CN113726230A - 一种基于瞬时功率反馈的闭环i/f控制方法及其变频器控制系统 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于瞬时功率反馈的闭环I/F控制方法及其变频器控制系统。将电机三相电流进行变换得到电机直轴、交轴的电压电流，计算电机的瞬时有功功率和瞬时无功功率；提取有功功率的高频分量得到转速的增量，转速增量补偿到设定转速中，再经积分器得到所需的电流矢量角，以此增加系统的阻尼转矩分量；计算设定无功功率与实际无功功率的偏差，通过经PI调节后得到偏差需要补偿的交轴电流，叠加到原有的交轴转矩电流得到新的交轴转矩电流设定值，以平衡负载转矩的变化；直轴电流设定值和新的交轴转矩电流设定值再与电机实际反馈电流的差值经PI调节器产生所需电压值，电压值再通过park逆变换和空间矢量变换经逆变器转换为电压输出到电机侧。
Description
技术领域
本发明属于永磁同步电机驱动技术领域，具体涉及一种基于瞬时功率反馈的闭环I/F控制方法及其变频器控制系统。
背景技术
永磁同步电机作为一种高效率、高能量密度的电机在各个领域的应用越来越广泛。目前永磁同步电机应用最广泛的高性能调速方法有矢量控制和直接转矩控制两种方法，这两种控制方法涉及到参数辨识、无传感器控制、转子位置角等多种算法，因此控制方法的复杂程度和实现难度较大，另外在风机、压缩机、水泵等应用领域，由于负载特性相对比较固定，对系统的高动态性能要求不高，矢量控制或直接转矩控制会增加系统控制的复杂程度，因此这些领域通常采用V/F(恒压频比)或者I/F(恒流频比)控制方法。V/F或者I/F控制方法具有低成本、简单实用等优点，其中相对于V/F控制方法，I/F控制方法还具有启动平稳、冲击电流低等优点，但由于其本身的开环特点，I/F控制方法存在抗扰动性差、易失步和稳定性差等问题。
表贴式永磁同步电机采用的传统的环I/F控制方法原理框图如图1所示，传统开环I/F控制方法一般选取以电流矢量定向的D-Q坐标系上，电流矢量I的方向与Q轴保持一致。由于是表贴式电机，D轴电流
设定值为零，Q轴电流设定值
大于零，θ用于park变换及逆变换，由设定转速
经过积分得到。电流
与电机实际反馈电流的差值经PI调节器产生所需电压值，电压值再通过空间矢量变换(SVPWM)经逆变器转换为电压输出到电机侧。由于Q轴电流
设定转速
为固定值，当电机负载突然变化时，电机转速无法反馈，Q轴电流
电流矢量频率角θ无法随负载的波动而变化，从而导致电机抗扰动能力差。
发明内容
本专利的目的是为解决I/F开环控制存在的问题，提供一种基于瞬时功率反馈的闭环I/F控制方法及其变频器控制系统。将瞬时功率反馈调节算法应用在开环I/F控制结构中，利用电机的瞬时有功功率和瞬时无功功率反馈调节定子电流的频率和幅值。
本发明是通过以下技术方案实现的：
一种基于瞬时功率反馈的闭环I/F控制方法，将采集到的电机三相电流进行Clarke、park变换得到电机直轴、交轴的电压uD、uQ，电流iD、iQ，再根据瞬时功率理论，计算电机的瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q；
通过高通滤波器提取有功功率P的高频分量，得到转速的增量Δω，转速增量Δω补偿到设定转速ω*中，再经积分器得到所需的电流矢量角θ，以此增加系统的阻尼转矩分量；
计算设定无功功率Q*与实际无功功率Q的偏差ΔQ，通过经PI调节后得到偏差ΔQ需要补偿的交轴电流ΔiQ，叠加到原有的交轴转矩电流iQ-Ref,得到新的交轴转矩电流设定值
以平衡负载转矩的变化；
直轴电流设定值
和新的交轴转矩电流设定值
再与电机实际反馈电流的差值经PI调节器产生所需电压值，电压值再通过park逆变换和空间矢量变换(SVPWM)经逆变器转换为电压输出到电机侧。
本专利的另一个目的是提供一种能够实施上述闭环I/F控制方法的变频器控制系统，包括变频器主电路和变频器控制电路，变频器主电路由整流电路、三相逆变桥、预充电电路、泄放电路以及母线电容组成，整流电路将交流电转换为直流电，母线电容用于稳定直流电压，三相逆变桥用于将直流电逆变为交流电，预充电电路用于在充电时防止电流过流，泄放电路用于在变频器故障或断电后及时泄放母线电容所储存的电能；变频器控制电路由控制板、采集电路、电源电路、IO输入输出板、IGBT驱动模块以及LED操作屏组成，其中，采集电路用于采集变频器直流电压、三相输出电流、电压以及温度信号，电源电路用于为变频器控制电路提供24V、5V、±15V等直流电压，IO输入输出板用于接收或发出模拟量、数字量信号，IGBT驱动模块用于将控制板发出的PWM信号转换为三相逆变桥的驱动信号，LED操作屏用于操作变频器及显示变频器相关参数。
在上述技术方案中，所述控制板由DSP控制芯片及其供电电路、采集调理电路、PWM驱动电路、LED驱动电路、IO调理电路、传感器及通讯电路以及保护电路组成，其中DSP控芯片是控制板的核心，用于变频器信号的采集、PWM信号输出、闭环I/F控制方法以及通讯等功能的实现，采集调理电路用于将变频器采集电路输入的信号进行电平转换，PWM驱动电路用于PWM信号的互锁及电平转换，LED驱动电路用于与LED操作屏通讯，IO调理电路进行IO信号的电平转换，传感器及通讯电路用于检测传感器信号及进行CAN通讯，硬件保护电路用于变频器硬件保护。
在上述技术方案中，变频器主电路具体连接方式：三相交流电源的U、V、W分别与整流电路的3个交流输入端连接，整流电路的直流输出正端与预充电电路的一端连接，整流电路的直流输出负端与母线电容、泄放电路的一端以及三相逆变桥的直流负端输入端连接；预充电电路的另一端与母线电容、泄放电路的另一端以及三相逆变桥的直流正端输入端连接，三相逆变桥的3个输出端分别与永磁同步电机的A、B、C相连接。
在上述技术方案中，控制板的采集调理电路，其具体连接方式：电阻R1连接反馈电压singal1端口，另一端与电阻R4、电容C2以及运算放大器的负端连接，电阻R4、电容C2的另一端与运算放大器的输出端连接；电阻R2连接反馈电压singal2端口，另一端与电阻R3、电容C1以及运算放大器的正端连接，电阻R3、电容C1的另一端与AGND连接；电阻R5的一端与运算放大器的输出端连接，另一端与电容C3、二极管D7的负极、二极管D8的正极连接；电容C3的另一端、二极管D7的正极与AGND连接，二极管D8的负极与3.3V连接，所述二极管D8的正极和二极管D7的负极与输出信号端连接。
在上述技术方案中，控制板的传感器及通讯电路的连接方式：传感器端子分别与电压转换芯片输入端连接，电压转换芯片的输出端与DSP芯片连接；CAN通讯端子分别与CAN通讯芯片的CANH、CANL连接，CAN通讯芯片的VCC、GND分别与+3.3V电源、GND连接，CAN通讯芯片的Vss与GND连接，CAN通讯芯片的TxD、RxD分别与DSP芯片连接。
在上述技术方案中，电压转换芯片型号为TXB0106。
在上述技术方案中，CAN通讯芯片型号为SN65HVD230。
在上述技术方案中，控制板的硬件保护电路的连接方式：经处理后的电压、电流、温度等信号进入或门单元产生保护信号Pro，保护信号Pro与电阻R12连接，电阻R12的另一端与光耦隔离芯片的输入端以及电容C7连接，电容C7的另一端与GND连接；光耦隔离芯片的输出端与电阻R13连接，电阻R13的另一端与电阻R14、R15连接，电阻R14的另一端与AGND连接，电阻R15的另一端与三极管T1的基极连接，三极管T1的发射极与AGND连接，三极管T1的集电极与二极管D11的正极、继电器线圈Ts连接，二极管D11的负极、继电器线圈Ts另一端与+24V连接。
在上述技术方案中，控制板的PWM驱动电路结构：DSP芯片产生的PWM1-PWM6信号、硬件保护信号Pro与+3.3V通过与非门单元进行互锁，互锁后的信号再经电平转换芯片转换为15V电平信号，最后再通过RC滤波电路滤波后输出到PWM接口。
本发明的优点和有益效果为：
本发明提供了一种基于瞬时功率反馈的闭环I/F控制方法，将瞬时功率反馈调节算法应用在开环I/F控制结构中，利用电机的瞬时有功功率和瞬时无功功率反馈调节定子电流的频率和幅值，该方法可有效改善传统I/F方法的控制性能，提高电机的稳定性。
同时，本发明设计了一种能够实施上述闭环I/F控制方法的变频器控制系统，包括DSP控制芯片及其供电电路、采集调理电路、PWM驱动电路、LED驱动电路、IO调理电路、传感器及通讯电路以及硬件保护电路等。硬件保护可防止程序跑飞时，软件保护失效，进一步增强变频器的保护功能，当变频器电压、电流、温度等信号超出保护值后，无需软件判断，直接发出保护信号，该保护信号会禁止PWM使能，封锁PWM信号，同时使能继电器线圈断开三相输入交流电或者负载。
附图说明
图1是传统的环I/F控制方法原理框图；
图2是本发明的基于瞬时功率反馈的闭环I/F控制方法原理框图；
图3为永磁同步电机控制系统结构图；
图4为自研控制板结构图；
图5为采集调理电路图；
图6为传感器及通讯电路图；
图7为硬件保护电路图；
图8为PWM驱动电路结构图；
图9.1为主程序流程图；
图9.2为定时器中断子程序流程图。
对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，可以根据以上附图获得其他的相关附图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合具体实施例进一步说明本发明的技术方案。
实施例一
一种基于瞬时功率反馈的闭环I/F控制方法，参见附图2，将采集到的电机三相电流进行Clarke、park变换得到电机直轴、交轴的电压uD、uQ，电流iD、iQ，再根据瞬时功率理论，计算电机的瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q。
通过高通滤波器提取有功功率P的高频分量，得到转速的增量Δω，转速增量Δω补偿到设定转速ω*中，再经积分器得到所需的电流矢量角θ，以此增加系统的阻尼转矩分量，θ用于park变换及逆变换。
计算设定无功功率Q*与实际无功功率Q的偏差ΔQ，通过经PI调节后得到偏差ΔQ需要补偿的交轴电流ΔiQ，叠加到原有的交轴转矩电流iQ-Ref,得到新的交轴转矩电流设定值
以平衡负载转矩的变化。
直轴电流设定值
和新的交轴转矩电流设定值
再与电机实际反馈电流的差值经PI调节器产生所需电压值，电压值再通过park逆变换和空间矢量变换(SVPWM)经逆变器转换为电压输出到电机侧。
①有功功率调节
表贴式永磁同步电机(SPMSM)的电磁转矩公式为：
上式中：φm为电机转子磁链，PN为电机极对数，i为电机电流，θ为电机的电流矢量角。
关于变量θ的扰动量Δθ如式(2)所示：
式中θ0为稳态时的磁链矢量夹角。
扰动量Δθ与转速增量Δωr成反比：
Δθ＝-kΔωr (3)
那么将式(3)代入式(2)，得到由转速增量Δωr所产生的电磁转矩增量为：
式(3)中Δωr为转子转速在稳态工作点的扰动量，k为正值，是可调节的参数，式(4)中ΔTe和Δωr成正比且方向相反。当转速增量Δωr＜0时，电磁转矩增量ΔTe＞0，当转速增量Δωr＞0时，电磁转矩增量ΔTe＜0，具有阻尼转矩的特性，该式表明，当转速出现波动时，通过对电流矢量转速做式(3)所示的补偿，能够在电磁转矩中产生阻尼转矩分量，和负载阻尼转矩相互叠加，起到增大系统阻尼的作用。
由电机转矩方程P＝Teω可知，电机转速增量Δωr的变化可通过有功功率扰动量ΔP来实现，根据瞬时功率理论，电机的瞬时有功功率表达式如下：
有功功率扰动量ΔP是电机功率的高频分量，经过高通滤波器滤波提取后可得到转速调节分量:
上式中，HPF为高通滤波器。
②无功功率调节
电机的瞬时无功功率表达式如下：
电机瞬时无功功率一般按照MTPA(最佳转矩电流比控制)原则对转矩电流进行调节。电机按照MTPA运行时，需要满足以下条件：
式中id、iq是电机实际直轴、交轴电流。
将上式代入式(7)得到MTPA下的无功功率表达式：
通常利用上式作为无功功率设定值，与实际无功功率进行闭环调节从而实现转矩电流的调节。不过该种方法在应用于表贴式电机时，存在以下问题：
(1)表贴式电机通常直轴电流iD＝0的调节方法，但电机实际运行时，直轴电流iD实际并不为零，无法忽略其对有功功率、无功功率的影响。
(2)电机电流较大时，由于表贴式电机的交轴电感Lq、直轴电感Ld并不完全相等，无法忽略其偏差对有功功率的影响。
为解决该问题，本专利利用无功功率调节电流矢量时，不追求最佳转矩电流比控制，而是保持电机无功功率平衡，新方法中无功功率设定值如下：
式中，
为直轴电流经PI调节后产生的直轴设定电压，
为交轴电流经PI调节后产生的交轴设定电压。
电机实际的无功功率如下：
计算设定无功功率Q*与实际无功功率Q的偏差ΔQ，偏差ΔQ经PI调节后得到需要补偿的交轴电流ΔiQ。
实施例二
将上述闭环I/F控制方法应用于变频器，该变频器主体结构如图3所示，变频器主电路由整流电路2、三相逆变桥3、预充电电路5、泄放电路6以及母线电容7组成，各部分具体功能如下：整流电路2将交流电转换为直流电，母线电容7用于稳定直流电压，三相逆变桥3用于将直流电逆变为交流电，预充电电路5用于在充电时防止电流过流，泄放电路6用于在变频器故障或断电后及时泄放母线电容所储存的电能。变频器控制电路由控制板8、采集电路9、电源电路10、IO输入输出板11、IGBT驱动模块12以及LED操作屏13等组成，其中，采集电路9用于采集变频器直流电压、三相输出电流、电压以及温度等信号，电源电路10用于为变频器控制电路提供24V、5V、±15V等直流电压，IO输入输出板11用于接收或发出模拟量、数字量信号，IGBT驱动模块12用于将控制板8发出的PWM信号转换为三相逆变桥3的驱动信号，LED操作屏用于操作变频器及显示变频器相关参数。
所述控制板8是变频器的控制核心，参见附图4，主要由DSP控制芯片及其供电电路、采集调理电路、PWM驱动电路、LED驱动电路、IO调理电路、传感器及通讯电路以及保护电路等组成，其中DSP控芯片是控制板的核心，用于变频器信号的采集、PWM信号输出(脉冲宽度调制)、闭环I/F控制方法以及通讯等功能的实现，采集调理电路用于将变频器采集电路输入的信号进行电平转换，PWM驱动电路用于PWM信号的互锁及电平转换，LED驱动电路用于与LED操作屏通讯，IO调理电路进行IO信号的电平转换，传感器及通讯电路用于检测传感器信号及进行CAN通讯，硬件保护电路用于变频器硬件保护。
变频器主电路具体连接方式如图3所示：
三相交流电源1的U、V、W分别与整流电路2的3个交流输入端连接，整流电路2的直流输出正端与预充电电路的一端连接，整流电路2的直流输出负端与母线电容7、泄放电路6的一端以及三相逆变桥3的直流负端输入端连接；预充电电路5的另一端与母线电容7、泄放电路6的另一端以及三相逆变桥3的直流正端输入端连接，三相逆变桥3的3个输出端分别与永磁同步电机4的A、B、C相连接。
图5为控制板8的采集调理电路的电路图，采集调理电路将采集电路9转换后的高电平信号统一转换为0-3V信号，0-3V信号再经RC电路滤波，并增加二极管，防止信号尖峰或突然降低损坏DSP芯片AD采集引脚，其具体连接方式如下：
电阻R1连接反馈电压singal1端口，另一端与电阻R4、电容C2以及运算放大器14的负端连接，电阻R4、电容C2的另一端与运算放大器14的输出端连接；电阻R2连接反馈电压singal2端口，另一端与电阻R3、电容C1以及运算放大器14的正端连接，电阻R3、电容C1的另一端与AGND连接；电阻R5的一端与运算放大器14的输出端连接，另一端与电容C3、二极管D7的负极、二极管D8的正极连接；电容C3的另一端、二极管D7的正极与AGND连接，二极管D8的负极与3.3V连接，所述二极管D8的正极和二极管D7的负极与输出信号端连接。
图6为控制板的传感器及通讯电路的电路图，传感器是指用于检测电机转子位置的电机编码器，通过其采集的信号计算电机转子位置和转速，通讯电路用于与外界进行CAN通讯，用于检测其具体连接方式如下：
传感器端子分别与电压转换芯片15(型号为TXB0106)的A1、A2、A3连接，电压转换芯片15的VccA、GNDA分别与+5V电源、GND连接，电压转换芯片15的输出端B1、B2、B3分别与DSP芯片的GPIO20、GPIO21、GPIO23连接；电压转换芯片15的VccB、GNDB分别与+3.3V电源、GND连接；CAN通讯端子分别与CAN通讯芯片16(型号为SN65HVD230)的C ANH、CANL连接，CAN通讯芯片16的VCC、GND分别与+3.3V电源、GND连接，CAN通讯芯片16的Vss与GND连接，CAN通讯芯片16的TxD、RxD分别与DS芯片的GPIO31、GPIO30连接。
图7为控制板的硬件保护电路的电路图，硬件保护可防止程序跑飞时，软件保护失效，进一步增强变频器的保护功能。硬件保护设计中，当变频器电压、电流、温度等信号超出保护值后，无需软件判断，直接发出保护信号，该保护信号会禁止PWM使能，封锁PWM信号，同时使能继电器线圈断开三相输入交流电或者负载，其具体连接关系如下：
经处理后的电压、电流、温度等信号进入或门单元17产生保护信号Pro，保护信号Pro与电阻R12连接，电阻R12的另一端光耦隔离芯片(型号为TCM1600)18的输入端1以及电容C7连接，电容C7的另一端与GND连接；光耦隔离芯片18的2端、4端分别与GDN、+24V连接，光耦隔离芯片18的3端与电阻R13连接，电阻R13的另一端与电阻R14、R15连接，电阻R14的另一端与AGND连接，电阻R15的另一端与三极管T1的基极连接，三极管T1的发射极与AGND连接，三极管T1的集电极与二极管D11的正极、继电器线圈Ts连接，二极管D11的负极、继电器线圈Ts另一端与+24V连接。
图8为控制板的PWM驱动电路的电路图，该驱动电路设计中，为防止三相逆变器上下桥臂导通，对PWM1-PWM6信号进行两两互锁设计，同时为实现硬件保护功能，硬件保护信号Pro与所有PWM信号进行互锁设计，可以在故障时直接禁止PWM信号。所有PWM信号输出端通过RC电路滤波后，输出到IGBT驱动模块中，其具体连接关系如下：
DSP芯片产生的PWM1-PWM6信号、硬件保护信号Pro与+3.3V通过与非门单元19(型号为SN74HCT00)进行互锁，互锁后的信号再经电平转换芯片20(型号为MCD1450)转换为15V电平信号，最后再通过RC滤波电路21滤波后输出到PWM接口。
图9.1和9.2为本发明的闭环I/F控制方法的流程图，采用C语言编写在控制板8中运行，图9.1为主程序流程图，图9.2为定时器中断子程序流程图，定时器中断子程序在主程序中执行，主要完成闭环I/F控制算法，具体实施方式如下：
主程序具体实施方式如下：
(Ⅰ)开始
程序开始，从主程序入口，S1；
(Ⅱ)初始化
进行DSP的初始化，完成DSP外设时钟、看门狗、IO口(输入输出)以及中断向量表的初始化工作，S2；
(Ⅲ)配置寄存器
配置定时器、PWM寄存器、CAN寄存器、QEP寄存器以及中断寄存器，并使能相关中断功能，S3；
(Ⅳ)初始化软件参数
初始化I/F控制算法中PI调节器、高通滤波器、电流设定值等相关参数，S4；
(Ⅴ)循环等待
进入主循环，等待定时器中断发生，S5；
(Ⅵ)执行中断程序并返回
执行定时器中断子程序，完成后返回主程序，循环等待，S6。
定时器中断子程序具体实施方式如下：
(Ⅰ)中断开始
发生定时中断，进入定时器中断程序，S7；
(Ⅱ)电气信号采集
采集变频器直流电压、温度、电机三相电流、外部模拟量、数字量等信号，S8；
(Ⅲ)执行闭环I/F控制算法
将采集到的电机三相电流进行Clarke、park变换得到电机直轴、交轴的电压uD、uQ，电流iD、iQ，再根据瞬时功率理论，计算电机的瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q；
通过高通滤波器提取有功功率P的高频分量，得到转速的增量Δω，转速增量Δω补偿到设定转速ω*中，再经积分器得到所需的电流矢量角θ，以此增加系统的阻尼转矩分量，θ用于park变换及逆变换；
计算设定无功功率Q*与实际无功功率Q的偏差ΔQ，通过经PI调节后得到偏差ΔQ需要补偿的交轴电流ΔiQ，叠加到原有的交轴转矩电流iQ-Ref,得到新的交轴转矩电流设定值
以平衡负载转矩的变化；
直轴电流设定值
和新的交轴转矩电流设定值
再与电机实际反馈电流的差值经PI调节器产生所需电压值，电压值再通过park逆变换和空间矢量变换(SVPWM)经逆变器转换为电压输出到电机侧，S9。
(Ⅳ)中断完成返回主程序
完成电机运行控制，中断完成返回主程序，S10。
以上对本发明做了示例性的描述，应该说明的是，在不脱离本发明的核心的情况下，任何简单的变形、修改或者其他本领域技术人员能够不花费创造性劳动的等同替换均落入本发明的保护范围。
Claims (10)
1.一种基于瞬时功率反馈的闭环I/F控制方法，其特征在于：将采集到的电机三相电流进行Clarke、park变换得到电机直轴、交轴的电压uD、uQ，电流iD、iQ，再根据瞬时功率理论，计算电机的瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q；
通过高通滤波器提取有功功率P的高频分量，得到转速的增量Δω，转速增量Δω补偿到设定转速ω*中，再经积分器得到所需的电流矢量角θ，以此增加系统的阻尼转矩分量；
计算设定无功功率Q*与实际无功功率Q的偏差ΔQ，通过经PI调节后得到偏差ΔQ需要补偿的交轴电流ΔiQ，叠加到原有的交轴转矩电流iQ-Ref,得到新的交轴转矩电流设定值
以平衡负载转矩的变化；
直轴电流设定值
和新的交轴转矩电流设定值
再与电机实际反馈电流的差值经PI调节器产生所需电压值，电压值再通过park逆变换和空间矢量变换(SVPWM)经逆变器转换为电压输出到电机侧。
2.一种用于实施上述闭环I/F控制方法的变频器控制系统，其特征在于：包括变频器主电路和变频器控制电路，变频器主电路由整流电路、三相逆变桥、预充电电路、泄放电路以及母线电容组成，整流电路将交流电转换为直流电，母线电容用于稳定直流电压，三相逆变桥用于将直流电逆变为交流电，预充电电路用于在充电时防止电流过流，泄放电路用于在变频器故障或断电后及时泄放母线电容所储存的电能；变频器控制电路由控制板、采集电路、电源电路、IO输入输出板、IGBT驱动模块以及LED操作屏组成，其中，采集电路用于采集变频器直流电压、三相输出电流、电压以及温度信号，电源电路用于为变频器控制电路提供24V、5V、±15V等直流电压，IO输入输出板用于接收或发出模拟量、数字量信号，IGBT驱动模块用于将控制板发出的PWM信号转换为三相逆变桥的驱动信号，LED操作屏用于操作变频器及显示变频器相关参数。
3.根据权利要求2所述的变频器控制系统，其特征在于：所述控制板由DSP控制芯片及其供电电路、采集调理电路、PWM驱动电路、LED驱动电路、IO调理电路、传感器及通讯电路以及保护电路组成，其中DSP控芯片是控制板的核心，用于变频器信号的采集、PWM信号输出、闭环I/F控制方法以及通讯等功能的实现，采集调理电路用于将变频器采集电路输入的信号进行电平转换，PWM驱动电路用于PWM信号的互锁及电平转换，LED驱动电路用于与LED操作屏通讯，IO调理电路进行IO信号的电平转换，传感器及通讯电路用于检测传感器信号及进行CAN通讯，硬件保护电路用于变频器硬件保护。
4.根据权利要求2所述的变频器控制系统，其特征在于：变频器主电路具体连接方式：三相交流电源的U、V、W分别与整流电路的3个交流输入端连接，整流电路的直流输出正端与预充电电路的一端连接，整流电路的直流输出负端与母线电容、泄放电路的一端以及三相逆变桥的直流负端输入端连接；预充电电路的另一端与母线电容、泄放电路的另一端以及三相逆变桥的直流正端输入端连接，三相逆变桥的3个输出端分别与永磁同步电机的A、B、C相连接。
5.根据权利要求2所述的变频器控制系统，其特征在于：控制板的采集调理电路，其具体连接方式：电阻R1连接反馈电压singal1端口，另一端与电阻R4、电容C2以及运算放大器的负端连接，电阻R4、电容C2的另一端与运算放大器的输出端连接；电阻R2连接反馈电压singal2端口，另一端与电阻R3、电容C1以及运算放大器的正端连接，电阻R3、电容C1的另一端与AGND连接；电阻R5的一端与运算放大器的输出端连接，另一端与电容C3、二极管D7的负极、二极管D8的正极连接；电容C3的另一端、二极管D7的正极与AGND连接，二极管D8的负极与3.3V连接，所述二极管D8的正极和二极管D7的负极与输出信号端连接。
6.根据权利要求2所述的变频器控制系统，其特征在于：控制板的传感器及通讯电路的连接方式：传感器端子分别与电压转换芯片输入端连接，电压转换芯片的输出端与DSP芯片连接；CAN通讯端子分别与CAN通讯芯片的CANH、CANL连接，CAN通讯芯片的VCC、GND分别与+3.3V电源、GND连接，CAN通讯芯片的Vss与GND连接，CAN通讯芯片的TxD、RxD分别与DSP芯片连接。
7.根据权利要求6所述的变频器控制系统，其特征在于：电压转换芯片型号为TXB0106。
8.根据权利要求6所述的变频器控制系统，其特征在于：CAN通讯芯片型号为SN65HVD230。
9.根据权利要求2所述的变频器控制系统，其特征在于：控制板的硬件保护电路的连接方式：经处理后的电压、电流、温度等信号进入或门单元产生保护信号Pro，保护信号Pro与电阻R12连接，电阻R12的另一端与光耦隔离芯片的输入端以及电容C7连接，电容C7的另一端与GND连接；光耦隔离芯片的输出端与电阻R13连接，电阻R13的另一端与电阻R14、R15连接，电阻R14的另一端与AGND连接，电阻R15的另一端与三极管T1的基极连接，三极管T1的发射极与AGND连接，三极管T1的集电极与二极管D11的正极、继电器线圈Ts连接，二极管D11的负极、继电器线圈Ts另一端与+24V连接。
10.根据权利要求2所述的变频器控制系统，其特征在于：控制板的PWM驱动电路结构：DSP芯片产生的PWM1-PWM6信号、硬件保护信号Pro与+3.3V通过与非门单元进行互锁，互锁后的信号再经电平转换芯片转换为15V电平信号，最后再通过RC滤波电路滤波后输出到PWM接口。
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