CN113708731A - 一种基于相位失配的线性度增强Doherty功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于相位失配的线性度增强Doherty功率放大器，Doherty功率放大器的输出网络包括与主功放连接的输出阻抗变换电路，功分器与辅功放之间连接有第一输入相位补偿电路，第一输入相位补偿电路之前设有第二输入相位补偿电路，输出阻抗变换电路和第一输入相位补偿电路呈现非90度的相移，且两者的相移值相同，位于[70°,110°]区间内，第二输入相位补偿电路呈现非0度的相移，且相移值位于为[‑20°,20°]区间内。本发明通过引入输出相位失配，即采用非90度相移的输出阻抗变换电路，以及输入相位失配，即采用非同相的输入相位补偿方案，使Doherty功放的输出网络呈现与晶体管相反的相位特性和幅度特性，利用两者间的相互补偿可以显著改善Doherty功放的整体相位失真和幅度失真。

Description

一种基于相位失配的线性度增强Doherty功率放大器

技术领域

本发明涉及射频功率放大器技术领域，尤其涉及一种基于相位失配的线性度增强Doherty功率放大器。

背景技术

功率放大器(以下简称功放)是收发机中的主要耗能单元，提高功放的效率对于降低整个通信系统的能耗至关重要。现代通信信号为了提高频谱利用率往往使用OFDM等复杂的调制方式，这带来了高峰均比(peak-to-average power ratio，PAPR)的问题。传统的AB类线性功放在饱和功率附近有较高的效率，而当输出功率降低时，其效率急剧下降。在高PAPR下，功放大部分时间工作在回退功率区，因此AB类功放的平均效率远远低于其饱和效率。

为了提高回退效率，Doherty功放架构被广泛采用。Doherty功放基于负载调制原理，低功率区的负载阻抗更高，功放可以提前达到饱和，从而提升低功率区的效率。图1所示是传统Doherty功放的电路结构，其中包含两路功放，即主功放和辅功放。主功放偏置在class-AB状态，辅功放偏置在class-C状态。主功放和辅功放的输出功率相同，均记为P，Ropt是主功放的最佳负载阻抗。TL_M是输出阻抗变换传输线，其特性阻抗为Ropt，相移为90度，负责回退功率下的输出阻抗匹配。TL_P是输入相位补偿传输线，其相移为90度，保证主功放和辅功放的输出功率能够同相合成。在低功率区，辅功放处于截止状态，其输出阻抗呈现开路，TL_M将Ropt/2变换为2Ropt，主功放首次达到饱和时的输出功率为P/2。在高功率区，随着辅功放的开启，由于主功放和辅功放间的负载牵引作用，主功放和辅功放的负载阻抗会逐渐降低，Doherty功放的输出功率会进一步增加，直到达到新的饱和点，此时的输出功率为2P。理论上，Doherty功放在其饱和功率2P和回退功率P/2处具有相同的效率，因此与AB类线性功放相比呈现显著的回退效率提升。

Doherty功放虽然具有高回退效率的优势，但是存在线性度较差的问题。功放的非线性可以分为幅度失真和相位失真，分别用AM-AM特性及AM-PM特性描述。一方面，辅功放由于偏置在class-C状态，其增益较低，这就导致Doherty功放在高功率区会呈现明显的增益压缩，恶化了幅度失真。另一方面，在晶体管反馈电容的影响下，负载阻抗的变化也会引起输入电容的变化，进而加重相位失真。在当前的移动通信基站应用中，主要采用数字预失真(digital predistortion,DPD)算法对Doherty功放进行线性化，使其线性度指标满足通信标准的要求。然而，随着发射通道数以及信号带宽的增加，DPD的功耗及成本会迅速上升。此外，在WiFi、手机终端等应用场景中，由于数字资源有限，DPD的使用会受到很大的限制。如果能够从电路设计的层面使Doherty功放本身具有很高的线性度，那么就可以避免使用DPD算法或者只使用简化版的DPD算法，从而降低系统的复杂度、成本及功耗。

发明内容

针对传统Doherty功放存在的线性度较差的问题，本发明提出了基于相位失配的线性度增强Doherty功率放大器，有助于降低通信系统的复杂度、功耗及成本。

为了达到这一目的，本发明提供一种基于相位失配的线性度增强Doherty功率放大器，包括功分器、主功放支路、辅功放支路和输出网络，所述输出网络包括与主功放连接的输出阻抗变换电路，所述功分器与辅功放之间连接有第一输入相位补偿电路，所述第一输入相位补偿电路之前设有第二输入相位补偿电路，所述输出阻抗变换电路和所述第一输入相位补偿电路呈现非90度的相移，且两者的相移值相同，位于[70°,110°]区间内，所述第二输入相位补偿电路呈现非0度的相移，且相移值位于[-20°,20°]区间内。

进一步的，所述输出阻抗变换电路为传输线或集总参数网络。

进一步的，所述第一输入相位补偿电路为传输线或集总参数网络。

进一步的，所述第二输入相位补偿电路为传输线或集总参数网络。

进一步的，所述集总参数网络为高通π型网络、低通π型网络和T型电感网络中任一种。

进一步的，所述功分器的功分比可调，所述第二输入相位补偿电路的相位补偿可调。

本发明通过引入输出相位失配，即采用非90度相移的输出阻抗变换电路，以及输入相位失配，即采用非同相的输入相位补偿方案，使Doherty功放的输出网络呈现与晶体管相反的相位特性和幅度特性，利用两者间的相互补偿可以显著改善Doherty功放的整体相位失真和幅度失真。附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中Doherty功率放大器的电路结构示意图；

图2为本发明提出的基于相位失配的线性度Doherty功放的电路示意图；

图3(a)为集总参数网络之高通π型网络电路图；

图3(b)为集总参数网络之低通π型网络电路图；

图3(c)集总参数网络之T型电感网络电路图；

图4为等效T型传输线网络电路图；

图5为本发明一实施例功分比及相位补偿可调的线性度增强Doherty功放结构示意图；

图6(a)为图2实施例中Doherty功放输出网络输出相位失配时的AM-PM特性图；

图6(b)为图2实施例中Doherty功放输出网络输入相位失配时的AM-PM特性图；

图7(a)为图2实施例中Doherty功放输出网络输出相位失配时的AM-AM特性图；

图7(b)为图2实施例中Doherty功放输出网络输入相位失配时的AM-AM特性图；

图8为一设计实例的仿真AM-PM特性图；

图9为图8设计实例中采用的输入匹配网络电路图；

图10为图8设计实例中采用的可调输入相位补偿网络电路图；

图11为图8设计实例中采用的可调功分器电路图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

需要说明的是，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

本发明一实施例提供基于相位失配的线性度增强Doherty功率放大器，包括功分器、主功放支路、辅功放支路和输出网络，其中输出网络包括与主功放连接的输出阻抗变换电路，功分器与辅功放之间连接有第一输入相位补偿电路，第一输入相位补偿电路之前设有第二输入相位补偿电路，输出阻抗变换电路和第一输入相位补偿电路呈现非90度的相移，且两者的相移值相同，位于[70°,110°]区间内，所述第二输入相位补偿电路呈现非0度的相移，且相移值位于[-20°,20°]区间内。

具体的，如图2所示，输出阻抗变换电路TL_M和第一输入相位补偿电路TL_P的相移均为θ，第二输入相位补偿电路TL_D的相移为

。与图1所示传统结构的主要不同在于，TL_M的相移不再是90度，称为输出相位失配，另外主功放支路和辅功放支路的相位不再同步，而是存在一个相位差

，称为输入相位失配。

在一些具体实施方式中，输出阻抗变换电路、第一输入相位补偿电路、第二输入相位补偿电路可以采用传输线或集总参数网络的形式。既可以是上述三者同时都采用传输线或者同时都采用集总参数网络，也可以是某一个或两个电路采用传输线，其余的采用集总参数网络。

下面举例说明一种实施方式。输出阻抗变换电路用集总参数网络实现，以减小电路尺寸。图3所示是三种典型的集总参数网络，其中C_out是晶体管的输出电容。图3(a)是高通π型网络，电感L_p与C_out组成的并联网络在工作频率处等效为一个电感。图3(b)是低通π型网络，电抗元件B_p与C_out组成的并联网络在工作频率处等效为一个电容，电抗元件B_p在较低工作频率处是电容，在较高的工作频率处是电感。图3(c)是T型电感网络，并联电感L_T2也可用于主功放及辅功放晶体管的漏极供电。本领域技术人员应当了解，当工作频率较高时，分布参数电路也可以保持较小的尺寸，输出阻抗变换电路可以用图4所示的T型传输线网络等效实现。

由于工艺模型误差的存在，Doherty功放实测的AM-AM及AM-PM特性通常与仿真有一定差异。在具体实现本实施例提出的线性度增强Doherty功放时，可以将功分器及第二输入相位补偿电路设计成可调节的电路网络，如图5所示。为了调整第二输入相位补偿电路的相移，作为一种较佳的实施方式，可将功分器和第二输入相位补偿电路设置为可调，其中功分器的功分比可调，第二输入相位补偿电路的相位补偿可调。设置成功分比可调和相位补偿可调的方式有多种，如利用开关调整，或使用变容管等，因为是现有技术，在这里不一一列举。如果实测的AM-PM特性出现了恶化，根据输入相位失配的原理，可以通过调节输入相位补偿，对AM-PM进行优化。如果实测的AM-AM特性出现了恶化，通过调整功分比，也可以在一定程度上改善AM-AM。

假设

的值为0，图6(a)所示是Doherty功放输出网络在输出相位失配时的AM-PM特性。对于传统Doherty功放结构，θ为90度，此时输出网络不引入额外的相位失真。然而，当存在输出相位失配，即θ不再是90度时，输出网络就会呈现特定的相位失真，而且θ偏离90度越多，失真就会越大。

需要说明的是，输出网络的相位偏移与主功放和辅功放晶体管的相位偏移趋势相反，通过选择合适的θ，输出网络可以呈现与晶体管相反的AM-PM特性，利用两者间的相互抵消就可以减小Doherty功放整体的相位失真。假设θ为70°或110°，图6(b)所示是Doherty功放输出网络在输入相位失配时的AM-PM特性。

可以看出，在存在输出失配的情况下，输入失配也可以改变输出网络的相位失真。不过输入相位失配对输出网络AM-PM特性的影响小于输出相位失配，因此比较适合对Doherty功放的整体相位失真进行微调。

基于相位失配的线性度增强Doherty功放的具体设计步骤如下：

第一步，按照图1所示传统Doherty功放结构进行设计，得到原始的AM-PM特性。

第二步，参考图6(a)选择合适的输出阻抗变换电路的相移，使得输出网络的相位失真理论上可以抵消第一步得到的原始相位失真。

第三步，参考图6(b)选择合适的第二输入相位补偿电路的相移，进一步减小Doherty功放的相位失真。由于各种非理想因素的影响，第二步实际上并不能完全抵消相位失真，需要评估Doherty功放剩余的相位失真，引入输入相位失配对AM-PM特性进行微调。

第四步，适当调整功分器的功分比，进一步优化Doherty功放的AM-AM特性。

第五步，根据第二步、第三步和第四步得到的设计参数，重新设计输出阻抗变换电路、输入相位补偿电路以及功分器。

本发明提出的基于相位失配的线性度增强Doherty功放具有结构简单、易于实现的优点。对比图1和图2可以发现，基于相位失配的线性度增强Doherty功放结构与传统Doherty功放结构很相似，并没有增加额外的电路网络，因此传统Doherty功放设计的很多方法可以直接用于基于相位失配的线性增强Doherty功放，只是部分网络的相位需要做出调整。

为了进一步说明本发明的有益效果，举例说明一个设计实例。该实例是基于0.25-um GaN工艺，主功放和辅功放的晶体管尺寸均为8X200um，工作频率为6.4GHz。图8所示是仿真的AM-PM曲线。按照传统Doherty功放设计得到的原始相位失真为+10度，根据图6(a)，为了抵消+10度的相位失真，TL_M的相移应调整为80度。进行重新仿真后，发现相位失真改善为4度。然后，进一步引入+20度的输入相位失配，此时相位失真减小为只有1度。

在本设计实例中，输出阻抗变换电路TL_M用图4所示的T型传输线网络等效实现。主功放及辅功放的输入匹配网络均采用图9所示的带通网络。相位补偿网络如图10所示，主功放支路前设置一个高通滤波器网络，辅功放支路前设置一个低通滤波器网络，高通滤波器的并联电感值及低通滤波器的并联电容值可以通过开关进行调整。通过改变开关SW1和SW2的状态，相位补偿网络可以实现±10°的相位调整。本实例采用的功分器如图11所示，其功分比也是可调的。开关SW3和SW4可以改变功分器的串联电容值，通过调整SW3和SW4的状态，可以实现±1dB的功率分配比调整。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于相位失配的线性度增强Doherty功率放大器，包括功分器、主功放支路、辅功放支路和输出网络，所述输出网络包括与主功放连接的输出阻抗变换电路，所述功分器与辅功放之间连接有第一输入相位补偿电路，其特征在于，所述第一输入相位补偿电路之前设有第二输入相位补偿电路，所述输出阻抗变换电路和所述第一输入相位补偿电路呈现非90度的相移，且两者的相移值相同，位于[70°,110°]区间内，所述第二输入相位补偿电路呈现非0度的相移，且相移值位于[-20°,20°]区间内。

2.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述输出阻抗变换电路为传输线或集总参数网络。

3.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述第一输入相位补偿电路为传输线或集总参数网络。

4.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述第二输入相位补偿电路为传输线或集总参数网络。

5.根据权利要求2～4任一项所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述集总参数网络为高通π型网络、低通π型网络和T型电感网络中任一种。

6.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述功分器的功分比可调，所述第二输入相位补偿电路的相位补偿可调。

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