CN113796024A

CN113796024A - 阵列孔径中的低复杂度波束转向

Info

Publication number: CN113796024A
Application number: CN202080033886.3A
Authority: CN
Inventors: N.克莱默
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2019-05-10
Filing date: 2020-05-11
Publication date: 2021-12-14
Also published as: US11569575B2; EP3925087A1; WO2020231129A1; US20200358182A1; KR20210154182A; EP3925087A4

Abstract

本公开涉及一种通信方法和系统，用于将支持超第四代(4G)系统的更高数据速率的第五代(5G)通信系统与物联网(IoT)技术融合。本公开可以应用于基于5G通信技术和IoT相关技术的智能服务，诸如智能家居、智能建筑、智慧城市、智能汽车、联网汽车、医疗保健、数字教育、智能零售、安保和安全服务。一种用于低复杂度波束转向的收发器。该收发器具有第一天线阵列和第二天线阵列，第一天线阵列包括具有第一本征波束转向角的第一子孔径，以及第二天线阵列包括具有不同于第一本征波束转向角的第二本征波束转向角的第二子孔径。第一天线阵列和第二天线阵列被布置在收发器中，使得当第一天线阵列和第二天线阵列被激励时，第一子孔径与第二子孔径可组合以形成组合孔径。

Description

阵列孔径中的低复杂度波束转向

技术领域

本申请一般涉及相控天线，并且更具体地说，涉及一种能够进行二维波束转向的具有简化的天线孔径实现的收发器。

背景技术

为了满足自4G通信系统的部署以来对无线数据业务增加的需求，已经努力开发改进的5G或准5G通信系统。因此，5G或准5G通信系统也被称为“超4G网络”或“后LTE系统”。5G通信系统被认为是在更高频率(mmWave)频带(例如60GHz频带)中实施的，以便实现更高的数据速率。为了减少无线电波的传播损耗并增加传输距离，在5G通信系统中讨论波束成形、大规模多输入多输出(MIMO)、全维MIMO(FD-MIMO)、阵列天线、模拟波束成形、大规模天线技术。此外，在5G通信系统中，基于高级小小区、云无线接入网(RAN)、超密集网络、设备到设备(D2D)通信、无线回程、移动网络、协作通信、协作多点(CoMP)、接收端干扰消除等，正在进行系统网络改进的开发。在5G系统中，已经开发了作为高级编码调制(ACM)的混合FSK和QAM调制(FQAM)和滑动窗口叠加编码(SWSC)，以及作为高级接入技术的滤波器组多载波(FBMC)、非正交多址(NOMA)和稀疏码多址(SCMA)。

互联网是一个以人类为中心的连通网络，人类在其中生成和消费信息，互联网现在正在向物联网(IoT)演变，在物联网中，分布式实体(诸如事物)在没有人类干预的情况下交换和处理信息。万物互联网(IoE)已经出现，其是IoT技术和大数据处理技术通过与云服务器连接的组合。随着IoT实施需要诸如“传感技术”、“有线/无线通信和网络基础设施”、“服务接口技术”和“安全技术”的技术单元，最近研究了传感器网络、机器对机器(M2M)通信、机器类型通信(MTC)等。这样的IoT环境可以提供智能互联网技术服务，其通过收集和分析互联事物当中生成的数据，为人类生活创造新的价值。IoT可以通过现有信息技术(IT)与多种工业应用的融合和组合，应用于多种领域，包括智能家居、智能建筑、智慧城市、智能汽车或联网汽车、智能电网、医疗保健、智能家电和高级医疗服务。

与此相一致，已经进行了多种尝试来将5G通信系统应用于IoT网络。例如，诸如传感器网络、机器类型通信(MTC)和机器对机器(M2M)通信的技术可以通过波束成形、MIMO和阵列天线来实现。云无线接入网(RAN)作为上述大数据处理技术的应用也可以被认为是5G技术和IoT技术融合的例子。

相控阵天线的双向波束转向可用于通信应用和雷达应用。通信应用的示例包括点对点无线回程、点对多点固定无线设施、无线基础设施网状网络等。雷达应用的非限制性示例包括汽车远程雷达、室内机器人导航等。

发明内容

技术问题

一种传统类型的波束转向技术包含机电相位控制，但只允许控制单波束。此外，很难扩展到一维(1D)阵列中的大量单元，对于二维(2D)阵列是不可行的，并且容易受到机械公差的影响，且对冲击和振动敏感。另一种类型的传统波束转向包含将正向信号与从主传输线末端的移相器反射的反向信号相加，以确定相移。然而，这种方法需要更大量的放大器，并且只能用于转向单波束。

技术方案

本公开的实施例包括用于低复杂度波束转向的方法和收发器。在一个实施例中，收发器具有第一天线阵列和第二天线阵列，第一天线阵列包括具有第一本征波束转向角(native beam steering angle)的第一子孔径，第二天线阵列包括具有不同于第一本征波束转向角的第二本征波束转向角的第二子孔径。第一天线阵列和第二天线阵列被布置在收发器中，使得当第一天线阵列和第二天线阵列被激励时，第一子孔径可与第二子孔径可组合以形成组合孔径。

在另一个实施例中，公开了一种通过收发器进行低复杂度波束转向的方法。第一驱动信号被发送到包括具有第一本征波束转向角的第一子孔径的第一天线阵列，以及第二驱动信号被发送到包括具有第二本征波束转向角的第二子孔径的第二天线阵列。第一天线阵列和第二天线阵列被布置在收发器中，使得当第一驱动信号和第二驱动信号分别激励第一天线阵列和第二天线阵列时，第一子孔径可与第二子孔径可组合以形成组合孔径。

从以下附图、描述和权利要求中，其他技术特征对于本领域技术人员来说可以是显而易见的。

有益效果

本公开的实施例包括用于低复杂度波束转向的方法和收发器。

附图说明

为了更完整地理解本公开及其优点，现在结合附图参考以下描述，其中：

图1示出了根据本公开的多种实施例的示例性无线网络；

图2示出了根据本公开的多种实施例的示例性网状网络；

图3示出了根据本公开的多种实施例的能够进行低复杂度波束转向的示例性电子设备；

图4示出了根据本公开的多种实施例的示例性毫米波通信系统；

图5示出了根据本公开的多种实施例的基本无线链路预算缩放；

图6示出了根据本公开的多种实施例的连续孔径；

图7示出了根据本公开的多种实施例的具有偏移的连续孔径；

图8示出了根据本公开的多种实施例的二维连续孔径的一维N元晶格；

图9示出了根据本公开的多种实施例的二维连续孔径的二维NxM元晶格；

图10示出了根据本公开的多种实施例的收发器的NxM天线单元阵列；

图11示出了根据本公开的多种实施例的由第一天线阵列和第二天线阵列形成的复合边缘馈电2NxM阵列；

图12示出了根据本公开的多种实施例的由第一天线阵列和第二天线阵列形成的复合中心馈电2NxM阵列；

图13A和13B示出了根据本公开的多种实施例的单个单元大孔径天线和相应的远场波束；

图14A和14B示出了根据本公开的多种实施例的另一种单个单元大孔径天线和相应的远场波束；

图15示出了根据本公开的多种实施例的复合2NxM阵列的波束图案；

图16示出了根据本公开的多种实施例的作为两个偏移NxM阵列的组合的复合2NxM阵列；

图17示出了根据本公开的多种实施例的用于射频波束成形的前端模块；

图18示出了根据本公开的多种实施例的用于混合射频(RF)波束成形的前端模块；

图19示出了根据本公开的多种实施例的用于中频(IF)波束成形的前端模块；

图20示出了根据本公开的多种实施例的用于分离IF/RF波束成形的前端模块；

图21示出了根据本公开的多种实施例的用于数字波束成形的前端模块；

图22示出了根据本公开的多种实施例的用于传输的数字多波束成形的前端模块；

图23示出了根据本公开的多种实施例的用于接收的数字多波束成形的前端模块；

图24示出了根据本公开的多种实施例的相对于复合Nx2阵列的第一子孔径、第二子孔径和组合孔径；

图25示出了根据本公开的多种实施例的天线单元的偏移；以及

图26是根据本公开的多种实施例的波束转向的过程的流程图。

具体实施方式

在进行下面的详细描述之前，阐述贯穿本专利文件使用的某些单词和短语的定义可能是有利的。术语“耦合”及其派生词指两个或更多个单元之间的任何直接或间接通信，无论这些单元是否彼此物理接触。术语“发射”、“接收”和“通信”及其派生词包括直接和间接通信二者。术语“包含”和“包含”及其派生词意味着包括但不限于。术语“或”是包含性的，意味着和/或。短语“相关联”及其派生词是指包括、被包括在内、相互连接、包含、被包含在内、连接到或与之连接、耦合到或与之耦合、与之可通信的、与之合作的、交错的、并置的、接近的、绑定到或与之绑定、具有、具有属性、与之有关或具有关系等。术语“控制器”是指控制至少一种操作的任何设备、系统或其部分。这种控制器可以用硬件或者硬件和软件和/或固件的组合来实现。与任何特定控制器相关联的功能可以是集中式的或分布式的，无论是本地或远程。当与项目列表一起使用时，短语“至少其中之一”意味着可以使用一个或多个所列项目的不同组合，并且列表中可能只需要一个项目。例如，“A、B和C中的至少一个”包括以下任意组合：A、B、C、A和B、A和C、B和C以及A和B和C。同样，术语“集”表示一个或多个。因此，项目集可以是单项目或者两个或更多个项目的集合。

此外，下面描述的多种功能可以由一个或多个计算机程序实现或支持，计算机程序的每个由计算机可读程序代码形成并包含在计算机可读介质中。术语“应用”和“程序”是指一个或多个计算机程序、软件组件、指令集、过程、功能、对象、类、实例、相关数据或其适于在合适的计算机可读程序代码中实现的部分。短语“计算机可读程序代码”包括任何类型的计算机代码，包括源代码、目标代码和可运行代码。短语“计算机可读介质”包括能够被计算机访问的任何类型的介质，诸如只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、硬盘驱动器、光盘(CD)、数字视盘(DVD)或任何其他类型的存储器。“非暂时性”计算机可读介质不包括传输暂时性电信号或其他信号的有线、无线、光学或其他通信链路。非暂时性计算机可读介质包括可以永久存储数据的介质和可以存储数据并稍后重写的介质，例如可重写光学盘或可擦除存储器设备。

贯穿本专利文件提供了其他某些单词和短语的定义。本领域普通技术人员应该理解，在许多情况下，如果不是大多数情况下，这样的定义适用于这样定义的单词和短语的先前及未来的使用。

本文包括的附图以及用于描述本公开的原理的多种实施例仅是当做示例的，并不应该以任何方式解释为限制本公开的范围。本领域技术人员将理解，本公开的原理可以在任何适当布置的无线通信系统中实现。

本文公开的多种实施例的新颖方面提供了在方位角和仰角上具有二维波束转向能力的相控阵天线。对于给定的波束宽度或方向性，MxN阵列中的天线数量从传统的M*N数量减少到等于2*N或2*M的减少数量。特别是当阵列孔径中的单元数量变大时，实现了“低复杂度”的好处。然后具有M*N个单元的传统阵列比具有2N个无线电块的低复杂度阵列消耗显著地更多的资源。

在需要特别大量天线单元的厘米和毫米波条件的高频下，该缩放优势可能导致无线电前端组件数量减少一个数量级，从而节省相关成本、功耗和组装尺寸。本文公开的实施例在一维(通常是方位角)需要大转向范围，而在正交维度(通常是仰角)只需要小转向范围的应用中特别有用，其在无线基础设施无线电中是典型的。例如，在无线基础设施无线电中，波束转向范围是非对称的，即，在方位角方向宽(例如，+/-60度)和在仰角方向窄(例如，+/-10度)。此处公开的方法在提供完整的硬件效率增益的同时自然地适合该用例。

本公开的新颖方面不仅适用于所有引用的波束转向方法(例如，所有模拟、混合模拟-数字或全数字架构)，新颖方面也适用于RF感测用例。例如在RF(汽车)雷达中，方位角扫描范围也比仰角扫描范围宽得多。高程度的角度分辨率需要大孔径，当考虑经典的阵列实现时，这可能是成本高昂的。

具有由多个子孔径形成的组合孔径的收发器提供了实现效率，即，降低特定孔径增益所需的信号处理路径的数量。当子孔径由更大量的单元构成时，该布置使得获得本征、内置、固有波束转向角。这一般将通过单元放置和单元间连通的组合来完成。可以为单元和它们之间的连通选择任何合适的实施。单元可以是电磁孔径中的天线或声波孔径中的声换能器。子孔径也可以是单个大的天线，诸如喇叭天线、抛物面反射器等。在这种情况下，可以通过孔径的机械定向来获得本征转向角。

图1示出了根据本公开的多种实施例的示例性无线网络。图1所示的无线网络100的实施例仅用于说明，并且在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用无线网络100的其他实施例。

无线网络100包括基站(BS)101、BS 102和BS 103。BS 101与BS 102和BS 103通信。BS 101还与至少一个互联网协议(IP)网络130(诸如互联网、专有IP网络或其他数据网络)通信。

根据网络类型，术语“基站”或“BS”可以指被配置为提供对网络的无线接入的任何组件(或组件的集合)，诸如发射点(TP)、发射-接收点(TRP)、增强型基站(eNodeB或eNB或gNB)、宏蜂窝、毫微微蜂窝、WiFi接入点(AP)或其他无线使能的设备。基站可以根据一个或多个无线通信协议提供无线接入，例如，5G 3GPP新无线接口/接入(NR)、长期演进(LTE)、高级LTE(LTE-A)、高速分组接入(HSPA)、Wi-Fi 802.11a/b/g/n/ac等。为了方便起见，术语“BS”和“TRP”在本专利文件中可互换地使用，指的是向远程终端提供无线接入的网络基础设施组件。此外，根据网络类型，术语“用户装置”或“UE”可以指“移动站”、“用户站”、“远程终端”、“无线终端”、“接收点”或“用户设备”。为了方便起见，术语“用户装置”和“UE”在本专利文件中用来指无线接入BS的远程无线装置，无论UE是移动设备(诸如移动电话或智能手机)还是平常被认为是固定设备(诸如台式计算机或自动售货机)。

BS 102为BS 102的覆盖区域120内的第一多个用户装置(UE)提供对网络130的无线宽带接入。第一多个UE包括UE 111，其可以位于小型商业(SB)中；UE 112，其可以位于企业(E)中；UE 113，其可以位于无线热点(HS)中；UE 114，其可以位于第一住宅(R)中；UE115，其可以位于第二住宅(R)中；以及UE 116，其可以是移动设备(M)，如蜂窝电话、无线膝上型电脑、无线PDA等。BS 103为BS 103的覆盖区域125内的第二多个UE提供对网络130的无线宽带接入。第二多个UE包括UE 115和UE 116。在一些实施例中，一个或多个eNB 101-103可以使用5G、长期演进(LTE)、LTE-A、WiMAX或其他高级无线通信技术来与彼此通信以及与UE 111-116通信。

虚线示出了覆盖区域120和125的大致范围，仅出于说明和解释的目的，其被示为近似圆形。应当清楚地理解，与BS相关联的覆盖区域，诸如覆盖区域120和125，可以具有其他形状，包括不规则形状，这取决于BS的配置以及与非人为和人为障碍物相关联的无线电环境的变化。

如下文更详细描述的，系统100中的任何一个或多个电子设备，诸如BS 101-103中的一个或多个或者一个或多个UE 111-116，可以具有包括复合天线阵列集的收发器，该复合天线阵列能够使用传统的方法在第一方向上(例如，变更每个天线单元的信号相位)以及使用本公开的多种实施例中描述的新颖的、低复杂度的转向在第二方向上进行2D波束转向。低复杂度转向，或者可选地在低复杂度方向上的转向，是在第一本征波束转向角和第二本征波束转向角之间对来自复合天线阵列的组合波束的波束转向，本征波束转向角由形成复合天线阵列的子阵列确定。由于子阵列的天线单元的布置，本征波束转向角是来自子阵列的波束的固有传输方向。通过控制激励子阵列中的每个的驱动信号的相对幅度和相位来达成转向。

尽管图1示出了无线网络100的一个示例，但是可以对图1进行多种改变。例如，无线网络100可以在任何适当的布置中包括任意数量的BS和任意数量的UE。此外，BS 101可以直接与任意数量的UE通信，并向这些UE提供对网络130的无线宽带接入。类似地，每个BS102-103可以直接与网络130通信，并向UE提供对网络130的直接无线宽带接入。此外，BS101、BS 102和/或BS 103可以提供对其他或附加外部网络(诸如外部电话网络或其他类型的数据网络)的接入。

图2示出了根据本公开的多种实施例的示例性网状网络。网状网络200是类似于图1中的通信网络100的通信网络，但是是由多个无线设施形成的相对短程的基础设施级通信网络，即，每个建筑物处的单独网络节点。网状网络200的每个节点可以“看到”至少两个其他节点以用于稳健的服务可用性，因为毫米波链路很容易被像鸟、树叶等小物体阻挡。由于大多数节点接近平面内(in-plane)，所以在垂直(例如，仰角)方向上的窄转向范围就足够了，而在水平(例如，方位角)方向上的转向范围应该尽可能大，以便最小化360度(deg.)覆盖的扇区无线电数量。因此，对于该点对多点的用例，在仰角方向上，转向范围需要适应仰角分布的外包络加上机械对准公差和风振等。传统的方法可用于在较大的方位角方向上提供转向，以及低复杂度转向可用于在较窄的仰角方向上提供转向。本文公开的二维转向同样可应用于点对点通信，例如无线回程应用。在这种情况下，阵列单元(array element)本身可能是高度定向的，其导致在任一方向上的低转向范围限制，尽管有不同的转向控制。

虽然前面的实施例描述了将低复杂度转向用于通信，但是本公开的新颖方面可以应用于其他领域。例如，近年来，RF传感领域出现了显著增长，这在很大程度上是由对汽车雷达传感器的需求推动的。在未来，RF传感/雷达用例可以扩展到消费电子、TV、家庭和自动化机器人。此外，所公开的波束转向方法不仅可应用于电磁阵列，而且可应用于任何传感器模态的阵列。超声换能器阵列是消费类、汽车类、医疗类或其他通用SONAR应用中的常见示例。

图3示出了根据本公开的一个实施例的电子设备300。电子设备300仅用于说明，不应被认为是限制性的。在一些实施例中，电子设备可以是UE，诸如图1中的UE 116，或者是BS，诸如图1中的BS 101。

电子设备300包括天线305、收发器310、发射(TX)处理电路315、麦克风320和接收(RX)处理电路325。电子设备300还包括扬声器330、主处理器340、输入/输出(I/O)接口(IF)345、键盘350、显示器355和存储器360。存储器360包括基本操作系统(OS)程序361以及一个或多个应用362。

收发器310可以包括一个或多个收发器，这些收发器包括天线阵列313。天线阵列313可以是由一对子阵列形成的复合阵列，其中的每个具有带有相关联的本征波束转向角的子孔径。组合波束可以在两个本征波束转向角之间的低复杂度方向上被转向，如下面的附图中更详细描述的。

收发器310接收由网络100的基站发射的进入RF信号。在非限制性实施例中，RF收发器310对进入RF信号进行下变频，以生成中频(IF)或基带信号。IF或基带信号被发送到RX处理电路325，该RX处理电路325通过对基带或IF信号进行滤波、解码和/或数字化来生成处理后的基带信号。RX处理电路325将处理后的基带信号发射到扬声器330(诸如用于语音数据)或主处理器340，用于进一步处理(诸如用于网页浏览数据)。

TX处理电路315从麦克风320接收模拟或数字语音数据，或者从主处理器340接收其他输出基带数据(诸如网络数据、电子邮件或交互式视频游戏数据)。TX处理电路315对输出基带数据进行编码、多路复用和/或数字化，以生成处理后的基带或IF信号。RX收发器310从TX处理电路315接收输出的处理后的基带或IF信号，并将基带或IF信号上变频为经由天线阵列313发射的RF信号。

主处理器340可以包括一个或多个处理器或其他处理设备，并且运行存储在存储器360中的基本OS程序361，以便控制电子设备300的整体操作。例如，主处理器340可以根据公知的原理控制由RF收发器310、RX处理电路325和TX处理电路315对前向信道信号的接收和反向信道信号的发射。在一些实施例中，主处理器340包括至少一个微处理器或微控制器。

主处理器340还能够运行驻留在存储器360中的其他过程和程序，诸如用于本公开的实施例中所述的具有2D天线阵列的系统的信道质量测量和报告操作。主处理器340可以如由运行过程所需要的将数据移入或移出存储器360。在一些实施例中，主处理器340被配置为基于OS程序361或响应于从eNB或操作者接收的信号来运行应用362。主处理器340还耦合到I/O接口345，该I/O接口345为电子设备300提供连接到诸如膝上型计算机和手持计算机的其他设备的能力。I/O接口345是这些附件和主控制器340之间的通信路径。

主处理器340还耦合到键盘350和显示部件355。电子设备300的操作者可以使用键盘350向电子设备300录入数据。显示器355可以是液晶显示器或能够呈现文本和/或至少有限图形(诸如来自网站)的其他显示器。

存储器360耦合到主处理器340。存储器360的一部分可以包括随机存取存储器(RAM)，以及存储器360的另一部分可以包括闪存或其他只读存储器(ROM)。尽管图3示出了电子设备300的一个示例，但是可以对图3进行多种改变。例如，图3中的多种组件可以被组合、进一步细分或省略，并且可以根据特定需要添加附加组件。作为特定示例，主处理器340可以被分成多个处理器，诸如一个或多个中央处理单元(CPU)和一个或多个图形处理单元(GPU)。此外，尽管图3示出了被配置为移动电话或智能手机的电子设备300，但是UE可以被配置为作为其他类型的移动或固定设备来操作。

图4示出了根据本公开实施例的示例性毫米波通信系统。通信系统400可以在电子设备中实现，诸如图3中的电子设备300。图4所示的实施例仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，使用其他实施例。

对于毫米波段，由于信号的波长较小，对于给定的形状因子，天线单元的数量可能很大。天线单元的物理范围通常与预期通信频带相关联的波长成比例，并且在任一维度上一般落在1/2到1个波长的范围内。例如，用于公共28GHz或60GHz频带的平面天线单元一般占据(1/2波长)平方的区域，或近似5.4×5.4mm²(28GHz)或2.5×2.5mm²(60GHz)。这种天线的小阵列与手持移动设备的物理约束兼容，并用于以毫米波频率使能Gbps水平的高吞吐量通信。

由于硬件尺寸、功耗和实现成本的约束，数字链的数量有限，其不同于在移动设备和基站之间。在一个实施例中，将一个数字链映射到大量天线单元是有利的和惯常的，该天线单元可以由一组(bank)模拟移相器控制。然后，一个数字链连接到一个子阵列，该子阵列通过模拟波束成形产生窄模拟波束。一般来说，由相干电信号馈电的方形N元阵列的角波束宽度为

[rad](rad：弧度)的数量级。一般通过调整一组移相器，通过相对于彼此选择性地延迟单元信号，可以将该模拟波束的中心峰值指向或扫过宽范围的角度。为了清楚起见，图4仅示出了发射方向上的信号路径。本领域技术人员容易理解，信号路径还将包括接收方向上的硬件(从天线到经由低噪声放大器、移相器、混频器、模数转换器和FFT块的数字输出)。

增加通信系统频率的趋势导致天线孔径区域的增加，并因此导致这些孔径中更大数量的天线单元。该趋势在随后的图5中有更详细的描述。

图5示出了根据本公开的多种实施例的系统中的基本无线链路预算缩放。系统500描绘了使用波长λ的电磁波在发射阵列502和接收阵列504之间的距离R上建立的通信链路。总的组合后发射功率P_T分布在具有区域A_T的发射天线孔径上。如果来自发射孔径的辐射是各向同性的，则在接收器阵列504处的功率密度(p_d)将仅仅是P_T/(4πR²)。然而，由于基本波衍射，孔径将发射功率聚焦成“波束”，该“波束”如果被转向朝向接收器孔径，则将功率密度(p_d)增加到PTAT/(λ²R²)，忽略附加损耗、效率和其他非理想因素。接收器孔径在其接收天线孔径区域A_R中收集进入功率，导致基本缩放，其中在接收器阵列504处的接收功率(P_R)为：

因为单独的天线单元的线性维度一般在λ/2的数量级，所以单个单元的孔径区域与λ²成比例，并且需要多个(潜在地大量的)单元N_T、N_R来创建整体天线孔径区域A_T、A_R。

在对称节点的网络中(A_T＝A_R)，并且每孔径所需的天线单元的数量与通信频率成线性比例(即，与波长成反比)。因此，10GHz(100GHz)的通信链路将需要1GHz链路(其中1个单元一般就足够了)的10x(100x)天线单元数量。由于假设波束转向，需要10x(100x)无线电硬件之量，其直接导致需要可转向天线阵列的低成本、低复杂度实现。

如图6-9中所讨论的，对来自天线孔径的辐射图案的理解将形成根据本公开的多种实施例的低复杂度转向方法的基础。

图6示出了根据本公开的多种实施例的连续孔径。孔径602具有维度axb，并且以x-y坐标系的原点为中心。观测者在自原点的远距离R，其中R远大于孔径的任何维度，使得

其中

是方位角和仰角方向的观测角度。孔径被均匀照明，天线场密度为EA[(V/m)/m²]。类似于传统的阵列分析，为了方便起见，使用了均匀照明假设。为了在孔径(x，y)平面法线以外的方向上创建波束，相位级数被引入转向角

同时保持孔径中心的相位为零(作为参考)：

其中k₀＝2π/λ₀。

在远距离R处的观测者位置，来自孔径上源位置(x，y)的增量场为：

因此，观测者位置的总视场为：

缩写为：

相对于所用波长(k₀a，k₀b)，随着阵列的维度增加，场幅度在方位角和仰角方向二者都遵照sinc()-函数形状，其中sinc()脉冲的宽度变得更窄。

照惯例称为“波束图案”的是功率通量，即，坡印亭矢量(Poynting vector)的实部：Re(S)＝Re(ExH*)。在远场中，平面波E和H相互正交，并且S点在传播方向

上。在自由空间中，磁场H经由自由空间阻抗η₀＝377Ω连接到电场E：H＝kxE/η₀。当E为幅度为E的正弦曲线时，那么时间平均功率通量为|Re(S)|＝(EE*)/2η₀。因此，波束(功率通量)图案具有以下形式：

PATT～sinc²(Ψ-Ψ_S)·sinc²(Ω-Ω_S)

图7示出了根据本公开的多种实施例的具有偏移的连续孔径。孔径702类似于图6中的孔径602，但是自中心按(δx，δy)偏移，其中在孔径的中心保持零参考相位。相位级数现在是：

观测者位置的增量场贡献为：

通过收集完整孔径区域的贡献，再次获得观测者位置的总场：

替换为：

孔径放置的物理移位(δx，δy)会在观测场的相位中引入附加相位：k₀δ_xsinφ+k₀δ_ysinθ。功率通量图案保持不变。

图8示出了根据本公开的多种实施例的二维连续孔径的一维N元晶格。先前的波束图案分析扩展到阵列800，该阵列800包括形成更大的组合孔径的多个二维孔径802。孔径802的每个类似于图7中的孔径702。阵列800的非限制性示例可以使用高且窄的子阵列列，诸如从垂直串联馈电的微带或缝隙阵列获得的，以间隔d水平复制N次，其中d是λ/2的数量级。在这种阵列中，方位角方向上的波束转向将通过逐步调整相邻列的相位来控制，而仰角转向将被设计成子阵列列中的单元之间的相位级数。

和以前一样，观测者在远距离R处，其中R比组合孔径的任何维度都大得多，使得

其中

是方位角和仰角方向上的观测角度。如前所述，孔径在完整晶格上以水平、垂直相位级数均匀照明，使得波束指向方位角、仰角

观测者方向上的组合场起因于收集晶格中所有孔径的组合场：

缩写为：

方括号

中的术语可以被视为“单元因子”EF～sinc(ψ-ψ_S)和“阵列因子”

(其是相关领域的技术人员已知的)的乘积。对于大的N＞＞1，组合波束图案将显示主峰和旁瓣，主峰和旁瓣的宽度由晶格Nd的总宽度来设置，很少受到单独单元的sinc()-波束形状的影响。单元孔径的效果是倍增的，即，晶格旁瓣的量级由单元图案缩放。接近转向方向AF→1上的峰值，即组合场比来自单个孔径的大N倍，正如相干叠加所预期的那样。

考虑晶格位置的偏移(δx，δy)作为一个整体，每个单独单元孔径的场展现出与以前相同的附加相位k₀δ_xsinφ+k₀δ_y sinθ，从而也是来自组合阵列的附加相位。

在实际的阵列中，单元没有被转向。这可以在上面的等式中通过替代sinc(ψ-ψ_S)→sinc(ψ)来解决，假设单元本身在法线(边射(broadside))方向上有一个图案峰值。

图9示出了根据本公开的多种实施例的二维连续孔径的二维NxM元晶格。阵列900具有传统的、规则间隔的、均匀照明的天线阵列的场表示，该天线阵列通常用于波束转向相控阵。假设与之前相同，但是波束图案分析现在考虑了M个垂直堆叠的1D水平晶格，其中天线单元902以间隔d_X和d_Y分离。

由于单元间的场积分以及水平&垂直求和保持可分离，因此来自阵列的组合场将是(EF_x*AF_x)*(EF_y*AF_y)的乘积，类似于早期的1D结果：

缩写为：

和以前一样，阵列原点偏移(δx，δy)使得在每个单独单元的场中产生附加相位k₀δ_xsinφ+k₀δ_yxinθ，从而影响整个孔径。非转向单元使用EF_x～sinc(ψ)and EF_y～sinc(Ω)。

图10示出了根据本公开的多种实施例的收发器的NxM天线单元阵列。阵列1000可以是电子设备中的多个天线阵列之一，诸如图3中的天线阵列313。通常，阵列1000具有N个串(string)，该串中的每个具有M个天线单元，其中N和M是非零整数。在所描绘的实施例中，阵列1000具有五个串1002，该串中的每个具有七个天线单元1004。

每个串1002的一端连接到信号处理路径1006，信号处理路径1006在替代方案中也可以被称为具有通常由

表示的幅度和相位的“系数权重”。可以选择系数权重的值，以便获得特定的波束图案形状和/或转向角。

阵列1001具有平面的子孔径设计，其适于在正交于串1002的一个方向上(即，在图10中描绘的阵列1000的垂直方向上)的大转向范围，以及在平行于弦1002的方向上(即，当阵列1000与具有相等但相反的本征波束转向角的另一阵列配对时对于阵列1000的水平方向上)的窄转向范围。该窄转向范围在本文也可以称为“低复杂度”方向。当阵列1001与另一个阵列配对以使能低复杂度转向时，组成的阵列的每个在替代方案中可以被称为子阵列。两个子阵列的组合形成复合阵列，如下图所讨论的。

图11示出了根据本公开的多种实施例的由第一天线阵列和第二天线阵列形成的复合边缘馈电2NxM阵列。通过将第一天线阵列的串与第二天线阵列交错形成复合阵列1100，使得第二子孔径被放置在与第一子孔径物理上非常接近的位置，使得通信信道效应(即，传播、衰减、反射)在第一子孔径和远场中的观测点之间以及第二子孔径和同一观测点之间有效相等。该第二子孔径将具有不同的本征波束转向角。在非限制性实施例中，第二天线阵列的本征波束转向角等于但相反于第一天线阵列的本征波束转向角。如这里所使用的，本征波束转向角也可以在替代方案中被称为本征波束倾斜。

在所描绘的实施例中，复合阵列1100通常是由第一天线阵列1000a形成的2NxM阵列，该第一天线阵列1000a具有与来自第二天线阵列1000b的多个串1002b交错的多个串1002a。多个串1002a和1002b中的每个分别由多个天线单元1004a和1004b形成。此外，第一阵列1000a的多个串1002a中的每个由第一信号处理路径1006a边缘馈电，以及第二阵列1000b的多个串1002b中的每个由第二信号处理路径1006b边缘馈电，该第二信号处理路径1006b可独立于第一信号处理路径1006a控制。

转向范围在正交于串的方向上较大(即，在复合阵列1100的垂直方向上)，而在平行于串的方向上较窄(即，在复合阵列1100的水平方向上，也称为“低复杂度”方向)。

两个孔径中的每一个的波束图案略微重叠，使得可以经由单独波束图案的组合(加权和或加权差)形成有效的波束图案。由于孔径增益在垂直于孔径平面的方向(边射(broadside)方向)上最大，因此一种方便的实现方法将在第一子孔径中使用小的、非边射的、本征转向角。第二子孔径可以是第一子孔径的镜像副本，其将具有相同的小的、非边射的、本征转向角，但是在相反方向上。然而，在另一个实施例中，两个本征波束转向角的平均转向角(mean steering angle)可以非边射的(即，不垂直于复合阵列1100的组合孔径的方向)。

图12示出了根据本公开的多种实施例的由第一天线阵列和第二天线阵列形成的复合中心馈电2NxM阵列。复合阵列1200通过将第一天线阵列的串与第二天线阵列的串交错而形成，类似于图11的复合阵列1100。然而，复合阵列1200中的每个串是中心馈电的，以捕获孔径锥形效率的优势。因为完整串需要形成固有波束倾斜(即，沿着完整串的固有相位级数)，并且信号在远离馈电点的相反方向上传播，所以应该分别调整单元之间的相位延迟。在图12的说明性实施例中，馈电位置任一侧的不同物理单元间隔为单个倾斜的波束创建正确的相位。在复合阵列1200中，串上的天线单元之间的物理距离d₁在馈电点的一侧更近，以及距离d₂在馈电点的另一侧更远。尽管复合阵列1200中的每个串的馈电点将每个串分成在每侧具有相等数量天线单元的部分，在另一个实施例中，馈电点可以是沿着串的长度的除了末端的任何地方。在另一个实施例中，对于馈电点任一侧的或多或少的延迟，可以对等距单元之间的连接中的相位延迟进行调整。此外，物理距离可以保持恒定，而相等地，电距离可以被调整，例如通过变化单元之间的传输路径长度。

图13A和图13B示出了根据本公开的多种实施例的单个单元大孔径天线和相应的远场波束。天线阵列1300可以在电子设备中实现，诸如图3中的电子设备300，用于在本征波束转向角之间的低复杂度转向。

天线阵列1300由第一天线单元1302a和第二天线单元1302b形成，每个由分开的信号处理路径控制。第一天线单元1302a具有带有第一本征波束转向角1350a的子孔径，并且第二天线单元1302b具有带有不同于第一本征波束转向角1350a的第二本征波束转向角1350b的子孔径。两个单元被定向/设计使得它们单独的波束图案1352a和1352b指向不同的本征转向方向，该方向被选择使得波束图案1352a和1352b略微重叠。作为示例，第一本征波束转向角1350a可以是

并且第二本征波束转向角1350b可以是

通过适当的幅度/相位加权，可以通过两个波束的线性组合来形成联合波束。以这种方式，如图13b所示，可以在两个单独的波束斑的联结区域上转向组合波束。

图14A和图14B示出了根据本公开的多种实施例的单个单元大孔径天线和相应的远场波束。天线阵列1400可以在电子设备中实现，诸如图3中的电子设备300，用于在本征波束转向角之间的低复杂度转向。

天线阵列1400具有四个子孔径，每个由分开的信号处理路径控制。子孔径的每个都具有指向不同方向的本征波束转向角，但是被选择成使得结果波束图案稍微重叠。例如，第一天线单元1402a可以具有本征波束转向角为

的子孔径，第二天线单元1402b可以具有本征波束转向角为

的子孔径，第三天线单元1402c可以具有本征波束转向角为

的子孔径，以及第四天线单元1402d可以具有本征波束转向角为

的子孔径。通过适当的幅度/相位加权，通过四个波束的线性组合，可以在本征波束转向角之间对联合波束进行2D-转向。以这种方式，组合波束可以在4个单独的波束点的联结区域上转向。例如，为了在4个单独波束的中心生成波束，所有四个幅度/相位系数将相等。尽管这里是双向的，本公开后半部分的分析同等适用。

图15示出了根据本公开的多种实施例的复合2NxM阵列的示例性波束图案。复合阵列1500可以在电子设备的收发器中实现，诸如图3中电子设备300的收发器310中的天线阵列313。

复合阵列1500由经由面内偏移彼此交错的两个天线阵列形成，使得单独的天线单元不会彼此机械干扰。单独的子阵列的波束图案在一个方向上(例如，对于所描绘的配置在方位角上)具有宽转向范围，并且在相对于平均转向角相等但相反的方向上具有固有转向角(例如，在仰角上)。在该非限制性实施例中，复合阵列1500的组合孔径的平均转向角垂直于所有天线单元公共的平面(例如，边射)。

当第一阵列1500a被激励时，获得第一波束图案1552a。类似地，当第二阵列1500b被激励时，获得第二波束1552b。通过一个子阵列是另一个子阵列的垂直镜像版本，可以获得围绕平均边射方向的对称性。当两个阵列1500a和1500b被相等激励并且考虑对偏移的附加影响时，具有峰值落在第一波束1552a和第二波束1552b的平均方向上的组合波束1552c出现了。通过在发射模式下控制各自子阵列的相对激励，或者在接收模式下控制子阵列的相对总和权重，将有可能在第一波束1552a和第二波束1552b的限制之间连续转向组合波束。

如果第一波束1552a和第二波束1552b之间的角间隔在它们各自波束宽度的数量级，则当二者被相等激发时，组合波束1552c中出现峰值。如果角间隔大得多，第一波束1552a和第二波束1552b将在组合图案中增强彼此，但是将在两个峰值之间产生“衰退(dip)”，而不是峰值。如果间隔比单独的波束宽度小得多，则总转向范围小于最佳值。

在示例性相控阵系统中，子阵列1500a和1500b可以由多个串联馈电的天线单元列形成，例如串联馈电的微带贴片天线的串。列之间的间隔将使得能够获得所需的(方位角)转向范围，而不会在波束图案中出现寄生光栅波瓣(parasitic grating lobe)。可以建立水平或垂直方向上的子阵列偏移，使得天线单元避免机械干扰并最小化电耦合，其可以导致多边形单元，例如菱形、六边形、八边形、圆形或椭圆形。

在非限制性实施例中，交错的子阵列可以具有单独的阵列的列间隔或单元间隔的一半的偏移，如图16中更详细描述的。然而，该偏移可以更大。在阵列平面中物理偏移孔径引入相对于非偏移孔径的依赖于观测角的相移。该相移在偏移孔径的驱动信号中得到补偿。(多个)补偿值将被选择为在组合波束峰值的方向上是最佳的。在所有其他方向上，补偿值将是次佳的，并且可能导致组合旁瓣图案的不希望的改变。可以说，这些改变成比例地越小，两个孔径之间越小的偏移被使用。因此，一半偏移是至少一个优选偏移。如果对旁瓣电平的结果改变是可以容忍的，那么更大的偏移是可能的，高达并甚至超过单独的阵列的完整宽度/长度。

照惯例，子阵列中的所有单元都参与(多个)组合波束的生成。然而，在需要阵列增益、发射功率、组合接收功率等小于从全阵列中获得的值的情况下，复合阵列的一部分可以被关闭。例如，这可以节电。进一步，当仅使用复合阵列的一部分来建立波束集“A”时，阵列的另外关闭的剩余部分可替代地用来建立波束集“B”。其可能有助于增加通信容量，因为更多波束在这种方式下可用(尽管由于减小的孔径尺寸而具有较低最大距离，即，更小天线增益、更宽波束宽度)。

图16示出了根据本公开的多种实施例的复合2NxM阵列的偏移。复合阵列1600是由两个单独的MxN晶格创建的交错2D晶格，这两个MxN晶格彼此偏移它们的单元之间的一半间隔，即，(δx，δy)＝(d_x/2，d_Y/2)。重申一下，复合阵列1600由与第二阵列1600b交错的第一阵列1600a形成。第一阵列1600a具有N个串，每个串具有M个天线单元。第一阵列1600a的同一串上的相邻天线单元以第一距离(dy)分离，并且第一阵列1600a的相邻串上的相邻天线单元以第二距离(dx)分离。第一阵列1600a的天线单元从第二阵列1600b的天线单元以第一距离的一半(dx/2)、第二距离的一半(dy/2)或两者的偏移而偏移。

为了符号中的对称性，选择联合坐标系中的原点，使得第一阵列1600a移位(-d_X/4，-d_Y/4)并且第二阵列1600b移位(+d_X/4，+d_Y/4)。可以使用其他移位来代替，并将导致稍微不同的数值结果，但是功能保持不变。就单元到单元耦合而言，一半单元间隔的偏移是有利的。

转向相位使得第一阵列1600a和第二阵列1600b在方位角(即，x-、

)方向上具有相同的转向相位级数，以及在仰角(即，y-、θ-)方向上具有相等但相反的转向相位级数。因此，第二阵列1600b可以通过简单的垂直翻转和移位(d_X/2，d_Y/2)从第一阵列1600a获得。进一步，为了最小化边缘效应，“虚拟列(dummy-column)”可以被引入到形成复合阵列1600的最左边的子阵列和形成复合阵列1600的最右边的子阵列。不需要其他修改。

使用单个阵列的场图案的先前结果，并且在包括由于(±d_X/4，±d_Y/4)偏移引起的附加相移：e^±i(Δ+Φ)/2之后，我们获得：

E_tot＝E_A1+E_A2。

为了至少在转向方向上抵消与偏移相关的转向效应±(Δ+Φ)/2，幅度A1、A2被定义为(虚)幅度A1’、A2’与相应抵消相位的乘积：

为了吸收来自阵列宽度上的相位级数的相等但相反的效应，驱动信号相位被修改为：

这样，总场变成：

其中CF是两个阵列公共的因子：

并且在图案峰值附近进行了有效的近似：

上面的表达式是期望的形式，其经由相对加权A₁”、A₂”来显示仰角可转向性。一旦选择了权重A₁”、A₂”，实际上，需要施加到列输入的信号是：

接近图案峰值的近似仰角波束图案随后仅如下：

无需证明，应注意该近似结果与直接从两个连续孔径(宽度，高度)＝(Nd_X，Md_Y)获得的结果相同，如前所述，该两个孔径相对于彼此移位了(d_X，d_Y)/2。换句话说，上面的结果忽略了组合图案中单独的单元的离散特点，其在(多个)阵列的远场中不重要。

半功率波束宽度

根据上面的分析，加权因子A₁”、A₂”允许在+/-Φ_S的本征波束“倾斜”的限制内，在一个方向(即，仰角)上进行波束转向。

在极端值转向条件(A₁”，A₂”)＝(1，0)和(0，1)下，半功率波束宽度(HPBW)仅由单独子阵列的特性设置。sinc()-近似用于峰值附近的波束形状。HPBW被定义为功率密度降低到峰值一半的峰值任一侧上的角度之间的扩展。其导致：

对于d_X＝λ/2间隔的单元的常见情况，可获得下式：

组合波束宽度

在中心转向条件(A₁”，A₂”)＝(1，1)下，结果波束可以是围绕

对称的单独的子阵列的波束的相等加权和，并且在

时的图案峰值为(2sinc(MΦ_S))²。

对于这种情况下的HPBW，[sinc(M(Φ_HP-Φ_S))+sinc(M(Φ_HP+Φ_S))]²＝(2sinc(MΦ_S))²/2需要一个解，其没有明显的代数解。数值解可用作下式的输入：

当单独的子阵列转向角变得比子阵列HPBW大得多时，组合波束将从具有单一图案峰值分叉为具有两个峰值。

对于本征子阵列波束倾斜特别有用的条件是当11个组合波束的等效各向同性辐射功率(EIRP)等于对

的本征波束倾斜的单独波束的EIRP时：

其他本征波束转向角可能是有用的，诸如11个组合波束图案是最大平坦度的，即，该图案在中心具有零曲率

其导致以下状况：

可以使用转向权重/幅度(A₁”，A₂”)来转向组合波束。已经建立对于(A₁”，A₂”)＝(0，1)或(1，0)获得的转向范围极端值Φ_Steered＝+/-Φ_S以及对于(A₁”，A₂”)＝(1，1)的Φ_Steered＝0。由于相等EIRP跨转向范围是最理想的条件，我们确定在MΦ_S＝1.9附近所需的比率A₁”/A₂”。更详细地说，从

转向将使用(A₁”＝1，A₂”＝变量)，以及从

转向将使用(A₁”＝1，A₂”＝变量)。

作为一种改进，在MΦ_S＝1.895时的相等EIRP条件导致在转向范围的极端值和中心处的相等EIRP，但是在所有其他角的较低EIRP。实践中，在跨完整转向范围内平衡EIRP＝0dB的偏差可能是有利的。

总之，整体转向范围SRNG＝2φ_S≈2sinφ_S＝4·(MΦ_S/Mk₀d_x)＝4·(1.8，...，1.9，...，2.0)/Mk₀d_x与起始波束的半功率宽度HPBW＝2φ_HP≈2sinφ_HP＝4·(MΦ_HP/Mk₀d_x)＝4·(1.39)/Mk₀d_x进行比较以示在标称设想(nominal scenario)下，SRNG～1.3到1.4倍HPBW。该方法因此对于在一个方向(例如，仰角)上的窄转向范围是有用的，而在正交方向(例如，方位角)上的传统的、另外不受约束的转向保持不变。

阵列设计

低复杂度转向方法的独特之处在于，转向范围(SRNG)和孔径大小经由两个交错孔径的半功率波束宽度(HPBW)连接。如前所示，当以固有量级(A₁”，A₂”)转向时，即使在平衡的情况下，EIRP也会有轻微的变化。其可以通过根据组合转向角

调节来补偿。此外，应当理解，例如出于旁瓣控制、波束形状设计等目的，单独的孔径可以具有不均匀的照明(呈“锥形的”)。应当理解，这里的设计程序没有实质上的改变，然而，在这种情况下，参数值将是不同的。以下设计程序将考虑均匀照明和固有幅度，使得假设EIRP平衡条件为MΦ_S＝1.8。

一旦决定了所需的转向范围SRNG，本征转向角+

计算如下：SRNG＝2φ_S≈2sinφ_S＝4·(MΦ_S/Mk₀d_x)＝4·(1.8)/Mk₀d_x[rad]。

单元数量M和单元间隔d_X的乘积可以被决定。尽管只有乘积Md_X作为设计参数很重要，然而通过最大化d_X来最小化单元数量可能是有利的。可以选择最大的单元间隔，其允许所需的转向范围而不会招致光栅波瓣，即，在完整转向范围内仅出现一个图案峰值。从均匀阵列分析中，获得以下关系：

可以观测到，右侧不太严格的条件避免了光栅波瓣的全功率，但是部分波瓣仍然可见。更严格的条件将最大单元间隔减小了(1-1/M)，从而完全避免了光栅波瓣。当转向

时，与光栅波瓣相邻的第一个空值位于

处。随着

和d_X的确定，单元数量M也是已知的。

为获得具有单元间隔为d_X的期望的转向角

相邻单元之间的相位增量需要设计为满足：

Δ(element-phase)＝k₀d_x sinφ_S[rad]。

因此，在串被布置在列中的串联馈电阵列中，在单元的相位中心测量的相邻单元上的驱动信号之间的相位差将为

以获得进入

方向的图案峰值。在单元之间的传输路径(线路，波导等)上的相位延迟应该进行相应地调整。

单独的子孔径的半功率波束为：

设计示例

复合阵列可以设计成具有10deg.(＝±5deg.)的转向范围，即，

0.087rad。当MΦ_S＝1.8时，获得如下：

假设天线单元(M)的数量为8，d_X＝0.82λ₀，并且

这充分抑制了光栅波瓣，特别是在与单元图案相乘之后。这样，相邻单元之间的相位提前为25.7度。结果子孔径HPBW为7.7度。

来自交错孔径的多个同时波束

交错孔径波束转向方法已经依照一个单波束进行了分析。在扩展中，多个同时的波束同样是可能的。M*N单元传统全阵列和本文公开的2*N低复杂度方法之间的主要差别在于，对于本征波束

每单元的转向矢量权重被两个“转向幅度”(A₁”，A₂”)所替代，从下面单波束的比较中可以看出的：

传统单波束：

低复杂度单波束：

系数的数量从MxN(传统)减少到2xN(低复杂度)，并且

符号指示本征转向波束。

对于具有相对幅度E_q的多个同时波束q＝[1，...，Q]，线性迭加以与传统情况相同的方式施加，产生以下比较：

传统Q个多波束：

其中n＝[0，(N-1)]，m＝[0，(M-1)]。

低复杂度Q个多波束：

其中n＝[0，(N-1)]，A″_1，q∈[0，1]，A″_2，q∈[0，1]。

系数的数量从Q*M*N(传统)减少到Q*2*N(低复杂度)，并且

符号再次指示本征转向波束。

组合空值转向

先前的分析集中于转向组合波束图案峰值，因为它有助于通信中的最高系统增益或雷达应用中的角分辨率。然而，在孔径的视场内转向组合图案空值也可能是有利的，其在到达方向(DoA)寻找应用中是有用的。在一个实施例中，用于组合空值转向的可能过程可以包含以下步骤：

在特定的目标方向上转向组合图案峰值(经由已经示出的相关性)；

测量接收信号强度(RSSI_Peak)；

在相同的目标方向上转向组合图案空值；

测量接收信号强度(RSSI_Null)；以及

确定比率ρ＝RSSI_Null/RSSI_Peak，并迭代目标方向，直到ρ变为最小值。

或者，在某些条件下，也许可能仅测量在目标方向的变化下的RSSI_Null，以最终确定期望信号的DoA。

如前所记录的，来自两个交错的、相等但相反的转向的子孔径的组合场图案缩放为：

当(A₁”，A₂”)有等号时，单独图案将添加到组合图案中。另一方面，当(A₁”，A₂”)具有相反的符号时，图案将在单独的子孔径峰值的区域中减去。例如，当(A₁”，A₂”)＝(1，1)时，由于子孔径图案的对称性，形成边射图案峰值。当(A₁”，A₂”)＝(1，-1)或(-1，1)时，由于相同的对称实参(argument)，求和图案将在边射方向显示为空值。此外，当例如A₁”＝1和A₂”＝变量时，直观的是，求和图案在其处具有零的角可以变化。下面的分析将更详细地专注于空值位置。

单波束空值

当只有一个子孔径被照亮时，我们感兴趣的是最接近边射方向的空值的角(即1^st空值朝向Φ＝0)：

对于+MΦ_S处的子孔径波束，空值出现在MΦ_null＝MΦ_S-π处，以及如前所述，实际空值角由下式计算：

单波束空值之间的间隔将组合图案空值转向范围定义为2*(π-MΦ_S)，其一般小于组合图案波束转向范围2*MΦ_S。在平衡EIRP条件2*MΦ_S～3.6下，2*(π-MΦ_S)～2.7。在MΦ_S＝π/2的条件下，波束和空值转向范围可以做成相等，其牺牲了一些波束转向范围(13％对比MΦ_S＝1.8的情况)。

组合波束空值

对于组合波束空值位置，A″₁sinc(M(Φ-Φ_S))+A″₂sinc(M(Φ+Φ_S))＝0，没有通用的封闭形式解。基于对近似相等量级的(A₁”，A₂”)的了解，可以使用近似值，组合空值将接近边射，即，MΦ_null将很小。对于小的MΦ产生的折似值：

即使对于接近单波束空值的空值角，近似值也能很好地工作。通过将方括号[…]中的术语替代为单波束空值角，可以进一步提高精度：

空值转向示例

返回到具有10deg.(＝±5deg.)波束转向范围的更早的示例阵列，

和MΦ_S＝1.8。假设M＝8、d_X＝0.82λ₀，其充分抑制了完整±90deg.可见范围上的光栅波瓣。结果子孔径HPBW为7.7deg.。

使用本文公开的低复杂度相控阵方法的示例性设备可以利用公共波束转向架构的任一种，包括RF波束转向，其在RF信号路径中使用模拟增益可控放大器和移相器；IF波束成形，其在中频的信号路径中使用模拟增益可控放大器和移相器；以及数字波束成形，其在基带频率(零IF RX/TX)或中间数字IF，在(TX)数字/模拟转换之前或(RX)数字/模拟转换之后使用数字信号处理。

图17示出了根据本公开的多种实施例的用于射频波束成形的收发器。收发器1700可以包括在电子设备中，诸如图3中的电子设备300中的收发器310。可以在用于发射机的毫米波频率中实现的收发器1700包括由具有与第二天线阵列的天线单元交错的天线单元的第一天线阵列形成的复合阵列。

第一阵列和第二阵列的天线单元被拉长并布置成列，使得低复杂度转向角在与从每个天线单元发出的波束图案一致的本征波束转向角之间的仰角方向上。接收器的实现是类比的。

使用利用复系数集[(A1，A2)1，(A1，A2)2，...(A1，A2)N]的第一驱动信号和第二驱动信号实现仰角方向上的低复杂度转向。方位角转向传统用复系数[B1，B2，...BN]来完成。特别参考图17中的收发器，基带信号被上变频为高频信号，并且生成幅度和相位的第一集(即，复系数B1、B1…BN)，用于正交于第一本征波束转向角和第二本征波束转向角来转向波束。为高频信号生成幅度和相位的第二集(即，复系数(A1，A2)1，(A1，A2)2，...(A1，A2)N)，用于在第一本征波束转向角和第二本征波束转向角之间来转向雷达波束。幅度和相位的第二集被施加到第一驱动信号和第二驱动信号以控制收发器1700中复合阵列的第一子孔径和第二子孔径之间的相对幅度和相位。然后，高频信号被发送到复合阵列。

图18示出了根据本公开的多种实施例的用于混合射频(RF)波束成形的收发器。收发器1800可以在电子设备中实现，诸如图3中的电子设备300中的收发器310。收发器1800包括由具有与第二天线阵列的天线单元交错的天线单元的第一天线阵列形成的复合阵列。

混合RF波束成形是单波束RF波束成形的扩展，因为几个同时的发射数据流需要附加并行RF路径，其在天线列(或直接在前方的功率放大器)的输入处相加，否则该方法与上面参考图17描述的方法相同。该传输方法与传统的相控阵结合使用，例如在当前最先进的5G毫米波基站无线电中，因为它在所需的模拟复杂度和同时波束数量之间达成了折衷。然而，该方法不适用于除极少数同时波束之外的所有波束。

图19示出了根据本公开的多种实施例的用于中频(IF)波束成形的收发器。收发器1700可以包括在电子设备中，诸如图3中的电子设备300中的收发器310。

所描绘的实施例实现了中频的波束成形所需的信号缩放操作。根本的无线电架构是超外差的，其中基带信号在基带正交信号和中频之间进行上/下变频。选择该IF，使得可以获得以功率、性能、成本等参数测量的更有利的实现。

使用利用复系数集[(A1,A2)1,(A1,A2)2,…(A1,A2)N]的第一驱动信号和第二驱动信号实现仰角方向上的低复杂度转向。方位角转向传统用复系数[B1,B2,…BN]来完成。特别参考图19中的收发器，基带信号被上变频为中频信号。为中频信号生成幅度和相位的第一集(即，复系数B1,B1…BN)，用于正交于第一本征波束转向角和第二本征波束转向角来转向雷达波束。为中频信号生成幅度和相位的第二集(即，复系数(A1,A2)1,(A1,A2)2,…(A1,A2)N)，用于在第一本征波束转向角和第二本征波束转向角之间来转向雷达波束。幅度和相位第二集被施加到第一驱动信号和第二驱动信号，以控制收发器1800中复合阵列的第一子孔径和第二子孔径之间的相对幅度和相位。此后，中频信号被上变频为高频信号，并被发送到复合阵列。

在基本IF波束成形图中，方位角和仰角控制是在中频完成的。其可能是有利的，因为幅度和相位缩放电路可以被重新用于方位角(一次)和仰角(两次)。在较低频率下实现一般会导致更高的精度、可重复性和更低的功率。

图20示出了根据本公开的多种实施例的用于分离IF/RF波束成形的收发器。收发器2000可以在电子设备中实现，例如图3中的电子设备300中的收发器310。收发器2000包括由具有与第二天线阵列的天线单元交错的天线单元的第一天线阵列形成的复合阵列。

使用利用复系数集[(A1,A2)1,(A1,A2)2,…(A1,A2)N]的第一驱动信号和第二驱动信号实现仰角方向上的低复杂度转向。方位角转向传统用复系数[B1,B2,…BN]来完成。特别参考图20中的收发器，基带信号被上变频为中频信号，并且生成幅度和相位的第一集(即，复系数B1,B1…BN)，用于正交于第一本征波束转向角和第二本征波束转向角来转向雷达波束。中频信号被上变频为高频RF信号，并且然后为高频信号生成幅度和相位的第二集(即复系数(A1,A2)1,(A1,A2)2,…(A1,A2)N)，用于在第一本征波束转向角和第二本征波束转向角之间来转向雷达波束。幅度和相位的第二集被施加到第一驱动信号和第二驱动信号，以控制收发器2000中复合阵列的第一子孔径和第二子孔径之间的相对幅度和相位。然后，高频信号被发送到复合阵列。

与图19中的收发器相比，图20中描绘的具有在IF中实现的方位角转向系数和在RF中实现的仰角系数的示例性收发器使用较少数量的IF-RF混频器。然而，在RF中需要附加电路。在另一个实施例中，方位角控制可以在RF中置入，并且仰角控制可以在IF中实现，然而，该实施例需要用于B系数的两个电路集，其是低效的，并且由于对之间的不完美匹配而降低了精度。

图21示出了根据本公开的多种实施例的用于数字波束成形的收发器。收发器2100可以在电子设备中实现，诸如图3中的电子设备300中的收发器310。收发器2100包括由具有与第二天线阵列的天线单元交错的天线单元的第一天线阵列形成的复合阵列。

使用利用复系数集[(A1,A2)1,(A1,A2)2,…(A1,A2)N]的第一驱动信号和第二驱动信号实现仰角方向上的低复杂度转向。方位角转向传统用复系数[B1,B2,…BN]来完成。特别参考图21中的收发器，为基带信号生成幅度和相位的第一集(即，复系数B1,B1…BN)，用于正交于第一本征波束转向角和第二本征波束转向角来转向雷达波束。为基带信号生成幅度和相位的第二集(即，复系数(A1,A2)1,(A1,A2)2,…(A1,A2)N)，用于在第一本征波束转向角和第二本征波束转向角之间来转向雷达波束。幅度和相位的第二集被施加到第一驱动信号和第二驱动信号，以控制收发器2100中复合阵列的第一子孔径和第二子孔径之间的相对幅度和相位。基带信号被变频为模拟的，被上变频为高频RF信号，并且然后被发送到复合阵列。

在该非限制性实施例中，波束成形分别在发射机中的数模转换之前或在接收机中的模数转换之后，在数字域中完全地实现。该方法的优点是RF路径中的最低复杂度，以较高数量的数据转换器为代价。

在该架构中，所公开的低复杂度架构的优点充分发挥。例如，N列乘M个单元/列的阵列传统地需要具有相关的数字信号路径的N*M个数据转换器。然而，在该描绘的实施例中，仅需要2*N个数据转换器/数字信号路径。在传统的16×16阵列中，需要256条这样的路径，而在当前公开的方法中，只需要32条路径——在电路成本、面积和功耗方面几乎节省了整整一个数量级。

图22示出了根据本公开的多种实施例的用于数字多波束成形的收发器。收发器2200可以在电子设备中实现，诸如图3中的电子设备300中的收发器310。收发器2200包括由具有与第二天线阵列的天线单元交错的天线单元的第一天线阵列形成的复合阵列。

图22中的多个数据流的数字波束成形是图21中的单波束数字波束成形的扩展，因为并行数据流在发送到复合阵列之前在数模转换器处被求和。否则，该方法与前面描述的相同。

数字波束成形提供了进一步的优势，其可以在数字域中处理和组合多个数据流，而不改变数据转换器或模拟信号路径的数量或(重要的)参数。转向矢量A1、A2和B，维度(Nx1)的每个反而被维度(NxK)的转向矩阵替代。图22和图23示出了使用这里公开的低复杂度方法的数字多波束成形器的发射机和接收机框图。

使用所公开的低复杂度波束转向创新的无线电架构的其他实施例是容易获得的，并且将基于任何二维波束转向角(方位角、仰角)可以被实现为复三元组(A1,A2,B)集的事实。

图23示出了根据本公开的多种实施例的被配置为接收信号的接收器，以用于数字处理成为多个信号。接收器2300可以在电子设备中实现，诸如在图3中的电子设备300中的收发器310中。接收器2300包括由具有与第二天线阵列的天线单元交错的天线单元的第一天线阵列形成的复合阵列。进入信号被变频成数字信号，并被分成流1至流K，以及被处理以识别相应的相位和幅度。

图24示出了根据本公开的多种实施例的复合Nx2阵列的示例性波束图案。复合阵列2400可以在电子设备的收发器中实现，诸如图3中电子设备300的收发器310中的天线阵列313。

复合阵列2400由邻近第二NxM天线阵列放置的第一NxM天线阵列形成，以形成M＝1的Nx2M复合阵列2400。单独子阵列的波束图案在一个方向上(例如，对于所描绘的配置，在方位角上)具有宽转向范围，并且在相对于平均转向角相等但相反的方向上具有固有转向角(例如，在仰角上)。在该非限制性实施例中，复合阵列2400的组合孔径的平均转向角垂直于所有天线单元公共的平面(例如，边射)。

当第一阵列2400a被激励时，获得第一波束图案2452a。类似地，当第二阵列2400b被激励时，获得第二波束2452b。通过一个子阵列是另一个子阵列的垂直镜像版本，可以获得围绕平均边射方向的对称性。当两个阵列2400a和2400b被相等激励并且考虑对偏移的附加影响时，具有峰值落在第一波束2452a和第二波束2452b的平均方向上的组合波束2452c出现了。通过在发射模式下控制各自子阵列的相对激励，或者在接收模式下控制子阵列的相对总和权重，将有可能在第一波束2452a和第二波束2452b的限制之间连续转向组合波束。

如果第一波束2452a和第二波束2452b之间的角间距在它们各自波束宽度的数量级，则当二者被相等激发时，组合波束2452c中出现峰值。如果角间距大得多，第一波束2452a和第二波束2452b将在组合图案中增强彼此，但是将在两个峰值之间产生“衰退”，而不是峰值。如果间距比单独波束宽度小得多，则总转向范围小于最佳范围。

在图24中描绘的实施例中，第一阵列2400a和第二阵列2400b是Nx1阵列；然而，在其他实施例中，N个串中的每一个可以是M个天线单元的串联馈电列，诸如微带贴片天线的串联馈电串，其中M是大于1的整数。

图25示出了根据本公开的多种实施例的天线单元的偏移。复合阵列2500由具有与来自第二阵列2500b的N个天线单元2502b交错的N个天线单元2502a的第一阵列2500a形成。第一阵列2500a的每个天线单元2502a由信号处理路径2506a边缘馈电，以及第二阵列2500b的每个列2502b由信号处理路径2506b边缘馈电。

天线单元2502a被布置成限定平面2508a，并且天线单元2502b被布置成限定平行于并以距离2510分离于平面2508a。特别参考图25，第一阵列2500a的子孔径从第二阵列2500b的子孔径偏移在x轴方向和z轴方向上的偏移。在另一个实施例中，偏移还可以包括y轴方向上的偏移。

图26是根据本公开的多种实施例的波束转向过程的流程图。流程图2600可以由电子设备的收发器执行，诸如图3中的电子设备300的收发器310。

该过程开始于步骤2602，通过发送第一驱动信号到包括具有第一本征波束转向角的第一子孔径的第一天线阵列。驱动信号使得第一波束图案从子孔径在第一本征波束转向角的方向上发射。在步骤2604中，该过程将第二驱动信号发送到包括具有第二本征波束转向角的第二子孔径的第二天线阵列。驱动信号使得第二波束图案从第二子孔径在第二本征波束转向角的方向上发射。

第一天线阵列和第二天线阵列被布置在收发器中，使得当第一驱动信号和第二驱动信号分别激励第一和第二天线阵列时，第一子孔径可与第二子孔径组合以形成组合孔径。换句话说，第一天线阵列和第二天线阵列被布置在收发器中，使得当第一驱动信号和第二驱动信号分别激励第一和第二天线阵列时，从第一子孔径发射的第一波束图案可与从第二子孔径发射的第二波束图案组合以形成组合波束。

如果需要，在步骤2606中，组合波束的方向可以在第一本征波束转向角和第二本征波束转向角之间被转向。可以通过控制第一子孔径和第二子孔径的相对幅度和相位来达成转向。在一些实施例中，在步骤2606之后；然而，在其他实施例中，该过程返回到步骤2602并继续，直到满足终止条件。

尽管已经用示例性实施例描述了本公开，但是可以向本领域技术人员建议多种变化和修改。本公开旨在包含落入所附权利要求的范围内的这些变化和修改。

Claims

1.一种收发器，包括：

第一天线阵列，包括具有第一本征波束转向角的第一子孔径；

第二天线阵列，包括具有不同于第一本征波束转向角的第二本征波束转向角的第二子孔径；

其中，第一天线阵列和第二天线阵列被布置在收发器中，使得当第一天线阵列和第二天线阵列被激励时，第一子孔径与第二子孔径可组合以形成组合孔径。

2.根据权利要求1所述的收发器，其中，第一天线阵列和第二天线阵列是具有M个天线单元的N个串的NxM阵列，并且其中N和M是非零整数。

3.根据权利要求2所述的收发器，其中，第一天线阵列的同一串上的相邻天线单元以第一距离分离，并且其中，第一天线阵列的相邻串上的相邻天线单元以第二距离分离，并且其中，第一子孔径与第二子孔径以1/2第一距离、1/2第二距离或两者的偏移分离。

4.根据权利要求2所述的收发器，其中，第一天线阵列的同一串上的相邻天线单元以第一距离分离，并且其中，第一天线阵列的相邻串上的相邻天线单元以第二距离分离，并且其中，第一子孔径与第二子孔径以至少1/2第一距离、至少1/2第二距离或两者的偏移分离。

5.根据权利要求4所述的收发器，其中，第一天线阵列的天线单元被布置成限定第一平面，其中，第二天线阵列的天线单元被布置成限定平行于并以第三距离分离于第一平面的第二平面，并且其中，所述偏移包括第三距离。

6.根据权利要求2所述的收发器，其中，第一天线阵列的串与第二天线阵列的串交错以形成复合2NxM阵列。

7.根据权利要求2所述的收发器，其中，第一天线阵列被放置邻近于第二天线阵列以形成复合Nx2M阵列。

8.根据权利要求2所述的收发器，其中，第一天线阵列的串被配置成在位于第一天线阵列边缘的天线单元处接收第一驱动信号，以及

其中，第二天线阵列的串被配置成在位于第二天线阵列边缘的天线单元处接收第二驱动信号。

9.根据权利要求2所述的收发器，其中，第一天线阵列的串被配置成接收位于第一天线阵列内部的天线单元之间的第一驱动信号，并且

其中，第二天线阵列的串被配置成接收位于第二天线阵列内部的天线单元之间的第二驱动信号。

10.根据权利要求1所述的收发器，其中，通过控制第一子孔径和第二子孔径的相对幅度和相位，从收发器发射的组合波束在第一本征波束转向角和第二本征波束转向角之间可转向。

11.一种用于收发器中波束转向的方法，所述方法包括：

发送第一驱动信号到包括具有第一本征波束转向角的第一子孔径的第一天线阵列；

发送第二驱动信号到包括具有第二本征波束转向角的第二子孔径的第二天线阵列；

其中，第一天线阵列和第二天线阵列被布置在收发器中，使得当第一驱动信号和第二驱动信号分别激励第一天线阵列和第二天线阵列时，第一子孔径与第二子孔径可组合以形成组合孔径。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，第一天线阵列和第二天线阵列是具有M个单元的N个串的NxM阵列，并且其中，N和M是非零整数。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，第一天线阵列的同一串上的相邻天线单元以第一距离分离，并且其中，第一天线阵列的相邻串上的相邻天线单元以第二距离分离，并且其中，第一子孔径与第二子孔径以1/2第一距离、1/2第二距离或两者的偏移分离。

14.根据权利要求12所述的方法，其中，第一天线阵列的同一串上的相邻天线单元以第一距离分离，并且其中，第一天线阵列的相邻串上的相邻天线单元以第二距离分离，并且其中，第一子孔径与第二子孔径以至少1/2第一距离、至少1/2第二距离或两者的偏移分离。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，第一天线阵列的天线单元被布置成限定第一平面，其中，第二天线阵列的天线单元被布置成限定平行于并以第三距离分离于第一平面的第二平面，并且其中，所述偏移包括第三距离。