CN113659734B - 基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统 - Google Patents
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Abstract
本发明提出一种基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统，其电路结构由分离的无线电能传输模块和无线信号传输模块构成，并由罐型磁芯组成的磁耦合结构相连接，所述磁耦合结构在磁芯内部绕功率线圈，在磁芯外部绕信号线圈。在保证电能稳定传输的前提下，通过方波调制产生方波信号，再经磁感应耦合方式进行信号传输，无需采用载波，不需要复杂的调制和解调电路，且最大通信速率不受电能传输的影响，易于抗串扰设计。通过数字量来实现信号的传输，有效地抑制了功率与信号之间的串扰，实现了信号的稳定传输。
Description
技术领域
本发明属于无线电能及无线信号传输技术领域，尤其涉及一种基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统。
背景技术
当前，无线电能与信号同步传输系统（SWIPT）主要可以分为两大类：分离信道式和共享信道式。两者的区别在于电能与信号同步传输时所占用的信道的个数。
其中，分离信道式无线电能与信号同步传输系统是在原有无线电能传输系统的基础上，新增加一条独立的信号通路来实现无线通信的。信号源经信号调制电路调制后进入信号线圈，信号在信道中传输，最终由信号解调电路解调得到数字信号，从而实现原副边的通信。该系统的基本结构框图如说明书附图1所示。
在无线电能与信号同步传输系统中，实现能量与信息的并行、同步高效传输是其根本目的。在传统的通信系统中，一般采用正弦波作为信号载波，与基带信号相乘，调制后的模拟信号传输至接收侧，接收侧通过检测波形的幅值、频率或相位来获得相应信息。现有的正弦波信号调制方式如下：
1、幅移键控信号调制（ASK）
通过改变载波信号的振幅大小来代表信号，例如以载波幅度A1表示数字信号“1”，用载波幅度A2表示数字信号“0”。而载波信号的频率和相位是恒定的，其调制示意图如说明书附图2所示。
2、频移键控信号调制（FSK）
通过改变载波信号的振荡频率大小来代表信号，例如以载波频率ƒ1表示数字信号“1”，用载波频率ƒ2表示数字信号“0”。而载波信号的幅值和相位是恒定的，其调制示意图如说明书附图3所示。
3、相移键控信号调制（PSK）
移相键控分两种，绝对移相和相对移相。以二进制调相为例，绝对移相使用以未调载波的相位作为基准，调制后的载波与未调载波同相，码元为“1”；调制后载波与未调载波反相，码元为“0”。而代表“1”和“0”的载波相位差为180°，其调制示意图如说明书附图4所示。
现有技术存在的缺陷主要包括：
1、由于接收侧是通过分析载波的幅值、频率或相位来还原数字信号的，这就要求信号载波在信号传递中的衰减不能太大，否则接收侧将无法检测到信号载波的幅值、频率和相位。而在无线通信中，由于气隙的存在，信号传输的衰减会很明显，这就要求信号载波必须以较高的频率传输。而这一需求会加大系统的参数设计难度。
2、为保证信号载波能在接收侧被准确地解调，通常需要将信号调制周期设置为若干倍的信号载波频率，以提高解调的准确度。这就导致信号传输速率与信号载波频率紧密相关，信号传输速率往往仅为信号载波频率的若干分之一，而一个无线通信系统传输的载波信号频率往往受限于误码率或者电路硬件，这样同样限制了信号传输速率。
3、采用载波对信号进行调制，是一个数字量变模拟量的过程，传输过程采用的信号是模拟信号，而模拟信号相对于数字信号更易受到干扰，因此在接收侧解调得到的信号可能会产生误码。
4、载波信号获取过程中需要较大的滤波器才能滤除主功率的大信号。
产生上述缺点的原因是因为采用了载波对信号进行调制，使得传输方式变成了模拟信号传输，加大了受干扰的程度。
发明内容
有鉴于此，为了弥补现有技术的空白和不足，考虑到随着无线电能传输技术的发展与应用，单一地进行能量传输并不能满足某些应用场合的需要，特别是在要求进行信息交互的场合中，如人体植入设备需要供电且同时需要返回设备数据。但现有的技术中功率信号与通讯信号间容易出现相互干扰，本发明的目的在于提供一种基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统，在保证电能稳定传输的前提下，通过方波调制产生方波信号，再经磁感应耦合方式进行信号传输，无需采用载波，不需要复杂的调制和解调电路，且最大通信速率不受电能传输的影响，易于抗串扰设计。通过数字量来实现信号的传输，有效地抑制了功率与信号之间的串扰，实现了信号的稳定传输。
本发明具体采用以下技术方案：
一种基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统，其特征在于：由分离的无线电能传输模块和无线信号传输模块构成，并由罐型磁芯组成的磁耦合结构将两者结合一起，相应的功率线圈与信号线圈都绕置在磁耦合结构上，所述磁耦合结构在磁芯内部绕功率线圈，在磁芯外部绕信号线圈。
进一步地，所述无线电能传输模块采用全桥逆变器（也可以采用半桥或E类逆变器）的无线电能传输电路结构。
进一步地，所述无线信号传输模块的发射侧与接收侧电路上均设置有带串扰抑制的信号解调电路。
进一步地，所述带串扰抑制的信号解调电路采用高通滤波器、单向滤波的快速二极管和高速电压比较器构成。
进一步地，所述无线信号传输模块的发射侧与接收侧电路上均设置有抗功率串扰波形变形的信号激励子电路。
进一步地，所述无线信号传输模块的发射侧与接收侧电路上均设置有RCD吸收电路。
进一步地，所述无线信号传输模块为双向无线信号传输模块，其第一收发电路由依次连接的第一电源、第一抗功率串扰波形变形的信号激励子电路、第一带串扰抑制的信号解调电路和第一RCD吸收电路构成，并接入磁耦合结构其中一侧的信号线圈；第二收发电路由依次连接的第二电源、第二抗功率串扰波形变形的信号激励子电路、第二带串扰抑制的信号解调电路和第二RCD吸收电路构成，并接入磁耦合结构另一侧的信号线圈。
进一步地，采用方波信号通过磁感应耦合进行信号传输。
进一步地，所述抗功率串扰波形变形的信号激励子电路采用单管防止波形变形，上管串联二极管，利用二极管的单向导电性防止回流，以保证串扰功率正弦信号的完整性。
进一步地，所述RCD吸收电路的工作方式为：在对应的抗功率串扰波形变形的信号激励子电路的开关管导通时，电源电压与正弦干扰同时加于线圈两端，此时磁通开始上升，RCD吸收电路的电容释放在开关管关断阶段储存的能量，并通过RCD吸收电路的电阻消耗；当开关管关断时，线圈两端产生反向电压，此时，电流通过RCD吸收电路的二极管和电容，将这部分能量储存在电容中，实现磁通的复位。
与现有技术相比，本发明及其优选方案在保证电能稳定传输的前提下，通过方波调制产生方波信号，再经磁感应耦合方式进行信号传输，无需采用载波，不需要复杂的调制和解调电路，且最大通信速率不受电能传输的影响，易于抗串扰设计。通过数字量来实现信号的传输，有效地抑制了功率与信号之间的串扰，实现了信号的稳定传输。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：
图1为现有技术分离信道式SWIPT系统结构框图；
图2为现有技术幅移键控示意图；
图3为现有技术频移键控示意图；
图4为现有技术相移键控示意图；
图5为本发明实施例无线电能与信号同步传输系统整体电路图；
图6为本发明实施例罐型磁型磁耦合系统结构示意图；
图7为本发明实施例功率线圈与信号线圈之间的串扰示意图；
图8为本发明实施例附加受控电压源的无线信号传输系统示意图；
图9为本发明实施例带串扰抑制的信号解调子电路示意图；
图10为本发明实施例接收侧采样电压波形示意图；
图11为本发明实施例抗功率串扰波形变形的信号激励子电路示意图；
图12为本发明实施例添加RCD回路的抗功率串扰波形变形的信号激励子电路示意图；
图13为本发明实施例副边信号线圈上耦合到的波形示意图；
图14为本发明实施例经过LC滤波电路处理后的1MHz信号示意图；
图15为本发明实施例信号01010101通信实验波形示意图；
图16为本发明实施例信号01010001通信实验波形示意图；
图17为本发明实施例信号01000001通信实验波形示意图。
具体实施方式
为让本专利的特征和优点能更明显易懂，下文特举2个实施例，作详细说明如下：
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“ 底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
本实施例提供的基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统整体电路图如图5所示，其设计为双向信号传输，由分离的无线电能传输模块（如：f=100kHz）以及无线信号传输模块(如：f=1MHz)构成。而将两者结合在一起时，为了减小串扰影响，使用由罐型磁芯组成的磁耦合结构，即在磁芯内部绕功率线圈，而磁芯外部绕信号线圈，如图6所示。
其中，无线电能传输模块并非本发明所提供设计方案的重点且与无线信号传输模块相对独立，其可以采用现有的常规方案，如图5所示，作为一种优选，在本实施例中，采用全桥逆变器的无线电能传输电路结构。
由于本实施例仅针对信号传输进行研究，因此，在分析和测试过程中可以对图5电路进行简化，考虑由功率线圈对信号线圈产生的干扰时可通过在信号线圈上附加受控电压源来实现，受控电压源的大小与功率传输电路的频率、电流大小以及互感有关。如图7所示为功率线圈与信号线圈之间的串扰。图8所示为考虑串扰影响后的双向通信无线信号传输系统模型。
以下分别对本实施例双向通信无线信号传输系统的主要电路模块进行介绍：
1、带串扰抑制的信号调制电路
电能与信号同时传输时，由于无线电能传输使用的是磁耦合谐振方案，因此其电压的波形为近似正弦波，与信号线圈相耦合，信号线圈上得到的波形便为方波与正弦波的叠加。如果不对干扰进行抑制，就会使接收侧信号解调失败，得不到想要的结果。
针对上述串扰的考虑，接收电路可通过添加滤波电路来滤除干扰信号。本实施例采用一个高通滤波器，一个单向滤波用的快速二极管以及一个高速电压比较器来组成一个带串扰抑制的信号解调电路，就可以将信号波形和电能波形分离开并得到相应的数字信号。该子电路图如图9所示。由于本实施例为双向无线通信，因此该电路在左右两侧的信号通信电路中均有设置。
2、抗功率串扰波形变形的信号激励子电路
采用传统的半桥电路进行方波信号调制时，如果信号线圈上叠加正弦干扰，且附加的受控电压源出现左正右负的情况时，耦合到副边，正弦信号会通过桥臂下管中的体二极管形成回路。由于二极管的钳位作用，使得信号线圈上的电压出现削顶的情况，如图10所示。一旦出现削顶，不仅使正弦波变为非正弦波，存在很多次谐波，从而使高通滤波的效果变差，而且使信号丢失不能实现正确解调。而当附加受控电压源出现左负右正，即正弦波正半周叠加方波信号时，此时耦合到副边总的电压可能会大于直流源电压，从而会通过桥臂上管中的体二极管构成回路，导致方波信号解调的失败。
为了克服上述问题，本实施例将传统的不对称半桥的双管调制改为单管防止削顶情况的出现；上管串联二极管，利用二极管的单向导电性防止回流，保证方波信号的正确解调。子电路图如图11所示。由于本实施例为双向无线通信，因此该电路在左右两侧的信号通信电路中均有设置。
3、RCD吸收电路实现磁通复位
考虑到抗功率串扰波形变形的信号激励子电路中去掉下管后，虽然解决了上述提到的串扰功率正弦电压变形的问题。但进一步分析可知，当考虑到磁芯的磁通复位问题时，由于去掉了Q2使得在开关管Q1关断阶段，激磁电感中的电流只能通过Rp，而Rp一般设置为高阻，使得复位阶段的磁通较少，一个周期内磁通不能维持平衡，使得磁通会在每个周期进行累积，若干个周期后便会使磁芯饱和。
针对上述问题，本发明提出了在发射侧与接收侧添加RCD吸收电路，其子电路图如图12所示，由相并联的电阻和电容，再串接二极管构成。
当开关管Q1导通时，Uin与正弦干扰同时加于线圈两端，此时磁通开始上升，电容C1释放在Q1关断阶段储存的能量，通过R1消耗；当Q1关断时，线圈两端产生反压来保证电流的连续，此时，电流通过D1、C1，将这部分能量储存在电容C1中，实现磁通的复位。
以上抗功率串扰波形变形的信号激励子电路、带串扰抑制的信号解调电路和RCD吸收电路在单向通信电路等设计需求中也可以根据发射侧和接收侧的设计分别或组合进行使用，以满足上述声明的性能上的需求。
采用以上本实施例提供的电路设计方案，以下结合具体测试实例对该方案进行进一步验证和说明：
本方案的输入电压为Uin=24V，并通过S/SP型补偿网络设计实现输出电压Uo=24V。同时采用半径为1.75cm，高度为1.1cm的罐型磁芯作为磁耦合系统，采用0.7cm的多股绕线绕制在内部磁芯上，总计16匝，原副边对称，单边自感L p、L s=30.5uH，互感为11.9uH，设置补偿电容Cp=136.2nF、Cs=136.2nF、Cm=212.9nF，通信线圈用0.4cm的多股绕线绕制在外圈磁芯上，总计10匝，单边自感L 1、L 2=7.3uH。下面针对信号传输进行实验验证说明。
1、针对整体电路进行测试，当原边输入信号为01010101
仿真波形图13为副边信号线圈上耦合到的波形。图14为经过LC滤波电路处理后的1MHz信号。图15为滤波后信号通过电压比较器后的接收信号，从波形图可以看出，副边侧接收到的信号也是01010101，通讯成功。其中，发送与接收存在1us的时延，其原因是采用二阶LC滤波器，输入输出会有相位的偏差。
2、针对整体电路进行测试，当原边输入信号为01010001
仿真波形如图16所示，从波形图可以看出，副边侧接受到的信号也是01010001，通讯成功。
3、针对整体电路进行测试，当原边输入信号为01000001
仿真波形如图17所示，从波形图可以看出，副边侧接收到的信号也是01000001，通讯成功。
上述通讯实验选取了几个讯号作为实验对象，其他情况不一一列出，但均可以通过实验证明通讯的成功，且副边向原边的通讯也可以顺利实现。所以本发明从一定程度上来说是成功的。
上述实施例公开的任一技术方案中所应用的用于表示位置关系或形状的术语除另有声明外其含义包括与其近似、类似或接近的状态或形状。
本专利不局限于上述最佳实施方式，任何人在本专利的启示下都可以得出其它各种形式的基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本专利的涵盖范围。
Claims (6)
1.一种基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统，其特征在于：由分离的无线电能传输模块和无线信号传输模块构成，相应的功率线圈与信号线圈都绕置在磁耦合结构上，在磁芯内部绕功率线圈，在磁芯外部绕信号线圈；
所述无线信号传输模块的发射侧电路与接收侧电路上均设置有抗功率串扰波形变形的信号激励子电路；
所述无线信号传输模块的发射侧电路与接收侧电路上均设置有RCD吸收电路；
所述RCD吸收电路的工作方式为：在对应的抗功率串扰波形变形的信号激励子电路的开关管导通时，电源电压与功率干扰正弦电压同时加于线圈两端，此时磁通开始上升，RCD吸收电路的电容释放在开关管关断阶段储存的能量，并通过RCD吸收电路的电阻消耗；当开关管关断时，线圈两端产生反向电压，此时，电流通过RCD吸收电路的二极管和电容，将这部分能量储存在电容中，实现磁通的复位；
所述无线信号传输模块为双向无线信号传输模块，其第一收发电路由依次连接的第一电源、第一抗功率串扰波形变形的信号激励子电路、第一带串扰抑制的信号解调电路和第一RCD吸收电路构成，并接入磁耦合结构其中一侧的信号线圈；第二收发电路由依次连接的第二电源、第二抗功率串扰波形变形的信号激励子电路、第二带串扰抑制的信号解调电路和第二RCD吸收电路构成，并接入磁耦合结构另一侧的信号线圈。
2.根据权利要求1所述的基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统，其特征在于：所述无线电能传输模块采用全桥、半桥或E类逆变器的无线电能传输电路结构。
3.根据权利要求1所述的基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统，其特征在于：所述无线信号传输模块的发射侧电路与接收侧电路上均设置有带串扰抑制的信号解调电路。
4.根据权利要求3所述的基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统，其特征在于：所述带串扰抑制的信号解调电路采用高通滤波器、单向滤波的快速二极管和高速电压比较器构成。
5.根据权利要求1所述的基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统，其特征在于：采用方波信号通过磁感应耦合进行信号传输。
6.根据权利要求1所述的基于方波调制的分离信道式双向无线电能与信号同步传输系统，其特征在于：所述抗功率串扰波形变形的信号激励子电路采用单管以防止波形变形，上管串联二极管，利用二极管的单向导电性防止回流，以保证串扰功率正弦信号的完整性。
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| 《基于无线电能传输复用技术的中压电气设备在线监测系统研制》;陈政;《基于无线电能传输复用技术的中压电气设备在线监测系统研制》;1-87 * |
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