自消弧型半导体元件N3构成的第三相第二组，

将所述第三相第二组的点弧脉冲固定为断开，将所述第三相第一组的点弧脉冲固定为接通，

将所述点弧脉冲输出为第二点弧脉冲指令，

所述二次励磁发电电动装置设置有脉冲切换器，该脉冲切换器双向地切换所述第一点弧脉冲指令和所述第二点弧脉冲指令并向所述3电平NPC功率变换器输出，该脉冲切换器在包含来自所述励磁电流检测器的检测电流值中的任一个的绝对值超过了过电流设定电平1在内的条件下，从第一点弧脉冲指令切换为第二点弧脉冲指令，在包含来自所述励磁电流检测器的检测电流值在3相中都成为过电流设定电平2以下在内的条件下，从所述第二点弧脉冲指令切换为第一点弧脉冲指令。

2.根据权利要求1所述的二次励磁发电电动装置，其特征在于，

所述直流电压源由励磁用变压器、第一2电平功率变换器以及第二2电平功率变换器构成，所述励磁用变压器供给从所述交流系统绝缘的2组交流电压，所述第一2电平功率变换器将所述2组交流电压的一方的交流电压连接于交流端，将直流端连接于所述第一直流电容器而进行电压控制，所述第二2电平功率变换器将所述2组交流电压的另一方的交流电压连接于交流端，将直流端连接于所述第二直流电容器而进行直流电压控制。

3.根据权利要求1所述的二次励磁发电电动装置，其特征在于，

在所述绕组型感应电机的转子侧励磁绕组与所述励磁电流检测器之间设置电流旁路回路，在过电流设定电平3是比所述过电流设定电平1大的值且来自所述励磁电流检测器的电流检测值中的任一个的绝对值超过了该电流设定电平3时，将所述电流旁路回路闭路，将对所述3电平NPC功率变换器的自消弧型半导体元件的点弧指令全部设为断开。

4.根据权利要求1所述的二次励磁发电电动装置，其特征在于，

在所述绕组型感应电机的转子侧励磁绕组与所述励磁电流检测器之间设置电流旁路电路，在过电流设定电平4是比所述过电流设定电平1小的值且所述第三相的电流绝对值超过了该电流设定电平4时，将所述电流旁路电路闭路，将对所述3电平NPC功率变换器的自消弧型半导体元件的点弧指令全部设为断开。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的二次励磁发电电动装置，其特征在于，

在所述第一直流电容器上并联连接有第一直流电压传感器和串联连接有电阻和第一自消弧型半导体元件的第一有源型直流电压抑制电路，在所述第二直流电容器上并联连接有第二直流电压传感器和串联连接有电阻和第二自消弧型半导体元件的第二有源型直流电压抑制电路，在所述第一直流电压传感器的检测值超过了设定范围时，对所述第一自消弧型半导体元件进行接通断开控制来抑制直流电压，在所述第二直流电压传感器的检测值超过了设定范围时，对所述第二自消弧型半导体元件进行接通断开控制来抑制直流电压。