CN112737999B - 一种实部虚部零填充三模ofdm索引调制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及子载波索引调制领域，具体涉及一种实部虚部零填充三模OFDM索引调制方法及系统，该方法将高阶星座图中的符号点的实部和虚部分量分别看成两个PAM调制，通过对PAM调制星座图进行设计，从同向分量和正交分量两个方面进行零填充三模索引调制，从而将索引比特扩充了一倍。在接收端，采用一种改进的两级LLR解调器，其将检测出活跃子载波的激活样式，以便恢复出原始的比特信息。仿真结果表明，在几乎没有信噪比损失的情况下，实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统较原系统获得了频谱增益。

Description

一种实部虚部零填充三模OFDM索引调制方法及系统

技术领域

本发明属于子载波索引调制领域，特别涉及一种实部虚部零填充三模OFDM索引调制方法及系统。

背景技术

基于子载波索引调制的正交频分复用技术利用开关键控调制来传输信息，被认为是5G无线通信系统的待选技术之一。为了进一步提高系统的数据传输速率，基于索引调制的OFDM(OFDM-IM)系统被提出。在该系统中，信息不仅仅由星座图上的符号点表示，也由子载波的索引表示，实现了系统从两维到三维的突破。OFDM-IM系统利用查表法或组合数法得到活跃子载波的索引，提高了系统的频谱效率和能量效率。为进一步提升系统传输索引比特和符号比特的能力，零填充三模OFDM索引调制(ZTM-OFDM-IM)系统利用两个互无交集的星座图来调制活跃子载波。在该系统中，子载波可由星座图A、星座图B上的符号点或{0}调制，增加了子载波索引的排列模式。由于允许非活跃子载波的存在，该系统兼顾了高频谱效率和能量效率的优势。

近期，为了进一步提高ZTM-OFDM-IM系统的频谱效率，有学者提出了广义ZTM-OFDM-IM(GZTM-OFDM-IM)系统，使得活跃子载波的个数及分配模式可变，从而丰富了子载波索引的排列模式。然而，在高阶星座图(M>2)的条件下，非活跃子载波使得此两种索引调制系统的频谱增益均可忽略不计，限制了系统的应用。因此，一种适用于高阶星座图的零填充三模OFDM系统有待开发。

发明内容

针对背景技术存在的问题，本发明提供了一种实部虚部零填充三模OFDM索引调制(RI-ZTM-OFDM-IM)算法及系统。

为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：一种实部虚部零填充三模OFDM索引调制算法，包括以下步骤：

步骤1、串并转换与比特分离：长度为B的二进制串行比特流经过串并转换，变为并行的数据流；

每P_IQ-ZTM比特输入到一个索引调制模块中得到一帧OFDM信号的一个子帧，一帧包括N个子载波的OFDM信号；系统共有G＝N/n个子帧，n为每个子帧所包含的子载波个数；P_IQ-ZTM＝P₁+P₂，P₁为索引比特，P₂为符号比特；

步骤2、P_IQ-ZTM比特输入子模块比特分离器，被等分为两个长度相等的比特流并分别对同向分量和正交分量同时进行零填充三模索引调制；

步骤2.1、对于同向分量；

步骤2.1.1、P₁/2比特进入索引选择器，从n个子载波中选出k个活跃子载波，得到由星座图M_A上的符号点S_A、星座图M_B上的符号点S_B调制的活跃子载波的索引

其个数分别为k₁和k₂，且k₁+k₂＝k；索引选择器的输出为：J_β,I＝[J_β,I(1)J_β,I(2)...J_β,I(k₁)...J_β,I(k)]；β为第β(1≤β≤G)个子帧；

步骤2.1.2、P₂/2比特输入M_A和M_B组合的两星座图之和的联合映射器，映射成为联合星座图上的符号点；结合步骤2.1.1索引选择器的输出，利用符号点调制相应的活跃子载波，联合映射器的输出为：X_β,I＝[X_β,I(1)X_β,I(2)...X_β,I(k₁)...X_β,I(k)]，β＝1,2,...,G；其中，X_β,I(γ)，γ＝1,2,...,n，取值为S_A或S_B；

步骤2.2、对于正交分量，索引选择器和联合映射器的调制重复步骤2.1.1和步骤2.1.2，其输出分别为J_β,Q与X_β,Q；

其中，P₁比特的前一半和后一半分别输入同向分量和正交分量的索引选择器，生成每个子帧的子载波排列模式，P₂比特的前一半和后一半分别输入同向分量和正交分量的联合映射器进行信号映射；可知：

上式中└·┘表示向下取整，C_n ^k代表二项式系数，即从n个子载波取k个，满足k<n；上式中取2是考虑同向分量和正交分量同时进行索引调制；

步骤3、根据步骤2.1和步骤2.2的输出信号，将同向分量和正交分量分别作为一个子帧的实部和虚部，得第β个子帧表示为：X_β＝X_β,I+jX_β,Q；每一个索引调制模块的输出为：X_i＝X_i,I+jX_i,Q，i＝1,2,...,G；OFDM块生成器将G个索引调制模块的输出进行排列，可得频域上的一帧OFDM信号为：X＝[X(1)X(2)...X(N)]；考虑非活跃子载波的存在则有：X(α)，α＝1,2,...,N的实部和虚部的取值为S_A、S_B或{0}；

步骤4、将步骤3得到的频域OFDM信号进行N点的快速傅里叶反变换IFFT转换到时域；

步骤5、将步骤4的时域OFDM信号经过并串转换、加循环前缀、数模变换和上变频后输入瑞利型频率选择性衰落信道；

步骤6、在接收端，对OFDM信号进行下变频、模数变换、去循环前缀和串并变换；

步骤7、将步骤6的输出信号进行N点的快速傅里叶变换FFT，得到频域上的OFDM接收信号：Y＝[Y(1)Y(2)...Y(N)]，其中，第β组子模块为：Y_β＝[Y_β(1)Y_β(2)...Y_β(n)]；

步骤8、将步骤7的输出信号进行改进的两级对数似然比LLR检测，得到由S_A和S_B调制的活跃子载波的索引；

步骤9、对步骤8的输出信号进行索引比特估计和符号比特估计，恢复出二进制数据流；

步骤10、将步骤8的输出信号输入并串转换器并与原始的二进制信息相比较，得到系统的误比特率。

在上述实部虚部零填充三模OFDM索引调制算法中，步骤8所述改进的两级对数似然比LLR检测包括：

步骤8.1、通过逐个子模块进行检测；以第β个子模块的输出信号首先进行单键的迫零均衡；

步骤8.2、对步骤8.1的输出信号取实部并进行第一级LLR检测，得到活跃子载波的索引；

步骤8.3、根据步骤8.2中的检测结果，对步骤8.1的输出信号取实部并进行第二级LLR检测，得到分别由S_A和S_B调制的子载波索引；

步骤8.4、正交分量的两级LLR检测过程重复步骤8.2和步骤8.3。

在上述实部虚部零填充三模OFDM索引调制算法中，步骤8.1所述迫零均衡表示为：

在上述实部虚部零填充三模OFDM索引调制算法中，步骤8.2所述第一级LLR检测表示为：

式中α＝1,2,...,n，δ_C,i＝M_A∪M_B联合星座图上的第i个符号点，Re(.)表示取实部运算。

在上述实部虚部零填充三模OFDM索引调制算法中，步骤8.3所述第二级LLR检测表示为：

式中S_A,i和S_B,i分别表示星座图A和星座图B上的第i个符号点。

在上述实部虚部零填充三模OFDM索引调制算法中，步骤8.4所述正交分量的两级LLR检测表示为：

式中Im(.)表示取虚部运算。

一种用于实部虚部零填充三模OFDM索引调制算法的系统，包括发送端串并转换和比特分离模块，用于将长度为B的二进制串行比特流转换为并行的数据流，其中每P_IQ-ZTM比特输入到一个索引调制模块中得到一帧OFDM信号的一个子帧，一帧为包括N个子载波的OFDM信号；整个系统共有G＝N/n个子帧，n为每个子帧所包含的子载波个数；

子模块比特分离器模块，将P_IQ-ZTM比特平均分为两个比特流，分别分配给同向分量和正交分量进行零填充三模索引调制；

索引选择器模块，根据P₁/2比特确定每一子帧的子载波激活模式，确定S_A和S_B调制的子载波索引，其个数分别为k₁和k₂，两者满足约束条件：k₁+k₂＝k；

联合映射器模块，用于根据P₂/2比特从联合星座图中选择出符号点来调制相应的活跃子载波；

加法模块，用于把分别作为实部和虚部的同向分量和正交分量相加，得到OFDM信号的一个子帧；

OFDM信号生成器模块，用于对每一个子帧的OFDM信号进行排列，得到频域上的一帧OFDM信号；

N点IFFT模块，通过N点的IFFT运算将索引调制系统的一帧OFDM信号从频域转换到时域；

发送端串并转换、加循环前缀、数模变换和上变频模块，用于对发送端一帧时域OFDM信号进行串并转换、加循环前缀、数字信号变换为模拟信号和基带信号调制为带通信号处理；

接收端下变频、模数转换、去循环前缀和串并转换模块，用于对接收端一帧时域OFDM信号进行带通信号调制为基带信号、模拟信号转换为数字信号、去循环前缀和串并转换处理；

N点FFT模块，通过N点的FFT运算将接收端的一帧OFDM信号从时域转换到频域；

两级对数似然比检测模块，用于采用两级LLR解调算法检测出子载波的激活样式，检测出由S_A和S_B调制的子载波索引；

解索引和解符号模块，根据检测出的子载波激活模式，对照查找表和联合星座图，恢复出索引比特和符号比特；

并串转换和误比特率计算模块，用于将恢复出的并行二进制比特流转换为串行数据流并与原索引比特和符号比特相比较，得到系统的误比特率。

与现有技术相比，本发明的有益效果：在频谱增益方面，通过将高阶星座图在实部和虚部进行映射，本发明对一帧OFDM信号的同向分量和正交分量同时进行基于PAM调制的零填充三模索引调制，从而使得系统对索引比特的传输能力增强了一倍，提高了频谱效率。

附图说明

图1是本发明一个实施例实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统发送端框图；

图2是本发明一个实施例实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统索引调制模块框图；

图3是本发明一个实施例实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统接收端框图；

图4是本发明实施例中QPSK调制分解为两个PAM调制示意图；

图5是本发明实施例中同向分量的星座图A和星座图B；

图6是本发明实施例中正交分量的星座图A和星座图B；

图7是本发明实施例中的实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统误比特率性能曲线示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

为了提高ZTM-OFDM-IM系统在高阶星座图时的频谱效率，本实施例提供了一种实部虚部零填充三模OFDM索引调制(RI-ZTM-OFDM-IM)算法及系统。将高阶星座图中的符号点的实部和虚部分量分别看成两个PAM调制，通过对PAM调制星座图进行设计，本实施例从同向分量和正交分量两个方面进行零填充三模索引调制，从而将索引比特扩充了一倍。在接收端，采用一种改进的两级LLR解调器。仿真结果表明，在几乎没有信噪比损失的情况下，较ZTM-OFDM-IM系统获得了频谱增益。

一种实部虚部零填充三模OFDM索引调制算法，包括如下步骤：

S1，串并转换与比特分离：长度为B的二进制串行比特流经过串并转换，变为并行的数据流，其中每P_IQ-ZTM比特输入到一个索引调制模块中得到一帧OFDM信号的一个子帧，这里一帧为包括N个子载波的OFDM信号。考虑整个系统，共有G＝N/n个子帧，n个每个子帧所包含的子载波个数。

S2，不失一般性，以第β(1≤β≤G)个子帧为例。P_IQ-ZTM比特输入子模块比特分离器，被等分为两个长度相等的比特流并分别对同向分量和正交分量同时进行零填充三模索引调制。以同向分量为例，P₁/2比特进入索引选择器，从n个子载波中选出k个活跃子载波，进一步得到由星座图A(M_A)上的符号点(S_A)、星座图B(M_B)上的符号点(S_B)调制的活跃子载波的索引

其个数分别为k₁和k₂，两者满足约束条件：k₁+k₂＝k。因此，索引选择器的输出可表示为：J_β,I＝[J_β,I(1)J_β,I(2)...J_β,I(k₁)...J_β,I(k)]。

S3，P₂/2比特输入由M_A和M_B组合而成的联合映射器(尺寸为两星座图之和)，映射成为联合星座图上的符号点。结合S2中索引选择器的输出，利用符号点调制相应的活跃子载波，联合映射器的输出为：X_β,I＝[X_β,I(1)X_β,I(2)...X_β,I(k₁)...X_β,I(k)]，β＝1,2,...,G其中X_β,I(γ)，γ＝1,2,...,n可能的取值为S_A、S_B。

S4，对于正交分量，索引选择器和联合映射器的工作原理与S2和S3完全相同，其输出分别表示为J_β,Q与X_β,Q。

S5，系统根据S3和S4的输出信号，将同向分量和正交分量分别作为一个子帧的实部和虚部，可得第β个子帧可表示为：X_β＝X_β,I+jX_β,Q。类似的，系统中每一个索引调制模块的输出可表示为：X_i＝X_i,I+jX_i,Q，i＝1,2,...,G。OFDM块生成器将G个索引调制模块的输出进行排列，可得频域上的一帧OFDM信号为：X＝[X(1)X(2)...X(N)]，由于允许非活跃子载波的存在，X(α)，α＝1,2,...,N的实部和虚部的取值为S_A、S_B或{0}。

S6，将S5得到的频域OFDM信号进行N点的快速傅里叶反变换(IFFT)转换到时域。

S7，将S7的时域OFDM信号经过并串转换、加循环前缀、数模变换和上变频后输入瑞利型频率选择性衰落信道。

S8，在接收端，对OFDM信号进行下变频、模数变换、去循环前缀和串并变换。

S9，将S8的输出信号进行N点的快速傅里叶变换(FFT)，得到频域上的OFDM接收信号，表示为：Y＝[Y(1)Y(2)...Y(N)]。其中，第β组子模块可表示为：Y_β＝[Y_β(1)Y_β(2)...Y_β(n)]。

S10，将S9的输出信号进行改进的两级对数似然比(LLR)检测，得到由S_A和S_B调制的活跃子载波的索引。

S11，对S10的输出信号进行索引比特估计和符号比特估计，恢复出二进制数据流。

S12，将S10的输出信号输入并串转换器并与原始的二进制信息相比较，得到系统的误比特率。

并且，S1中的P_IQ-ZTM＝P₁+P₂，其中P₁为索引比特，P₂为符号比特。在S2中，P₁比特的前一半和后一半分别输入同向分量和正交分量的索引选择器，生成每个子帧的子载波排列模式，P₂比特的前一半和后一半分别输入同向分量和正交分量的联合映射器进行信号映射。分析可知：

其中└·┘表示向下取整，C_n ^k代表二项式系数，即从n个子载波取k个，满足k<n。式中的2是由于同向分量和正交分量同时进行了索引调制。换言之，两种分量被看成是相互独立的，在某一次传输中，同一个子载波的同向分量和正交分量的激活模式可以不同，因此，零填充三模OFDM索引调制(ZTM-OFDM-IM)系统可以看成是一个特例。以QPSK调制为例，将其每个符号点映射到实轴和虚轴上，得到的同向分量和正交分量可被看成两个PAM调制。

假设S3中星座图A被拆分前的尺寸为N_A，星座图B被拆分前的尺寸为N_B，则P₂比特可表示为：

式中的1/2是由于同向分量和正交分量的等效星座图尺寸为原星座图尺寸的1/2次方。

本实施例的频谱效率为：

其中，L_CP为循环前缀的长度，G为一帧OFDM信号的子帧个数。而ZTM-OFDM-IM系统的频谱效率为：

因此，相比于ZTM-OFDM-IM系统，本实施例将索引比特扩充了一倍，从而提高了系统的频谱效率。

当系统采用QPSK调制且n＝4，k₁＝2，k₂＝1时，原系统的频谱效率为2bits/s/Hz，而本实施例的频谱效率为2.67bits/s/Hz，获得了33.3％的频谱增益。

S7中第β组瑞利型频率选择性衰落信道的单位冲激响应系数为H_β，长度为ν。结合S9，收发双方符号点之间的关系可表示为：

Y_β＝diag(X_β)H_β+Z_β,β＝1,2,...,g

其中diag{X_β}表示对角线上的元素为X_β的对角线矩阵，Z_β为频域内第β组加性高斯白噪声，能量为N₀。

S10中的改进的两级LLR检测过程，包括如下步骤：

S10.1，检测是一个子模块一个子模块进行的。不失一般性，以第β个子模块为例，将S10.1的输出信号首先进行单键的迫零均衡；

S10.2，以同向分量为例，对S10.1的输出信号取实部并进行第一级LLR检测，得到活跃子载波的索引；

S10.3，根据S10.2中的检测结果，对S10.1的输出结果取实部并进行第二级LLR检测，得到分别由S_A和S_B调制的子载波索引。

S10.4，正交分量的两级LLR检测过程与S10.2和S10.3完全相同。

S10.1中的均衡过程可表示为：

S10.2中的第一级检测过程可表示为：

式中α＝1,2,...,n，δ_C,i＝M_A∪M_B联合星座图上的第i个符号点，Re(.)表示取实部运算。γ_α越大，子载波是活跃的概率越大，反之，γ_α越小，子载波越是非活跃的概率越大。由于S10.1中的迫零均衡放大了噪声的能量，因此在上式中引入了因子|H_β(α)|²且在欧式距离的计算中不必再考虑H_β(α)的影响。

S10.3中的第二级检测过程可表示为：

式中S_A,i和S_B,i分别表示星座图A和星座图B上的第i个符号点。γ_α ^*越大，该子载波由S_A调制的概率越大，反之，γ_α ^*越小，该子载波由S_B调制的概率越大。

S10.4中正交分量的两级LLR检测的过程可分别表示为：

式中Im(.)表示取虚部运算。

一种实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统，包括以下模块：

发送端串并转换和比特分离模块，用于将长度为B的二进制串行比特流转换为并行的数据流，其中每P_IQ-ZTM比特输入到一个索引调制模块中得到一帧OFDM信号的一个子帧，这里的一帧为包括N个子载波的OFDM信号。考虑整个系统，共有G＝N/n个子帧，n为每个子帧所包含的子载波个数。

子模块比特分离器模块，将P_IQ-ZTM比特平均分为两个比特流，分别分配给同向分量和正交分量进行零填充三模索引调制。

索引选择器模块，根据P₁/2比特确定每一子帧的子载波激活模式，即确定由S_A和S_B调制的子载波索引，其个数分别为k₁和k₂，两者满足约束条件：k₁+k₂＝k。

联合映射器模块，用于根据P₂/2比特从联合星座图中选择出符号点来调制相应的活跃子载波。星座图A和星座图B中的符号点集合互无交集。

加法模块，用于把分别作为实部和虚部的同向分量和正交分量相加，得到OFDM信号的一个子帧。

OFDM信号生成器模块，用于对每一个子帧的OFDM信号进行排列，得到频域上的一帧OFDM信号。

N点IFFT模块，通过N点的IFFT运算将索引调制系统的一帧OFDM信号从频域转换到时域。

发送端串并转换、加循环前缀、数模变换和上变频模块，用于对发送端一帧时域OFDM信号进行串并转换、加循环前缀、数字信号变换为模拟信号和基带信号调制为带通信号处理。

接收端下变频、模数转换、去循环前缀和串并转换模块，用于对接收端一帧时域OFDM信号进行带通信号调制为基带信号、模拟信号转换为数字信号、去循环前缀和串并转换处理。

N点FFT模块，通过N点的FFT运算将接收端的一帧OFDM信号从时域转换到频域。

两级对数似然比检测模块，用于采用两级LLR解调算法检测出子载波的激活样式，即检测出由S_A和S_B调制的子载波索引。

解索引和解符号模块，根据检测出的子载波激活模式，对照查找表和联合星座图，恢复出索引比特和符号比特。

并串转换和误比特率计算模块，用于将恢复出的并行二进制比特流转换为串行数据流并与原索引比特和符号比特相比较，得到系统的误比特率。

具体实施时，如图1所示，为本实施例的实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统发送端框图，包括串并转换和比特分离模块，索引调制模块，OFDM信号生成器模块，N点IFFT模块，发送端串并转换、加循环前缀、数模变换和上变频模块。图2所示为本实施例的实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统索引调制模块框图，包括索引选择器模块，联合映射器模块和加法模块。图3所示为本实施例的实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统接收端框图，包括下变频、模数转换、去循环前缀和串并转换模块，N点的FFT模块，两级LLR解调模块，解索引和解符号模块，并串转换和误比特率计算模块。

假设一个实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统的子载波个数为N，发送端发送的信号可表示为：X＝[X(1)X(2)...X(N)]。每一帧OFDM信号被分为G个子帧，每个子帧包含n＝N/G个子载波。此外，假设一帧OFDM信号携带P_IQ-ZTM比特，其中索引比特为P₁，符号比特为P₂。分析可知，一帧OFDM信号总共可携带m＝P_IQ-ZTM G个比特，P_IQ-ZTM、P₁、P₂均为正整数。

本实施例的实部虚部零填充三模OFDM索引调制算法包括以下步骤：

步骤01，串并转换与比特分离：长度为B的二进制串行比特流经过串并转换，变为并行的数据流，其中每P_IQ-ZTM比特输入到一个索引调制模块中得到一帧OFDM信号的一个子帧，这里的一帧为包括N个子载波的OFDM信号。考虑整个系统，共有G＝N/n个子帧，n个每个子帧所包含的子载波个数。每个子帧包含P_IQ-ZTM比特，其中P₁比特输入索引选择器，用于确定子载波激活样式，P₂比特输入联合映射器进行信号映射。

步骤02，不失一般性，以第β(1≤β≤G)个子帧为例。P_IQ-ZTM比特输入子模块比特分离器，被等分为两个长度相等的比特流并分别对同向分量和正交分量同时进行零填充三模索引调制。以同向分量为例，P₁/2比特进入索引选择器，从n个子载波中选出k个活跃子载波，进一步得到由星座图A(M_A)上的符号点(S_A)、星座图B(M_B)上的符号点(S_B)调制的活跃子载波的索引

其个数分别为k₁和k₂，两者满足约束条件：k₁+k₂＝k。因此，索引选择器的输出，即每个子帧中活跃子载波的索引可表示为：J_β,I＝[J_β,I(1)J_β,I(2)...J_β,I(k₁)...J_β,I(k)]。分析可知，同时考虑同向分量和正交分量，索引比特可表示为：

其中└·┘表示向下取整，C_n ^k代表二项式系数，即从n个子载波取k个，满足k<n。式中的2是由于同向分量和正交分量同时进行了索引调制。以同向分量为例，在每一个子帧中，当n＝4，k₁＝2，k₂＝1时，索引比特和子载波激活样式之间的关系如表1(查找表)所示。

表1

正交分量的查找表与表1完全相同。两种分量可以被看成是相互独立的，在某一次传输中，同一个子载波的同向分量和正交分量的激活模式可以不同，因此，本实施例中的索引比特较ZTM-OFDM-IM系统扩充了一倍。ZTM-OFDM-IM系统作为本实施例的一个特例。如图4所示，以QPSK调制为例，将其每个符号点映射到实轴和虚轴上，得到的同向分量和正交分量可被看成两个PAM调制。

步骤03，P₂/2比特输入由M_A和M_B组合而成的联合映射器(尺寸为两星座图之和)，选择出对应的符号点来调制活跃子载波。结合步骤02中索引选择器的输出，利用符号点调制相应的活跃子载波，联合映射器的输出为：X_β,I＝[X_β,I(1)X_β,I(2)...X_β,I(k₁)...X_β,I(k)]，β＝1,2,...,G其中X_β,I(γ)，γ＝1,2,...,n可能的取值为S_A、S_B和{0}。假设步骤03中星座图A被拆分前的尺寸为N_A，星座图B被拆分前的尺寸为N_B，则P₂比特可表示为：

式中的1/2是由于同向分量和正交分量的等效星座图尺寸为原星座图尺寸的1/2次方，k₁和k₂分别表示由S_A和S_B调制的活跃子载波个数。同向分量和正交分量的联合星座图分别如图5和图6所示。

综上所述，本实施例的频谱效率为：

其中L_CP为循环前缀的长度，G为一帧OFDM信号的子帧个数。而ZTM-OFDM-IM系统的频谱效率为：

因此，相比于ZTM-OFDM-IM系统，本实施例将索引比特扩充了一倍，从而提高了系统的频谱效率。当系统采用QPSK调制且n＝4，k₁＝2，k₂＝1时，原系统的频谱效率为2bits/s/Hz，而本实施例的频谱效率为2.67bits/s/Hz，获得了33.3％的频谱增益。

步骤04，对于正交分量，索引选择器和联合映射器的工作原理与步骤02和步骤03完全相同，其输出分别表示为J_β,Q与X_β,Q。

步骤05，系统根据步骤03和步骤04的输出信号，将同向分量和正交分量分别作为一个子帧的实部和虚部，可得第β个子帧可表示为：X_β＝X_β,I+jX_β,Q。类似的，系统中每一个索引调制模块的输出可表示为：X_i＝X_i,I+jX_i,Q，i＝1,2,...,G。OFDM块生成器将G个索引调制模块的输出进行排列，可得频域上的一帧OFDM信号为：X＝[X(1)X(2)...X(N)]，由于允许非活跃子载波的存在，X(α)，α＝1,2,...,N的实部和虚部的取值为S_A、S_B或{0}。

步骤06，将步骤05得到的频域OFDM信号进行N点的快速傅里叶反变换(IFFT)转换到时域，这一过程可表示为：

x＝[x(1)x(2)...x(N)]＝IFFT{X}＝IFFT([X(1)X(2)...X(N)])

步骤07，将步骤06的时域OFDM信号经过并串转换、加循环前缀、数模变换和上变频后输入瑞利型频率选择性衰落信道。

步骤08，在接收端，对OFDM信号进行下变频、模数变换、去循环前缀和串并变换。

步骤09，将步骤08的输出信号进行N点的快速傅里叶变换(FFT)，得到频域上的OFDM接收信号，表示为：Y＝[Y(1)Y(2)...Y(N)]。第β组子模块可表示为：Y_β＝[Y_β(1)Y_β(2)...Y_β(n)]。设第β组瑞利型频率选择性衰落信道的单位冲激响应系数为H_β，长度为ν。结合步骤09，收发双方符号点之间的关系可表示为：

Y_β＝diag(X_β)H_β+Z_β,β＝1,2,...,g

其中diag{X_β}表示对角线上的元素为X_β的对角线矩阵，Z_β为频域内第β组加性高斯白噪声，能量为N₀。

步骤010，将步骤09的输出信号进行改进的两级LLR检测，得到由S_A和S_B调制的活跃子载波的索引。这一过程包括如下步骤：

步骤0101，检测是一个子模块一个子模块进行的。不失一般性，以第β个子模块为例，将步骤09的输出信号首先进行单键的迫零均衡。这一过程可表示为：

(2)，以同向分量为例，对步骤0101的输出信号取实部并进行第一级LLR检测，得到活跃子载波的索引。这一过程可表示为：

式中α＝1,2,...,n，δ_C,i＝M_A∪M_B联合星座图上的第i个符号点，Re(.)表示取实部运算。γ_α越大，子载波是活跃的概率越大，反之，γ_α越小，子载波越是非活跃的概率越大。由于步骤0101中的迫零均衡放大了噪声的能量，因此在上式中引入了因子|H_β(α)|²且在欧式距离的计算中不必再考虑H_β(α)的影响。

步骤0103，根据步骤0102中的检测结果，对步骤0101的输出结果取实部并进行第二级LLR检测，得到分别由M_A和M_B调制的子载波索引。这一过程可表示为：

式中S_A,i和S_B,i分别表示星座图A和星座图B上的第i个符号点。γ_α ^*越大，该子载波由S_A调制的概率越大，反之，γ_α ^*越小，该子载波由S_B调制的概率越大。

步骤0104，正交分量的两级LLR检测过程与步骤0102和步骤0103完全相同，可表示为：

式中Im(.)表示取虚部运算。

步骤011，利用查表法和计算欧式距离的方法，对步骤010的输出信号进行索引比特估计和符号比特估计，恢复出二进制数据流。

步骤012，将步骤011的输出信号输入并串转换器并与原始的二进制信息相比较，得到系统的误比特率。

实例1

一帧OFDM信号包含子载波个数N＝128；n＝4，k₁＝2，k₂＝1每个子帧的子载波个数n＝4；共有G＝32个子帧；S_A调制的活跃子载波个数k₁＝2；S_B调制的活跃子载波个数k₂＝1；共有k＝k₁+k₂＝3个活跃子载波；ZTM-OFDM-IM系统采用两个互无交集的QPSK与8QAM联合星座图；本例的实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统的同向分量和正交分量分别采用如图5和图6所示的星座图；循环前缀长度L_CP＝16；系统采用瑞利型频率选择性衰落信道，信道长度ν＝10(满足L_CP>ν的条件)；系统一次性能够发送B比特；噪声的能量为N₀；信道估计无误差；不考虑发送端和接收端的频率偏移。分析可知，在本实例中，每个子帧携带12比特信息，频谱效率为2.67bits/s/Hz。

仿真结果如图7所示，图7中横轴表示信噪比，即每比特信息的功率和噪声功率之比。纵轴为误比特率，即错误判决的比特数与总比特数之比。为了证明本实例的优势，在误比特率性能十分接近的条件下，图7也提供了OFDM索引调制和零填充三模OFDM索引调制的仿真结果。每个子帧均包含4个子载波，OFDM索引调制系统采用8QAM进行调制，每个子帧中包含k＝2个活跃子载波；零填充三模OFDM索引调制系统的每个子帧中有k₁＝2个活跃子载波采用QPSK调制，k₂＝1个活跃子载波采用8QAM调制。分析可知，在OFDM索引调制系统中，每个子帧携带8比特信息，频谱效率为1.78bits/s/Hz；在零填充三模OFDM索引调制系统中，每个子帧携带10比特信息，频谱效率为2.22bits/s/Hz。因此，在几乎没有信噪比损失的情况下，本实例相比于前两个系统分别获得了0.89bits/s/Hz和0.45bits/s/Hz的频谱增益，即50％和20％的频谱增益。

同时，分析可知，ZTM-OFDM-IM系统可以看成是本实施例的一个特例。仿真结果表明，在几乎没有信噪比损失的情况下，本实施例较现有技术获得了较高的频谱增益。

本实施例对OFDM信号的同向分量和正交分量同时进行零填充三模索引调制，从而对原系统进行扩展，增强了系统传输索引比特的能力。接收端采用改进的两级LLR解调器，其将检测出活跃子载波的激活样式，以便恢复出原始的比特信息。仿真结果表明，在几乎没有信噪比损失的情况下，实部虚部零填充三模OFDM索引调制系统较原系统获得了频谱增益。

以上仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。

Claims (7)

1.一种实部虚部零填充三模OFDM索引调制方法，其特征是，包括以下步骤：

步骤1、串并转换与比特分离：长度为B的二进制串行比特流经过串并转换，变为并行的数据流；

每P_IQ-ZTM个比特输入到一个索引调制模块中得到一帧OFDM信号的一个子帧，一帧包括N个子载波的OFDM信号；系统共有G＝N/n个子帧，n为每个子帧所包含的子载波个数；P_IQ-ZTM＝P₁+P₂，P₁为P₁个索引比特，P₂为P₂个符号比特；

步骤2、P_IQ-ZTM个比特输入子模块比特分离器，被等分为两个长度相等的比特流并分别对同向分量和正交分量同时进行零填充三模索引调制；

步骤2.1、对于同向分量；

步骤2.1.1、P₁/2个索引比特进入索引选择器，从n个子载波中选出k个活跃子载波，得到由星座图M_A上的符号点S_A、星座图M_B上的符号点S_B调制的活跃子载波的索引，且满足

其个数分别为k₁和k₂，且k₁+k₂＝k；索引选择器的输出为：J_β,I＝[J_β,I(1)J_β,I(2)...J_β,I(k₁)...J_β,I(k)]；β为第β(1≤β≤G)个子帧；

步骤2.1.2、P₂/2个符号比特输入M_A和M_B组合的两星座图之和的联合映射器，映射成为联合星座图上的符号点；结合步骤2.1.1索引选择器的输出，利用符号点调制相应的活跃子载波，联合映射器的输出为：X_β,I＝[X_β,I(1)X_β,I(2)...X_β,I(k₁)...X_β,I(k)]，β＝1,2,...,G；其中，X_β,I(γ)，γ＝1,2,...,n，取值为S_A或S_B；

步骤2.2、对于正交分量，索引选择器和联合映射器的调制重复步骤2.1.1和步骤2.1.2，其输出分别为J_β,Q与X_β,Q；

其中，P₁个索引比特的前一半和后一半分别输入同向分量和正交分量的索引选择器，生成每个子帧的子载波排列模式，P₂个符号比特的前一半和后一半分别输入同向分量和正交分量的联合映射器进行信号映射；可知：

上式中

表示向下取整，C_n ^k代表二项式系数，即从n个子载波取k个，满足k<n；上式中取2是考虑同向分量和正交分量同时进行索引调制；

步骤3、根据步骤2.1和步骤2.2的输出信号，将同向分量和正交分量分别作为一个子帧的实部和虚部，得第β个子帧表示为：X_β＝X_β,I+jX_β,Q；每一个索引调制模块的输出为：X_i＝X_i,I+jX_i,Q，i＝1,2,...,G；OFDM块生成器将G个索引调制模块的输出进行排列，可得频域上的一帧OFDM信号为：X＝[X(1)X(2)...X(N)]；考虑非活跃子载波的存在则有：X(α)，α＝1,2,...,n的实部和虚部的取值为S_A、S_B或{0}；

步骤4、将步骤3得到的频域OFDM信号进行N点的快速傅里叶反变换IFFT转换到时域；

步骤5、将步骤4的时域OFDM信号经过并串转换、加循环前缀、数模变换和上变频后输入瑞利型频率选择性衰落信道；

步骤6、在接收端，对OFDM信号进行下变频、模数变换、去循环前缀和串并变换；

步骤7、将步骤6的输出信号进行N点的快速傅里叶变换FFT，得到频域上的OFDM接收信号：Y＝[Y(1)Y(2)...Y(N)]，其中，第β组子模块为：Y_β＝[Y_β(1)Y_β(2)...Y_β(n)]；

步骤8、将步骤7的输出信号进行改进的两级对数似然比LLR检测，得到由S_A和S_B调制的活跃子载波的索引；

步骤9、对步骤8的输出信号进行索引比特估计和符号比特估计，恢复出二进制数据流；

步骤10、将步骤8的输出信号输入并串转换器并与原始的二进制信息相比较，得到系统的误比特率。

2.如权利要求1所述实部虚部零填充三模OFDM索引调制方法，其特征是，步骤8所述改进的两级对数似然比LLR检测包括：

步骤8.1、通过逐个子模块进行检测；以第β个子模块的输出信号首先进行单键的迫零均衡；

步骤8.2、对步骤8.1的输出信号取实部并进行第一级LLR检测，得到活跃子载波的索引；

步骤8.3、根据步骤8.2中的检测结果，对步骤8.1的输出信号取实部并进行第二级LLR检测，得到分别由S_A和S_B调制的子载波索引；

步骤8.4、正交分量的两级LLR检测过程重复步骤8.2和步骤8.3。

3.如权利要求2所述实部虚部零填充三模OFDM索引调制方法，其特征是，步骤8.1所述迫零均衡表示为：

4.如权利要求2所述实部虚部零填充三模OFDM索引调制方法，其特征是，步骤8.2所述第一级LLR检测表示为：

式中α＝1,2,...,n，N_A为星座图M_A的尺寸，N_B为星座图M_B的尺寸，δ_C,i＝M_A∪M_B联合星座图上的第i个符号点，Re(.)表示取实部运算。

5.如权利要求2所述实部虚部零填充三模OFDM索引调制方法，其特征是，步骤8.3所述第二级LLR检测表示为：

式中，N_A为星座图M_A的尺寸，N_B为星座图M_B的尺寸，S_A,i和S_B,i分别表示星座图A和星座图B上的第i个符号点。

6.如权利要求2所述实部虚部零填充三模OFDM索引调制方法，其特征是，步骤8.4所述正交分量的两级LLR检测表示为：

式中，N_A为星座图M_A的尺寸，N_B为星座图M_B的尺寸，Im(.)表示取虚部运算。

7.用于如权利要求1-6任意一项所述的实部虚部零填充三模OFDM索引调制方法的系统，其特征是，包括发送端串并转换和比特分离模块，用于将长度为B的二进制串行比特流转换为并行的数据流，其中每P_IQ-ZTM个比特输入到一个索引调制模块中得到一帧OFDM信号的一个子帧，一帧为包括N个子载波的OFDM信号；整个系统共有G＝N/n个子帧，n为每个子帧所包含的子载波个数；

子模块比特分离器模块，将P_IQ-ZTM个比特平均分为两个比特流，分别分配给同向分量和正交分量进行零填充三模索引调制；

索引选择器模块，根据P₁/2个索引比特确定每一子帧的子载波激活模式，确定S_A和S_B调制的子载波索引，其个数分别为k₁和k₂，两者满足约束条件：k₁+k₂＝k；

联合映射器模块，用于根据P₂/2个符号比特从联合星座图中选择出符号点来调制相应的活跃子载波；

加法模块，用于把分别作为实部和虚部的同向分量和正交分量相加，得到OFDM信号的一个子帧；

OFDM信号生成器模块，用于对每一个子帧的OFDM信号进行排列，得到频域上的一帧OFDM信号；

N点IFFT模块，通过N点的IFFT运算将索引调制系统的一帧OFDM信号从频域转换到时域；

发送端串并转换、加循环前缀、数模变换和上变频模块，用于对发送端一帧时域OFDM信号进行串并转换、加循环前缀、数字信号变换为模拟信号和基带信号调制为带通信号处理；

接收端下变频、模数转换、去循环前缀和串并转换模块，用于对接收端一帧时域OFDM信号进行带通信号调制为基带信号、模拟信号转换为数字信号、去循环前缀和串并转换处理；

N点FFT模块，通过N点的FFT运算将接收端的一帧OFDM信号从时域转换到频域；

两级对数似然比检测模块，用于采用两级LLR解调算法检测出子载波的激活样式，检测出由S_A和S_B调制的子载波索引；

解索引和解符号模块，根据检测出的子载波激活模式，对照查找表和联合星座图，恢复出索引比特和符号比特；

并串转换和误比特率计算模块，用于将恢复出的并行二进制比特流转换为串行数据流并与原索引比特和符号比特相比较，得到系统的误比特率。

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