CN113630356B - 分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调方法及调制解调器 - Google Patents
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Abstract
分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调方法及调制解调器，涉及通信信号处理技术领域，调制解调方法包括：将待传输的多进制信息包经过串并转换为P路并行多进制信息，再经比特/符号转换得到P路多进制并行星座符号，同时由分数阶混沌发生器产生分数阶混沌信号；由Hadamard矩阵产生walsh码，选择第1个Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后的信号作为参考信号，另外2P个不同的Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后输入到多进制DCSK调制器中通过调制分别得到P路多进制DCSK调制信号，再将参考信号和P路多进制DCSK调制信号相加，完成多载波调制后发送到信道中进行传输，在接收端进行相关解调恢复出原信息。该方法误码率更低，实现了较高的数据速率，保密性也更高。
Description
技术领域
本发明涉及通信信号处理技术领域，尤其指一种分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调方法及调制解调器。
背景技术
混沌数字调制技术不但可以保留传统扩频通信系统具有的低截获概率和减轻多径效应等特性，而且还在许多其他方面表现出了独特的优势，例如能够降低系统硬件成本、提升通信安全性、提高扩频通信系统的性能等。近些年来，混沌数字调制技术已成为非线性科学与信息科学界关注和研究的热点问题之一。
由于目前缺乏可靠和有效的方法在接收端实现混沌同步，现有的混沌数字调制解调方法大多还是基于传输参考方法，即把载波信号和携带信息的信号都发送给接收端。其中，差分混沌移位键控(Differential Chaos Shift Keying,DCSK)调制解调方法无需完成信道估计，能够获得相对较好的误码性能，在许多实际应用场合下(例如无线个人局域网、无线传感器网络等)都表现出了很强的竞争力。但是其误码率和数据速率仍有待进一步提高，另外，现有的DCSK调制解调方法保密性不高，若被截获后再通过相关分析等攻击方法很容易就能提取出发送信号。
发明内容
本发明的目的之一在于提供一种分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调方法，以解决现有DCSK调制解调方法误码率、数据速率以及保密性不高的问题。
为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：一种分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调方法，包括：将待传输的第i个多进制信息包经过串并转换为P路并行多进制信息，P路多进制信息经过比特/符号转换得到P路多进制并行星座符号，同时由分数阶混沌发生器产生分数阶混沌信号；由Hadamard矩阵产生walsh码，选择第1个Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后的信号作为参考信号，另外2P个不同的Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后输入到多进制DCSK调制器，多进制DCSK调制器中，第奇数个Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后再与多进制星座符号中的实部相乘，第偶数个Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后再与多进制星座符号中的虚部相乘，分别得到P路多进制DCSK调制信号，再将参考信号和P路多进制DCSK调制信号相加，完成多载波调制后发送到信道中；
完成多载波解调，分别恢复出参考信号和2P路信息信号；获得平均后的参考信号序列，且与2P路信息信号序列分别进行相关解调、判决、星座符号到比特的转换，恢复出原信息。
进一步地，具体包括步骤如下步骤：
步骤1：对输入的信息信号进行分包处理，分成d1,d2,…,dn共n个平行的信息包；
步骤2：对第i个信息包di(i∈[1,n])进行串并转换；
步骤3：对串并转换后的信息包di(i∈[1,n])进行星座符号转换，得到sm,i＝am,i+ibm,i；
步骤4：生成长度为Nc的分数阶Chen混沌信号X＝[x1(t)x2(t)x3(t)]T，其中分数阶阶数为α＝0.95，选择其中的一维混沌信号作为本系统的混沌信号x；
步骤5：产生512*512的Hadamard矩阵，从中选择每行作为walsh码；
步骤6：混沌信号x与第1个Walsh序列Wr进行克罗内克积相乘，得到
步骤7：混沌信号x与第2m-1个Walsh序列W2m-1进行克罗内克积相乘，得到
混沌信号x与第2m个Walsh序列W2m进行克罗内克积相乘，得到
步骤8：第m个星座符号sm,i＝am,i+ibm,i的实部与虚部分别与
和
相乘，实现M-ary DCSK调制，
步骤9：将P个星座符号的M-ary DCSK调制结果与
相加，得到第i个信息包的MCS-MDCSK调制结果ei(i∈[1,n])；
步骤10：将步骤9的结果经过脉冲成形滤波器得到gi(i∈[1,n])；
步骤11：将步骤10的结果与载波相乘，得到gicos(2πfit)；
步骤12：将n个信息包分别得到的gicos(2πfit)相加，得到发送端的发送信号
步骤13：接收步骤12所发送的信号，将其与n个同步的载波分别相乘，得到n路乘积信号；
步骤14：将步骤13所得n路乘积信号分别进行匹配滤波，对滤波后的n路乘积信号进行时域采样，采样后的每路信号分别恢复出1路参考信号序列和2P路信息信号序列；
步骤15：对步骤14所得参考信号序列取平均，得到平均后的参考信号序列；
步骤16：将步骤15所得平均后的参考信号序列与步骤14所得2P路信息信号序列分别相关，得到2P个相关值；
步骤17：将步骤16所得2P个相关值分别与门限值比较，根据门限判决输出2P路解调的星座符号；
步骤18：将步骤17所得2P路解调的星座符号进行转换，输出数据比特；
步骤19：将步骤18所得2P路解调数据比特合并为1路串行解调数据比特流，得到di(i∈[1,n])。
另外，本发明还涉及一种分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调器，包括调制器和解调器，上述调制器是按照上面步骤1)至步骤12)的方法对输入的串行信息信号进行调制。
进一步地，所述解调器是按照上面步骤13)至步骤19)的方法对接收到的信号进行解调。
具体来说，所述调制器包括MCS-MDCSK调制器、脉冲成形滤波器、乘法器、相加器，所述MCS-MDCSK调制器包括分数阶混沌信号发生器、串并变换电路、比特-星座符号转换器、2P+1个克罗内克乘法器、M-ary DCSK调制器、加法器；
所述MCS-MDCSK调制器用于输出MCS-MDCSK调制信号；所述脉冲成形滤波器用于将MCS-MDCSK调制信号经过脉冲成形处理；所述乘法器用于将脉冲成形处理后的信号与载波相乘；所述相加器用于将n个与载波相乘后的信号进行相加，并发送到信道中进行传输；
所述分数阶混沌信号发生器用于产生分数阶离散混沌信号序列；所述串并变换电路将当前符号周期内要传输的串行信息信号转变为P路并行信号；所述比特-星座符号转换器将P路并行信号转换为P路并行星座符号；所述2P+1个克罗内克乘法器将混沌信号和2P+1个Walsh序列实现克罗内克积；所述M-ary DCSK调制器将2P个克罗内克相乘的结果与P路星座符号的实部和虚部分别相乘；所述加法器将P个M-ary DCSK调制器的结果与参考信号相加。
其中，所述解调器包括n路乘法器1、n路匹配滤波器、n路采样开关、n*(2P+1)个乘法器2、n*(2P+1)个求和器、平均滤波器、n*2P个相关器、n*2P个判决器、n*2P个星座符号-比特转换器、n*P个并串变换电路；
所述n路乘法器1将接收到的信号与n路同步的载波相乘；所述n路匹配滤波器将与n路同步的载波相乘的信号进行匹配滤波；所述n路采样开关对匹配滤波后的n路信号分别进行时域采样，每路中恢复出1个参考信号序列和2P个信息信号；所述n*(2P+1)个乘法器2是将采样后的信号与Walsh信号相乘；所述n*(2P+1)个求和器是将乘法器2输出的信号进行按列相加；所述平均滤波器是将n个参考信号进行平均；所述n*2P个相关器是将平均后的参考信号与2P个信息信号进行相关；所述n*2P个判决器是将n*2P个相关值分别与门限值比较，根据门限判决输出n*2P路解调的星座符号；所述n*2P个星座符号-比特转换器是将n*2P路解调的星座符号转换为n*P路并行信息比特；所述n*P个并串变换电路实现信息比特的并串转换，得到n个信息包。
本发明采用的分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控(FO-MC-MCS-MDCSK)调制解调方法通过对N路信息进行转换得到多进制星座符号，再将获取的分数阶混沌信号通过与相应的Walsh码相乘得到对应的参考信号，使其中一路参考信号与星座符号调制形成DCSK调制信号，另一路参考信号与DCSK调制信号相加后发送到信道中进行传输，在接收端进行相关解调恢复出原信息。
在多径衰落信道下，该系统(FO-MC-MCS-MDCSK系统)在相同扩频因子条件下的误码率低于现有其他的DCSK系统，表现出了更好的比特误码性能，另外，信道中叠加服从高斯分布的噪声时的FO-MC-MCS-MDCSK系统大大降低了判决变量中的噪声分量，不仅如此，FO-MC-MCS-MDCSK系统利用多载波和MCS-MDCSK调制实现了较高的数据速率。尤其值得一提的是，本发明利用分数阶混沌信号与Walsh码相乘得到参考信号后再与多进制星座符号调制得到DCSK调制信号，能够提高FO-MC-MCS-MDCSK系统的保密性，使得窃听者更难以检测和恢复原始数据，从而更好地满足混沌通信系统在实际应用时的保密需求。
附图说明
图1为本发明实施例中FO-MC-MCS-MDCSK调制解调方法的流程示意图；
图2为实施例中FO-MC-MCS-MDCSK调制器的结构示意图；
图3为实施例中FO-MC-MCS-MDCSK调制器中的MCS-MDCSK调制器的结构示意图；
图4为实施例中FO-MC-MCS-MDCSK解调器的结构示意图；
图5为实施例所涉FO-MC-MCS-MDCSK调制解调方法与现有方法在加性高斯白噪声信道中的误码性能对比图。
具体实施方式
为了便于本领域技术人员的理解，下面结合实施例与附图对本发明作进一步的说明，实施方式提及的内容并非对本发明的限定。
图1示出了分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调方法的这个流程，如图1所示，包括：一)待传输的第i个多进制信息包经过串并转换为P路并行多进制信息，P路多进制信息经过比特/符号转换得到P路多进制并行星座符号，同时由分数阶混沌发生器产生分数阶混沌信号；二)由Hadamard矩阵产生walsh码，选择第1个Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后的信号作为参考信号，另外2P个不同的Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后输入到多进制DCSK调制器，多进制DCSK调制器中，第奇数个Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后再与多进制星座符号中的实部相乘，第偶数个Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后再与多进制星座符号中的虚部相乘，分别得到P路多进制DCSK调制信号；三)再将参考信号和P路多进制DCSK调制信号相加，完成多载波调制后发送到信道中；四)完成多载波解调，分别恢复出参考信号和2P路信息信号；五)获得平均后的参考信号序列，且与2P路信息信号序列分别进行相关解调、判决、星座符号到比特的转换，恢复出原信息。
基于上述FO-MC-MCS-MDCSK调制解调方法，本实施例还涉及了一种分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调器，该调制解调器可利用上述方法对信号进行调制解调。如图2所示，调制器包括MCS-MDCSK调制器、脉冲成形滤波器、乘法器、相加器，所述MCS-MDCSK调制器包括分数阶混沌信号发生器、串并变换电路、比特-星座符号转换器、2P+1个克罗内克乘法器、M-ary DCSK调制器、加法器。
其中，如图3所示，MCS-MDCSK调制器用于输出MCS-MDCSK调制信号；脉冲成形滤波器用于将MCS-MDCSK调制信号经过脉冲成形处理；乘法器用于将脉冲成形处理后的信号与载波相乘；相加器用于将n个与载波相乘后的信号进行相加，并发送到信道中进行传输；分数阶混沌信号发生器用于产生分数阶离散混沌信号序列；串并变换电路将当前符号周期内要传输的串行信息信号转变为P路并行信号；比特-星座符号转换器将P路并行信号转换为P路并行星座符号；2P+1个克罗内克乘法器将混沌信号和2P+1个Walsh序列实现克罗内克积；M-ary DCSK调制器将2P个克罗内克相乘的结果与P路星座符号的实部和虚部分别相乘；加法器将P个M-ary DCSK调制器的结果与参考信号相加。
如图4所示，解调器包括n路乘法器1、n路匹配滤波器、n路采样开关、n*(2P+1)个乘法器2、n*(2P+1)个求和器、平均滤波器、n*2P个相关器、n*2P个判决器、n*2P个星座符号-比特转换器、n*P个并串变换电路。其中，n路乘法器1将接收到的信号与n路同步的载波相乘；n路匹配滤波器将与n路同步的载波相乘的信号进行匹配滤波；n路采样开关对匹配滤波后的n路信号分别进行时域采样，每路中恢复出1个参考信号序列和2P个信息信号；n*(2P+1)个乘法器2是将采样后的信号与Walsh信号相乘；n*(2P+1)个求和器是将乘法器2输出的信号进行按列相加；平均滤波器是将n个参考信号进行平均；n*2P个相关器是将平均后的参考信号与2P个信息信号进行相关；n*2P个判决器是将n*2P个相关值分别与门限值比较，根据门限判决输出n*2P路解调的星座符号；n*2P个星座符号-比特转换器是将n*2P路解调的星座符号转换为n*P路并行信息比特；n*P个并串变换电路实现信息比特的并串转换，得到n个信息包。
下面通过一个具体的实施例来验证上述分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调方法的比特误码率。
首先，在发送端，对信号进行分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制：
步骤1：对输入的信息信号进行分包处理，分成d1,d2,…,dn共n个平行的信息包；
步骤2：对第i个信息包di(i∈[1,n])进行串并转换；
步骤3：对串并转换后的信息包di(i∈[1,n])进行星座符号转换，得到sm,i＝am,i+ibm,i；
步骤4：生成长度为Nc的分数阶Chen混沌信号X＝[x1(t)x2(t)x3(t)]T，其中分数阶阶数为α＝0.95，选择其中的一维混沌信号作为本系统的混沌信号x；
步骤5：产生512*512的Hadamard矩阵，从中选择每行作为walsh码；
步骤6：混沌信号x与第1个Walsh序列Wr进行克罗内克积相乘，得到
步骤7：混沌信号x与第2m-1个Walsh序列W2m-1进行克罗内克积相乘，得到
混沌信号x与第2m个Walsh序列W2m进行克罗内克积相乘，得到
步骤8：第m个星座符号sm,i＝am,i+ibm,i的实部与虚部分别与
和
相乘，实现M-ary DCSK调制，
步骤9：将P个星座符号的M-ary DCSK调制结果与
相加，得到第i个信息包的MCS-MDCSK调制结果ei(i∈[1,n])；
步骤10：将步骤9的结果经过脉冲成形滤波器得到gi(i∈[1,n])；
步骤11：将步骤10的结果与载波相乘，得到gi cos(2πfit)；
步骤12：将n个信息包分别得到的gi cos(2πfit)相加，得到发送端的发送信号
之后，在接收方对信号进行接收和解调：
步骤13：接收步骤12所发送的信号，将其与n个同步的载波分别相乘，得到n路乘积信号；
步骤14：将步骤13所得n路乘积信号分别进行匹配滤波，对滤波后的n路乘积信号进行时域采样，采样后的每路信号分别恢复出1路参考信号序列和2P路信息信号序列；
步骤15：对步骤14所得参考信号序列取平均，得到平均后的参考信号序列；
步骤16：将步骤15所得平均后的参考信号序列与步骤14所得2P路信息信号序列分别相关，得到2P个相关值；
步骤17：将步骤16所得2P个相关值分别与门限值比较，根据门限判决输出2P路解调的星座符号；
步骤18：将步骤17所得2P路解调的星座符号进行转换，输出数据比特；
步骤19：将步骤18所得2P路解调数据比特合并为1路串行解调数据比特流，得到di(i∈[1,n])。
图5为加性高斯白噪声信道中仿真得到的FO-MC-MCS-MDCSK方法的比特误码率。作为对照，图中还给出了相同条件下仿真得到的现有其他DCSK方法的比特误码率。从图中可以看出，与现有其他的DCSK方法相比，FO-MC-MCS-MDCSK方法大大降低了比特误码率，表现出了更好的比特误码性能。
综上，上述实施例中所采用的FO-MC-MCS-MDCSK方法大大降低了判决变量中的噪声分量，明显提高了系统的比特误码性能。与此同时，上述FO-MC-MCS-MDCSK方法利用多载波和MCS-MDCSK调制实现了较高的数据率和更好的保密性。
上述实施例为本发明较佳的实现方案，除此之外，本发明还可以其它方式实现，在不脱离本技术方案构思的前提下任何显而易见的替换均在本发明的保护范围之内。
为了让本领域普通技术人员更方便地理解本发明相对于现有技术的改进之处，本发明的一些附图和描述已经被简化，并且为了清楚起见，本申请文件还省略了一些其它元素，本领域普通技术人员应该意识到这些省略的元素也可构成本发明的内容。
Claims (6)
1.分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调方法，其特征在于，包括：
将待传输的第i个多进制信息包经过串并转换为P路并行多进制信息，P路多进制信息经过比特/符号转换得到P路多进制并行星座符号，同时由分数阶混沌发生器产生分数阶混沌信号；由Hadamard矩阵产生walsh码，选择第1个Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后的信号作为参考信号，另外2P个不同的Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后输入到多进制DCSK调制器，多进制DCSK调制器中，第奇数个Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后再与多进制星座符号中的实部相乘，第偶数个Walsh序列与分数阶混沌信号相乘后再与多进制星座符号中的虚部相乘，分别得到P路多进制DCSK调制信号，再将参考信号和P路多进制DCSK调制信号相加，完成多载波调制后发送到信道中；
完成多载波解调，分别恢复出参考信号和2P路信息信号；获得平均后的参考信号序列，且与2P路信息信号序列分别进行相关解调、判决、星座符号到比特的转换，恢复出原信息。
2.根据权利要求1所述的分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调方法，其特征在于，具体包括以下步骤：
步骤1：对输入的信息信号进行分包处理，分成d1,d2,…,dn共n个平行的信息包；
步骤2：对第i个信息包di(i∈[1,n])进行串并转换；
步骤3：对串并转换后的信息包di(i∈[1,n])进行星座符号转换，得到sm,i＝am,i+ibm,i；
步骤4：生成长度为Nc的分数阶Chen混沌信号X＝[x1(t) x2(t) x3(t)]T，其中分数阶阶数为α＝0.95，选择其中的一维混沌信号作为本系统的混沌信号x；
步骤5：产生512*512的Hadamard矩阵，从中选择每行作为walsh码；
步骤6：混沌信号x与第1个Walsh序列Wr进行克罗内克积相乘，得到
步骤7：混沌信号x与第2m-1个Walsh序列W2m-1进行克罗内克积相乘，得到
混沌信号x与第2m个Walsh序列W2m进行克罗内克积相乘，得到
步骤8：第m个星座符号sm,i＝am,i+ibm,i的实部与虚部分别与
和
相乘，实现M-ary DCSK调制，
步骤9：将P个星座符号的M-ary DCSK调制结果与
相加，得到第i个信息包的MCS-MDCSK调制结果ei(i∈[1,n])；
步骤10：将步骤9的结果经过脉冲成形滤波器得到gi(i∈[1,n])；
步骤11：将步骤10的结果与载波相乘，得到gicos(2πfit)；
步骤12：将n个信息包分别得到的gicos(2πfit)相加，得到发送端的发送信号
步骤13：接收步骤12所发送的信号，将其与n个同步的载波分别相乘，得到n路乘积信号；
步骤14：将步骤13所得n路乘积信号分别进行匹配滤波，对滤波后的n路乘积信号进行时域采样，采样后的每路信号分别恢复出1路参考信号序列和2P路信息信号序列；
步骤15：对步骤14所得参考信号序列取平均，得到平均后的参考信号序列；
步骤16：将步骤15所得平均后的参考信号序列与步骤14所得2P路信息信号序列分别相关，得到2P个相关值；
步骤17：将步骤16所得2P个相关值分别与门限值比较，根据门限判决输出2P路解调的星座符号；
步骤18：将步骤17所得2P路解调的星座符号进行转换，输出数据比特；
步骤19：将步骤18所得2P路解调数据比特合并为1路串行解调数据比特流，得到di(i∈[1,n])。
3.分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调器，包括调制器和解调器，其特征在于：所述调制器按照权利要求2中步骤1)至步骤12)的方法对输入的串行信号进行调制。
4.根据权利要求3所述的分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调器，其特征在于：所述解调器按照权利要求2中步骤13)至步骤19)的方法对接收到的信号进行解调。
5.根据权利要求4所述的分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调器，其特征在于：所述调制器包括MCS-MDCSK调制器、脉冲成形滤波器、乘法器、相加器，所述MCS-MDCSK调制器包括分数阶混沌信号发生器、串并变换电路、比特-星座符号转换器、2P+1个克罗内克乘法器、M-ary DCSK调制器、加法器；
所述MCS-MDCSK调制器用于输出MCS-MDCSK调制信号；所述脉冲成形滤波器用于将MCS-MDCSK调制信号经过脉冲成形处理；所述乘法器用于将脉冲成形处理后的信号与载波相乘；所述相加器用于将n个与载波相乘后的信号进行相加，并发送到信道中进行传输；
所述分数阶混沌信号发生器用于产生分数阶离散混沌信号序列；所述串并变换电路将当前符号周期内要传输的串行信息信号转变为P路并行信号；所述比特-星座符号转换器将P路并行信号转换为P路并行星座符号；所述2P+1个克罗内克乘法器将混沌信号和2P+1个Walsh序列实现克罗内克积；所述M-ary DCSK调制器将2P个克罗内克相乘的结果与P路星座符号的实部和虚部分别相乘；所述加法器将P个M-ary DCSK调制器的结果与参考信号相加。
6.根据权利要求4或5所述的分数阶多载波多码移多进制差分混沌移位键控调制解调器，其特征在于：所述解调器包括n路乘法器1、n路匹配滤波器、n路采样开关、n*(2P+1)个乘法器2、n*(2P+1)个求和器、平均滤波器、n*2P个相关器、n*2P个判决器、n*2P个星座符号-比特转换器、n*P个并串变换电路；
所述n路乘法器1将接收到的信号与n路同步的载波相乘；所述n路匹配滤波器将与n路同步的载波相乘的信号进行匹配滤波；所述n路采样开关对匹配滤波后的n路信号分别进行时域采样，每路中恢复出1个参考信号序列和2P个信息信号；所述n*(2P+1)个乘法器2是将采样后的信号与Walsh信号相乘；所述n*(2P+1)个求和器是将乘法器2输出的信号进行按列相加；所述平均滤波器是将n个参考信号进行平均；所述n*2P个相关器是将平均后的参考信号与2P个信息信号进行相关；所述n*2P个判决器是将n*2P个相关值分别与门限值比较，根据门限判决输出n*2P路解调的星座符号；所述n*2P个星座符号-比特转换器是将n*2P路解调的星座符号转换为n*P路并行信息比特；所述n*P个并串变换电路实现信息比特的并串转换，得到n个信息包。
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