CN113644696A - 基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环及锁相方法 - Google Patents

基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环及锁相方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环及锁相方法，该锁相方法步骤1，坐标变换模块将输入的三相电压ua、ub、uc转换为两相旋转电压量Ud、Uq；步骤2，线性误差状态反馈控制器LESF根据输入误差
Figure DDA0003187930430000011
和估计总扰动z2计算当前自抗扰控制量uo；步骤3，滑动平均滤波器MAF根据频率更新模块输出值更新陷波频率；步骤4，相位超前模块根据滑动平均滤波器MAF的输出量计算出角频率变化量
Figure DDA0003187930430000012
步骤5，电角度变换模块将角频率变化量
Figure DDA0003187930430000013
转换为电角度
Figure DDA0003187930430000014
本发明的线性自抗扰控制模块LADRC可对电网谐波干扰、建模误差等内外扰动进行观测和补偿，以达到提高系统响应速度以及抗干扰能力的目的。

Description

基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环及锁相方法
技术领域
本发明属于电网电压的同步锁相技术领域，尤其涉及一种基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环及锁相方法。
背景技术
在并网的电力电子设备和可再生能源发电系统的应用场合中，同步坐标系锁相环(SRF-PLL)是应用最广泛的锁相技术，但是，传统SRF-PLL中的PI控制器对电网电压中的负序分量或者谐波畸变敏感，只能通过降低带宽方式为改善锁频和锁相效果，一般只适用于三相电网电压平衡、电网谐波相对较小时的相位测量。ADRC-PLL设计线性或非线性的自抗扰控制器替代传统SRF-PLL中的PI控制器，通过引入线性或非线性扩张状态观测器LESO(ESO)对锁相环的外部扰动之和进行观测和补偿，从而抑制电网电压不平衡以及电网谐波对锁相环造成的影响。然而在锁相环的设计中，常用的LADRC-PLL稳态锁相精度不高。由于直流偏置、负序分量和电网电压谐波分量经过Park变换后将分别产生1次、2次谐波和±6k(k＝1,2,…)次谐波作用于SRF-PLL，因此可针对各次谐波设计相应的陷波器以抑制引入的相应谐波，能够提高其锁频和锁相的效果，其中，锁相环中的滑动平均滤波器MAF(MAF)是一种设计简单、锁相准确的线性相位滤波器，其滤波特性包含多个陷波器串联的效果。然而，MAF会降低闭环系统的相位裕度，从而限制其动态性能。
综上，行业内急需研发一种提高相位裕度和带宽，保证系统响应速度以及抗干扰能力的锁相环系统或者锁相方法。
发明内容
本发明的目的是为了克服以上现有技术存在的不足，提供了一种引入的线性自抗扰控制模块LADRC和在滑动平均滤波器模块MAF后面串联相位超前模块的基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环及锁相方法。
一种基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环，包括坐标变换模块、滑动平均滤波器MAF、相位超前模块、线性自抗扰控制模块LADRC、频率更新模块和电角度转换模块：所述坐标变换模块的输入端连接电角度转换模块的输出端、三相输入电压端，所述坐标变换模块的电网q轴电压输出端连接线性自抗扰控制模块LADRC的第一输入端；所述滑动平均滤波器MAF的输入端连接线性自抗扰控制模块LADRC的输出端、频率更新模块的输出端，所述滑动平均滤波器MAF的输出端连接相位超前模块的输入端；所述相位超前模块的输出端连接频率更新模块的输入端、电角度转换模块的输入端、线性自抗扰控制模块LADRC的第二输入端。
优选地，所述线性自抗扰控制模块LADRC包括线性误差状态反馈控制器LESF和线性扩张状态观测器LESO；所述线性扩张状态观测器LESO的输入端分别与相位超前模块的输出端和坐标变换模块的电网q轴电压输出端相连，线性扩张状态观测器LESO的输出端连接线性误差状态反馈控制器LESF的第一输入端，线性误差状态反馈控制器LESF的第二输入端与坐标变换模块的电网q轴电压输出端相连，线性误差状态反馈控制器LESF的输出端连接滑动平均滤波器MAF。
一种基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环的锁相方法，包括如下步骤：
步骤1，坐标变换模块将输入的三相电压ua、ub、uc转换为两相旋转电压量Ud、Uq，将Uq与Uq *＝0相减后输送至线性误差状态反馈控制器LESF，并将旋转电压Uq发送至线性扩张状态观测器LESO；其中，Ud、Uq分别是电网d轴电压、电网q轴电压；
步骤2，线性扩张状态观测器LESO根据相位超前模块输出的角频率变化量
Figure BDA0003187930410000031
和坐标变换模块输出的电网q轴电压Uq，估计出锁相环所受到的总扰动z2，线性误差状态反馈控制器LESF根据输入误差
Figure BDA0003187930410000032
和线性扩张状态观测器LESO输出的估计总扰动z2计算当前自抗扰控制量uo；
步骤3，滑动平均滤波器MAF根据频率更新模块输出值更新陷波频率，再对线性自抗扰控制模块LADRC的输出值进行滤波；
步骤4，相位超前模块根据滑动平均滤波器MAF的输出量计算出角频率变化量
Figure BDA0003187930410000033
步骤5，电角度变换模块将相位超前模块输出的角频率变化量
Figure BDA0003187930410000034
转换为电角度
Figure BDA0003187930410000035
优选地，步骤1具体为：基于等幅值原则，对采样的三相电源相电压ua、ub、uc进行Clark变换，其变换式如下式子所示：
Figure BDA0003187930410000036
其中，uα、uβ、u0是两相静止坐标系下的电压变量，ua、ub、uc是三相电源相电压，θ是电网电压矢量的实际电角度；
再对uα、uβ进行Park变换，其变换式如下式子所示：
Figure BDA0003187930410000041
其中，
Figure BDA0003187930410000042
代表电角度转换模块输出的估计角度；由式(1)、(2)可得
Figure BDA0003187930410000043
其中，ud、uq是两相旋转坐标系下的电压变量，Up是电网相电压的幅值，当锁相环的输出估计角度
Figure BDA0003187930410000044
与电网电压矢量的实际角度θ相等时，将三相电网基波正弦变量ua、ub、uc转换成直流的两相旋转电压Ud、Uq。
优选地，步骤2具体为：
二阶线性扩张状态观测器LESO的表达式如下：
Figure BDA0003187930410000045
其中：
Figure BDA0003187930410000046
z1和z2分别为LESO观测器观测出来的被控变量和扰动量，u(t)是相位超前环节的输出量，b0为输入增益参数，取b0＝Up；状态反馈矩阵参数β1、β2的取值通过以下式子计算：
|sI2×2-(A-LC)|＝s2+2ξωos+ωo 2 (5)
即有:
Figure BDA0003187930410000047
式中，ξ为阻尼系数；ω0为线性扩张状态观测器LESO的带宽，ωc为理想闭环系统的带宽；
对观测的扰动信息z2进行前馈补偿，得到LESF的控制输出量u0：
Figure BDA0003187930410000051
其中
uc＝-kpUq (8)
且kp是LESF控制器的比例增益系数，令kp＝ωc。
优选地，步骤3还包括：频率更新模块需要在系统达到稳态之后再进行输出频率更新，具体为：
对估计角频率变化量
Figure BDA0003187930410000052
进行连续N次采样，在此期间当连续采集到N/3个差值在预设稳定阈值P以内的样点时，判断到系统进入稳态，频率更新模块进行频率更新操作；
当闭环系统处于稳态时，频率更新模块还对采集到的
Figure BDA0003187930410000053
进行算术平均滤波处理：
Figure BDA0003187930410000054
其中，N为滤波长度，
Figure BDA0003187930410000055
是相位超前模块在第k拍输出的角频率变化量，估计当前角频率ω'0为：
Figure BDA0003187930410000056
通过频率更新模块输出的角频率估计值ω'0更新当前MAF的陷波频率fq，令
fq＝ω'0/(2π) (12)
其中，ω'0是频率更新模块的输出量，通过MAF模块对LADRC输出控制量uo进行滤波处理，并输出到相位超前模块。
优选地，步骤5具体为：
前馈单元通过相位超前模块的角频率变化量
Figure BDA0003187930410000057
计算角频率
Figure BDA0003187930410000058
Figure BDA0003187930410000061
积分器将角频率
Figure BDA0003187930410000062
转换为电角度
Figure BDA0003187930410000063
取余单元对电角度
Figure BDA0003187930410000064
进行标幺化处理，输出一个在0～2π范围内的电角度
Figure BDA0003187930410000065
有益效果：
本发明在电网电压存在谐波畸变、不平衡以及直流偏置的情况下，不仅能够保证锁相环的动态性能，而且具有精确的锁频和锁相效果：
(1)通过引入线性自抗扰控制模块LADRC对电网谐波扰动、建模误差等内外扰动进行估计观测补偿，对比传统PID控制，提高了系统抗扰性能。
(2)本发明针对MAF引入较大相位滞后的问题，引入了相位超前模块，提高了系统闭环带宽和相位裕度，且相位超前模块的参数整定具有两个自由度，在一定程度上保证了陷波深度。
(3)本发明将相位超前模块串联于MAF模块之后，改善了频率更新环路的相位裕度，也加快频率更新后锁相环的响应速度。
(4)本发明根据连续采样点判断当前系统工作状态，在稳态时切入频率更新操作，有效避免了频率更新频繁引起的系统不稳定问题；且利用算术平均值的低通特性过滤角频率变化量中的随机扰动量，提高了频率自适应能力。
(5)本发明采用的MAF中参数T可调，经反馈更新后其陷波频率点可随电网工作频率变化而变化，使得锁相环能够在电网频率波动时仍然具有较高的锁频和锁相精度。
(6)本发明针对角度积分环节容易引发数据溢出和精度不够的问题，引入取余模块对角度进行标幺化，进一步保证了控制精度。
附图说明
图1为本发明的基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环的结构图。
图2为本发明的线性扩张状态观测器LESO的结构图。
图3为本发明的线性误差状态反馈控制器LESF的结构图。
图4是本发明的基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环的等效控制的结构图。
图5(a)是基于IMAF模块的锁相环、基于传统线性自抗扰控制模块LADRC的锁相环和本发明的锁相环的相位误差仿真波形图。
图5(b)是基于IMAF模块的锁相环、基于传统线性自抗扰控制模块LADRC的锁相环和本发明的锁相环的估计频率仿真波形图。
其中，为更好地模拟电网实际运行可能出现的情况，在0.05s时刻使三相电压的频率增加3Hz，以及在0.25s时刻注入3.5％的-5次谐波、2.5％的+7次谐波、2％的-11次谐波和1.5％的+13次谐波：
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
本发明的基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环包括坐标变换模块、滑动平均滤波器MAF、频率更新模块、相位超前模块、线性自抗扰控制模块LADRC、电角度转换模块：所述坐标变换模块用于将三相输入电压量转换为两相旋转电压量；所述坐标变换模块的输入量是电角度转换模块输出的电角度和三相输入电压量，输出量是电网d轴电压的实时值、电网q轴电压的实时值；所述滑动平均滤波器MAF用于滤除周期性的电网谐波；所述滑动平均滤波器MAF的输入端接收LADRC的输出量以及频率更新模块的输出量，其输出端输出至相位超前模块；所述相位超前模块用于改善系统动态性能；所述相位超前模块的输入端接收MAF模块的输出，其输出端输出角频率变化量；所述线性自抗扰控制模块LADRC包括线性误差状态反馈控制器和线性扩张状态观测器LESO；所述线性自抗扰控制模块LADRC包括线性误差状态反馈控制器LESF和线性扩张状态观测器LESO；所述线性扩张状态观测器LESO的输入端分别与相位超前模块的输出端和坐标变换模块的电网q轴电压输出端相连，线性扩张状态观测器LESO的输出端连接线性误差状态反馈控制器LESF的第一输入端，线性误差状态反馈控制器LESF的第二输入端与坐标变换模块的电网q轴电压输出端相连，线性误差状态反馈控制器LESF的输出端连接滑动平均滤波器MAF。
在本实施例，所述线性扩张状态观测器LESO包括第一加减器、第二加减器、第一积分器、第二积分器、第一观测器系数单元、第二观测器系数单元和第一补偿因子；第一加减器的减法输入端与坐标变换模块的输出端相连，第一加减器的加法输入端连接第一积分器的输出端，第一加减器的输出端与第一观测器系数单元的输入端、第二观测器系数单元的输入端连接，第一积分器的输入端与第二加减器的输出端相连，第一观测器系数单元的输出端与第二加减器的减法端相连，第二观测器系数单元的输出端与第二积分器的输入端相连，第二积分器的输出端与第二加减器的减法输入端、线性误差状态反馈控制器的输入端相连，第二加减器的加法输入端与第一补偿因子的输出端相连，第一补偿因子的输入端与相位超前模块相连。
在本实施例，所述线性误差状态反馈控制器LESF包括第三加减器、第四加减器、第一比例系数模块、第二补偿因子；第三加减器的加法输入端连接坐标变换模块的电网q轴电压输出端，第三加减器的输出端与第一比例系数模块的输入端连接，第一比例系数模块的输出端连接第四加减器的加法输入端，第四加减器的减法输入端与第二积分器的输出端相连，第四加减器的输出端与第一补偿因子的输入端连接，第一补偿因子的输出端与MAF模块相连。
所述线性误差状态反馈控制器用于前馈补偿对象扰动和进行闭环控制；所述线性误差状态反馈控制器的输入量是电网q轴电压的给定值、电网q轴电压的检测值以及LESO输出的扰动观测值，其输出输与MAF的输入端相连；
所述线性扩张状态观测器LESO用于观测被控对象所受到的总扰动；所述扩张状态观测器的输入量为相位超前模块的输出量以及电网q轴电压的检测值；所述扩张状态观测器的输出量为扰动观测值；所述不确定扰动包括建模误差、电网谐波干扰、采样误差等被控对象所面临的内外干扰。
在本实施例，所述电角度转换模块包括依次连接的前馈单元、积分器和取余单元mod；所述前馈单元的输入端连接相位超前模块的输出端，所述取余单元mod的输出端连接所述坐标变换模块的输入端。
在本实施例，所述频率更新模块包括更新判断模块和更新值计算模块；所述更新判断模块的输入端与相位超前模块的输出端相连，所述更新判断模块的输出端与更新值计算模块的第一输入端连接，更新值计算模块的第二输入端与相位超前模块的输出端相连，更新值计算模块的输出端与滑动平均滤波器MAF的输入端连接。
所述频率更新模块起到状态评估和滤波作用；所述频率更新模块的输入端接收相位超前模块输出的角频率变化量，其输出端输出至滑动平均滤波器MAF；
所述电角度转换模块用于将当前角频率变化量转换为电角度；包括前馈模块、积分器和取余模块mod；所述前馈模块输入端接收估计角频率变化量和角频率基值，其输出量输送至积分器的输入端；所述积分器的输入端接收当前估计角频率，其输出端输出累计电角度；所述取余模块mod的输入端接收累计电角度，其输出端输出标幺电角度。
所述滑动平均滤波器MAF能在整数倍电网基频处具有陷波特性。
所述的滑动平均滤波器MAF陷波频率点可根据电网状态在线更新。
所述的相位超前模块为滑动平均滤波器MAF提供超前相位。
所述的相位超前模块参数整定具有两个自由度。
所述的线性自抗扰观测器为二阶观测器。
所述的线性误差状态反馈控制器的反馈量为电网q轴电压的检测值。
所述的频率更新模块对估计角频率变化量中的随机干扰进行滤波。
所述的频率更新模块在系统进入稳态之后进行参数更新。
基于上述线性自抗扰控制器的三相电网电压锁相环的锁相方法包括：
步骤1，往坐标变换模块中输入三相电源相电压ua、ub、uc和电角度转换模块输出的电角度
Figure BDA0003187930410000101
计算可得两相旋转电压量Ud、Uq，其中，Uq与
Figure BDA0003187930410000102
相减后输送至LESF，Uq输送至LESO,，Ud提供接口供孤岛检测；
首先将三相电网电压静止坐标系下的正弦量变换为两相旋转坐标系下的直流量，从而实现电网电压矢量的跟踪。基于等幅值原则，对采样三相电压信号进行Clark变换，其变换式如下式子所示：
Figure BDA0003187930410000111
其中，uα、uβ、u0是两相静止坐标系下的电压变量，ua、ub、uc是三相电源相电压，θ是电网电压矢量的实际电角度。u0在平衡电网下可忽略不计，再对uα、uβ进行Park变换，其变换式如下式子所示：
Figure BDA0003187930410000112
其中，
Figure BDA0003187930410000113
代表电角度转换模块输出的估计角度。由(1)、(2)可得
Figure BDA0003187930410000114
其中，ud、uq是两相旋转坐标系下的电压变量，Up是电网相电压的幅值，当锁相环的输出估计角度
Figure BDA0003187930410000115
与电网电压矢量的实际角度θ相等时，该变换可将三相电网基波正弦变量ua、ub、uc转换成直流变量Ud，Uq。
步骤2，线性扩张状态观测器LESO根据相位超前模块输出的角频率变化量
Figure BDA0003187930410000116
和坐标变换模块输出的电网q轴电压Uq，估计出锁相环所受到的总扰动z2，线性误差状态反馈控制器LESF根据输入误差
Figure BDA0003187930410000117
和线性扩张状态观测器LESO输出的估计总扰动z2计算当前自抗扰控制量uo；
构造如下二阶线性扩张状态观测器LESO对系统(三相电网电压锁相环)所受扰动进行观测：
Figure BDA0003187930410000118
其中：
Figure BDA0003187930410000119
且z1和z2分别为LESO观测器观测出来的被控变量和扰动量，u(t)是相位超前环节的输出量，b0为输入增益参数，取b0＝Up；状态反馈矩阵参数β1、β2的取值通过以下式子计算：
|sI2×2-(A-LC)|＝s2+2ξωos+ωo 2 (5)
即有:
Figure BDA0003187930410000121
式中，ξ为阻尼系数，可选取最佳阻尼，即有ξ＝0.707；ω0为线性扩张状态观测器LESO的带宽，ωc为理想闭环系统的带宽；
对观测的扰动信息z2进行前馈补偿，得到LESF的控制输出量u0：
Figure BDA0003187930410000122
其中
uc＝-kpUq (8)
且kp是LESF控制器的比例增益系数，令kp＝ωc。
步骤3，MAF先根据频率更新模块输出值更新陷波频率，再对线性自抗扰控制模块LADRC的输出值进行滤波；
在锁相环过渡过程中，角频率变化量可能会出现比较大的过冲，此时更新频率可能会导致输出不稳定且对MAF谐波抑制性能的提升影响不大，因此，频率更新模块需要在系统达到稳态之后再进行输出频率更新：设定采样长度N和稳定阈值P，其中，采样长度N主要影响频率更新速度和判断准确度，对估计角频率变化量
Figure BDA0003187930410000123
进行连续N次采样，在此期间当连续采集到N/3个差值在P＝0.6以内的样点时，可判断到系统进入了稳态，进行频率更新操作，否则，判断到系统处于过渡过程，不进行频率更新操作。
又由于实际的电网频率存在高频且幅值较小的频率波动，当闭环系统处于稳态时，频率更新模块还需要对采集到的
Figure BDA0003187930410000131
进行算术平均滤波处理：
Figure BDA0003187930410000132
其中，N为滤波长度，取值大小与锁相带宽和频率更新速度有关，可取N＝1000；
Figure BDA0003187930410000133
是相位超前模块在第k拍输出的角频率变化量，可估计当前角频率ω'0为：
Figure BDA0003187930410000134
MAF模块的传递函数表达式Gf(s)如下
Figure BDA0003187930410000135
其中，Tq＝1/fq为待设计的时间常数，fq的选取一般可根据所需要抑制谐波信号的基频，通常由于作用于SRF-PLL的电网谐波分量主要成分为1次、2次谐波和±6k(k＝1,2,…)次谐波，故一般可设fq＝fbase＝50Hz。由于纯滞后项
Figure BDA0003187930410000136
的存在，MAF具有时长为Tq的过渡过程。MAF在整数倍频率fq处具有很好的陷波特性，但是，当电网基波的工作频率不等于50Hz，此时fq也需要做相应的改变，可通过频率更新模块输出的角频率估计值ω'0来更新当前MAF的陷波频率fq，可令
fq＝ω'0/(2π) (12)
其中，ω'0是Mean的输出量。通过(11)式对LADRC输出控制量uo进行滤波处理，并输出到相位超前模块。
步骤4，根据MAF的输出量，相位超前模块计算并最终输出估计角频率变化量：
为简化下述系统设计过程，假设电网工作频率稳定于50Hz，则频率自适应通道可视为开路，则在稳态工作点附近图1可线性化为图4。
为补偿MAF引入的相位滞后，从而提高系统带宽和稳定裕度，在MAF之后引入相位超前模块，如图1所示，且相位超前模块的传递函数为
Figure BDA0003187930410000141
式中，τd为超前项的时间常数，且兼顾陷波特性和相位超前特性，通常取τd＝0.5T0，考虑到引入锁相环的电压谐波其主要成分为1次、2次以及±6k(k＝1,2,…)次谐波，可将T0设为1次谐波的周期，即T0＝0.02s；β为衰减系数，且0<β<1，可取β＝0.08。
步骤5，电角度变换模块将相位超前模块输出的角频率变化量
Figure BDA0003187930410000142
转换为电角度
Figure BDA0003187930410000143
并用于步骤1的坐标变换或者其他需要用到电网锁相参量的控制器当中。
由于电网工作频率通常为50Hz，为了加快锁相环的锁相速度，可添加前馈单元
Figure BDA0003187930410000144
由于锁相环对外接口信号为角度值，所以需要通过积分器将锁相环输出的角频率
Figure BDA0003187930410000145
转换为电角度
Figure BDA0003187930410000146
又在实际工程应用中，处理器的数据存储长度都是有限的，因此，还需要通过取余单元对
Figure BDA0003187930410000147
进行标幺化处理，输出一个在0～2π范围内的电角度
Figure BDA0003187930410000148
综上，本发明引入的线性自抗扰控制模块LADRC可对电网谐波干扰、建模误差等内外扰动进行观测和补偿，以达到提高系统响应速度以及抗干扰能力的目的；引入的相位超前模块可补偿MAF固有且较大的滞后相位，从而提高系统的相位裕度和带宽；将相位超前模块串联在MAF之后，为频率更新环路提供超前相位，加快了频率更新之后的响应速度；引入的频率更新模块能够根据系统工作状态更新参量、调整MAF陷波频率点，提高系统频率自适应能力，使得锁相环能够在电网频率变化之后仍然具有较高的锁频和锁相精度；引入的电角度转换模块对角度积分输出进行标幺化，防止积分环节引起的数据溢出和精度丢失。
按照上述实施例，便可以很好地实现本发明。值得说明的是，上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环，其特征在于，包括坐标变换模块、滑动平均滤波器MAF、相位超前模块、线性自抗扰控制模块LADRC、频率更新模块和电角度转换模块：
所述坐标变换模块的输入端连接电角度转换模块的输出端、三相输入电压端，所述坐标变换模块的电网q轴电压输出端连接线性自抗扰控制模块LADRC的第一输入端；
所述滑动平均滤波器MAF的输入端连接线性自抗扰控制模块LADRC的输出端、频率更新模块的输出端，所述滑动平均滤波器MAF的输出端连接相位超前模块的输入端；
所述相位超前模块的输出端连接频率更新模块的输入端、电角度转换模块的输入端、线性自抗扰控制模块LADRC的第二输入端。
2.如权利要求1所述的三相电网电压锁相环，其特征在于，所述线性自抗扰控制模块LADRC包括线性误差状态反馈控制器LESF和线性扩张状态观测器LESO；
所述线性扩张状态观测器LESO的输入端分别与相位超前模块的输出端和坐标变换模块的电网q轴电压输出端相连，线性扩张状态观测器LESO的输出端连接线性误差状态反馈控制器LESF的第一输入端，线性误差状态反馈控制器LESF的第二输入端与坐标变换模块的电网q轴电压输出端相连，线性误差状态反馈控制器LESF的输出端连接滑动平均滤波器MAF。
3.一种基于线性自抗扰控制的三相电网电压锁相环的锁相方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1，坐标变换模块将输入的三相电压ua、ub、uc转换为两相旋转电压量Ud、Uq，将Uq与
Figure FDA0003187930400000021
相减后输送至线性误差状态反馈控制器LESF，并将旋转电压Uq发送至线性扩张状态观测器LESO；其中，Ud、Uq分别是电网d轴电压、电网q轴电压；
步骤2，线性扩张状态观测器LESO根据相位超前模块输出的角频率变化量
Figure FDA0003187930400000022
和坐标变换模块输出的电网q轴电压Uq，估计出锁相环所受到的总扰动z2，线性误差状态反馈控制器LESF根据输入误差
Figure FDA0003187930400000023
和线性扩张状态观测器LESO输出的估计总扰动z2计算当前自抗扰控制量uo；
步骤3，滑动平均滤波器MAF根据频率更新模块输出值更新陷波频率，再对线性自抗扰控制模块LADRC的输出值进行滤波；
步骤4，相位超前模块根据滑动平均滤波器MAF的输出量计算出角频率变化量
Figure FDA0003187930400000024
步骤5，电角度变换模块将相位超前模块输出的角频率变化量
Figure FDA0003187930400000025
转换为电角度
Figure FDA0003187930400000026
4.如权利要求3所述的锁相方法，其特征在于，步骤1具体为：
基于等幅值原则，对采样的三相电源相电压ua、ub、uc进行Clark变换，其变换式如下式子所示：
Figure FDA0003187930400000027
其中，uα、uβ、u0是两相静止坐标系下的电压变量，ua、ub、uc是三相电源相电压，θ是电网电压矢量的实际电角度；
再对uα、uβ进行Park变换，其变换式如下式子所示：
Figure FDA0003187930400000031
其中，
Figure FDA0003187930400000032
代表电角度转换模块输出的估计角度；由式(1)、(2)可得
Figure FDA0003187930400000033
其中，ud、uq是两相旋转坐标系下的电压变量，Up是电网相电压的幅值，当锁相环的输出估计角度
Figure FDA0003187930400000034
与电网电压矢量的实际角度θ相等时，将三相电网基波正弦变量ua、ub、uc转换成直流的两相旋转电压Ud、Uq。
5.如权利要求4所述的锁相方法，其特征在于，步骤2具体为：
二阶线性扩张状态观测器LESO的表达式如下：
Figure FDA0003187930400000035
其中：
Figure FDA0003187930400000036
z1和z2分别为LESO观测器观测出来的被控变量和扰动量，u(t)是相位超前环节的输出量，b0为输入增益参数，取b0＝Up；状态反馈矩阵参数β1、β2的取值通过以下式子计算：
|sI2×2-(A-LC)|＝s2+2ξωos+ωo 2 (5)
即有:
Figure FDA0003187930400000037
式中，ξ为阻尼系数；ω0为线性扩张状态观测器LESO的带宽，ωc为理想闭环系统的带宽；
对观测的扰动信息z2进行前馈补偿，得到LESF的控制输出量u0：
Figure FDA0003187930400000038
其中
uc＝-kpUq (8)
且kp是LESF控制器的比例增益系数，令kp＝ωc。
6.如权利要求5所述的锁相方法，其特征在于，步骤3还包括：频率更新模块需要在系统达到稳态之后再进行输出频率更新，具体为：
对估计角频率变化量
Figure FDA0003187930400000041
进行连续N次采样，在此期间当连续采集到N/3个差值在预设稳定阈值P以内的样点时，判断到系统进入稳态，频率更新模块进行频率更新操作；
当闭环系统处于稳态时，频率更新模块还对采集到的
Figure FDA0003187930400000042
进行算术平均滤波处理：
Figure FDA0003187930400000043
其中，N为滤波长度，
Figure FDA0003187930400000044
是相位超前模块在第k拍输出的角频率变化量，估计当前角频率ω'0为：
Figure FDA0003187930400000045
通过频率更新模块输出的角频率估计值ω'0更新当前MAF的陷波频率fq，令
fq＝ω'0/(2π) (12)
其中，ω'0是频率更新模块的输出量，通过滑动平均滤波器MAF对LADRC输出控制量uo进行滤波处理，并输出到相位超前模块。
7.如权利要求6所述的锁相方法，其特征在于，步骤5具体为：
前馈单元通过相位超前模块的角频率变化量
Figure FDA0003187930400000046
计算角频率
Figure FDA0003187930400000047
Figure FDA0003187930400000048
积分器将角频率
Figure FDA0003187930400000049
转换为电角度
Figure FDA00031879304000000410
取余单元对电角度
Figure FDA0003187930400000051
进行标幺化处理，输出一个在0～2π范围内的电角度
Figure FDA0003187930400000052
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