CN113597745B - 一种通过噪声估计辅助检测非连续传输(dtx)的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明描述了一种通过噪声估计辅助检测非连续传输(DTX)的方法和装置。该方法包括：处理所述UCI接收器接收的上行链路(UL)上的信号，以将所述接收到的信号转换成可能传输码字(θ1…θi…θN)的似然计算；从所述可能的传输码字(θ1…θi…θN)的似然性计算中确定最大幅度θmax值。该方法包括将所述最大幅度θmax值与选定的、计算的或预定的缩放阈值S.τ进行比较，其中τ是阈值，S是阈值τ的缩放因子。比较步骤是这样的，如果│θmax│2>S.τ，该方法包括：确定所接收的信号包括线性分组编码信号。在该方法中，在所述比较步骤之前，从多个缩放因子选项中选择所述缩放因子S。

Description

一种通过噪声估计辅助检测非连续传输(DTX)的方法和装置
技术领域
本发明涉及一种通过噪声估计辅助检测非连续传输(DTX)的方法和装置。本发明特别(但非排他地)涉及一种改进的方法和装置，用于确定在无线通信系统中上行链路控制信息(UCI)接收机上接收的上行链路(UL)信号包括线性分组编码信号。本发明还涉及一种方法和装置，用于在UCI接收机处改进检测UL上的DTX，特别是对于小分组编码信号。
背景技术
在长期演进(LTE)通信系统中，在下行链路(DL)中，数据有效载荷由传输块承载，这些传输块被编码成码字，这些码字通过称为物理下行链路共享信道(PDSCH)的DL物理数据信道发送。PDSCH码字的调度信息，包括其在子帧中的资源分配及其调制和编码方案，都包含在称为物理下行链路控制信道(PDCCH)的物理控制信道中。通常，接收用户设备(UE)对PDCCH中的消息进行解码，当发现已经有PDSCH被分配给它时，它根据从PDCCH中解码出的调度信息对PDSCH码字进行解码。换句话说，正确解码PDCCH是正确解码PDSCH的前提。
为了防止传输块的丢失，LTE采用了混合自动重传请求(HARQ)方案。在演进型UMTS地面无线接入网(E-UTRA)的物理层中，在UL和DL中都实现了HARQ。E-UTRA中的确认消息表示为HARQ-ACK。
HARQ-ACK可以由UE响应某些PDSCH传输而发送，包括响应于一个或几个确认，肯定的(ACK)或者否定的(NACK)，以响应DL中发送的传输块。HARQ-ACK可以在物理信道物理上行链路控制信道(PUCCH)或物理上行链路共享信道(PUSCH)之一上发送。
但是如果UE无法正确解码PDCCH，则无法正确解码PDSCH，甚至可能不知道需要发送HARQ反馈。这就是所谓的非连续传输(DTX)。
如果eNodeB(基站(BS))检测到ACK而不是DTX，即所谓的ACK误检，则eNodeB将错误地认为相应的DL传输块已正确接收。由于UE没有正确接收到传输块，因此相应的数据将不会传递到介质访问控制(MAC)层，也不会从MAC层传递到无线链路控制(RLC)层。因此，数据将在RLC层中缺失。这将导致RLC层的ARQ重传，从而引入延迟和可能的大量重传，这是非常不希望的。另外，如果错误地检测到一个实际上是DTX的NACK，则eNodeB将会以UE无法解码的方式重传数据包。
如前所述，如果UE未能成功解码PDCCH，就会出现一个问题，即UE不知道分配给它的PDSCH的存在。在这种情况下，UE不会产生ACK/NACK信息。这种情况已经得到了很好的认识，在这种情况下，UE的响应是DTX，即既不向eNodeB发送ACK信号，也不发送NACK信号。由于eNodeB事先并不知道UE是否检测到PDCCH失败，因此它期望或认为，预定位置的符号是ACK/NACK符号，并将其提取出来供ACK/NACK解码器解码。如果eNodeB不考虑DTX的可能性，则ACK/NACK解码器在对提取的符号进行解码后，会向上层返回一个ACK或NACK消息，事实上，这些符号并没有传达任何信息。通常，ACK和NACK消息都同样有可能被返回。
误将DTX检测为ACK的后果比误将DTX检测为NACK的后果对系统性能更不利。
类似地，在5G(或新无线(NR))无线通信系统中，也采用消息反馈方案进行重传控制。ACK或NACK(AN)信号用于指示UE是否成功接收到信号，以及BS是否需要重传数据。如果UE错过了DL控制信号，则UE可能会在DL中遇到DTX，UE将不会向BS发送任何消息回传。但BS需要检测到三种可能的反馈状态之一，即ACK、NACK或DTX，以便重新安排对UE的下一传输。
图1显示了从UE到BS的UL信号控制从BS到UE的DL上的有效负载控制数据和有效负载数据的传输的方法。在图1的示例中，可以看出，在响应从BS到UE的第一“用于有效载荷分配#1的DL控制”消息时，UE在个例子中响应一个UCI“NACK”消息。NACK消息由BS的UCI接收器接收，因此，BS被配置为向UE重发第一“用于有效负载分配#1的DL控制”消息及其相关联的第一“DL有效载荷数据#1”信息。在该示例中，UE然后向UCI接收器返回UCI“ACK”消息，以响应于重传的控制信号消息，因此，BS被配置为随后向UE发送第二“用于有效载荷分配#2的DL控制”消息及其关联的第二“DL有效载荷数据#2”消息(图1中未显示)。因此，图1示出了当UE指示未成功接收DL数据控制消息时，BS如何将数据重传给UE。
相反，图2显示了当UE错过DL数据控制消息时可能发生的情况。在该示例中，UE错过了第一“用于有效负载分配#1的DL控制”消息，因此没有向BS发送ACK/NACK消息作为响应。这种情况代表了一种DTX状态。BS的UCI接收器只接收噪声，但将其处理为包含UL UCI信号，其结果是，在此示例中，UCI错误地检测或确定接收到来自UE的ACK消息，因此输出了错误的ACK消息。这导致BS开始新的控制和有效载荷数据传输以响应错误的ACK消息，例如，“用于有效载荷分配#2的DL控制”等。
对于5G UCI，3GPP技术规范38.212要求支持两类信道码，即极性码和小分组码，分别如图3和4所示。极性码是指有效载荷位数大于11的情况。小分组码是指有效载荷位数等于或小于11的情况。
如图3所示，在传统的基于极化码的接收器中，循环冗余校验(CRC)可以协助检测是否发生了DTX。极性码解码器的输出包括UCI比特，但是CRC校验功能(模块)使基于极性码的接收器一方面能够区分DTX，另一方面能够指示ACK或NACK的UCI比特。
在图4中显示了一个传统的基于小分组码的接收器，在没有CRC功能的情况下，对ACK、NACK或DTX信号的错误检测会导致重传的资源浪费和/或数据包的丢失。在传统的基于小分组码的接收器中，在CRC不可用的情况下，ACK和NACK各自以大约50％的概率发出，其中UE错过了DL控制消息，并且没有向UE发送任何东西，使得BS只收到噪声。在基于小分组码的接收器中，小分组码解码器的输出被假定为UCI比特，导致可能的错误ACK或错误NACK结果。换句话说，没有办法一方面区分DTX，另一方面指示ACK或NACK的UCI比特。
在图4的传统的基于小分组码的UCI接收器中，资源元素(RE)解映射器输出将由均衡器模块处理，以生成均衡信号。然后，该均衡信号将由解调模块进行处理，以产生解调的软比特序列(SEQ)。解调的软比特SEQ将由解扰模块处理，以创建解扰的软比特SEQ。然后，解扰的软比特SEQ将由速率解匹配模块处理，以创建解匹配的软比特SEQ。解匹配的软比特SEQ将通过小分组码模块的解码器进行解码，以生成UCI比特(ACK/NACK)。软比特包括真实信号值，与硬比特不同，硬比特被解析为二进制值。
对于图1和2已经解释过，如果UE丢失DL控制信号，则UE将不会发送UCI ACK/NACK反馈，即出现DTX状态。BS将DTX视为DL传输不成功。如果以及当出现DTX时，则需要重传。但是，如果DTX被误检测为ACK，则不会进行重传。
CN105262568涉及无线通信系统中的ACK/NACK和DTX检测，其中DTX状态阈值是基于信噪比(SNR)的统计来计算的。然而，获得准确的噪声估计可能具有挑战性。
CN102740316涉及一种检测上行链路DTX状态的方法。该方法包括：接收当前小区上行用户设备数据信息；计算与数据信息相对应的置信值，其中该置信值用于反映接收终端进行的数据信息解码的准确性；将所述置信值与预设的DTX判断阈值进行比较；根据比较结果确定所述上行用户设备是否处于DTX状态。在此，预设的DTX判断阈值必须针对不同的信道条件而改变，因此确定DTX判断阈值需要大量的计算工作。
US8315185涉及LTE无线通信系统中的ACK/NACK检测。ACK/NACK检测器具有软解码器和决策器。当满足阈值时，使用阈值来确定来自UE的传输信号是否包含ACK/NACK传输。如果不满足阈值，则确定传输为DTX。阈值是基于软数据位的功率估计。
US8891591公开了一种接收机电路，该接收机电路包括：估计单元，其被配置为估计传输信道的噪声功率；计算单元，其被配置为基于噪声功率来计算决策变量；以及判决单元，其被配置为基于决策变量进行三元决策。
所需要的是一种改进在UCI接收器的UL上检测DTX的方法和/或确定在UCI接收器的UL上接收的信号包括线性分组编码信号的方法。还需要一种用于在无线通信系统中更准确地检测应答(ACK)、否定应答(NACK)和非连续传输(DTX)信号的方法。
发明目的
本发明的一个目的是在一定程度上减轻或避免与确定在UCI接收器上接收到的UL上的信号包括线性分组编码信号的已知方法有关的一个或多个问题。
上述目的通过主权利要求的特征组合来实现；从属权利要求公开了本发明的其他有利实施例。
本发明的另一个目的是提供一种改进的在UCI接收器上检测UL上的DTX的方法。
本发明的另一个目的是提供一种改进的UCI接收器和/或UCI解码器。
本领域技术人员将从以下描述中得出本发明的其他目的。因此，前述目的的陈述不是穷举性的，仅仅是说明本发明的众多目的中的一些。
发明内容
本发明涉及一种在无线通信系统中处理上行链路控制信息(UCI)接收器接收到的信号的方法。该方法包括：处理所述UCI接收器接收到的上行链路(UL)信号，以将所述接收到的信号转换成可能传输的码字(θ1....θi....θN)的似然计算，并从所述似然计算中确定最大幅度θmax值。该方法包括将所述最大幅度θmax值与选定的、计算的或预定的缩放阈值S.τ进行比较，其中τ是阈值，S是阈值τ的缩放因子。比较步骤是这样的，如果|θmax|2>S.τ，该方法包括：确定在所述UCI接收器上接收的UL信号包括线性分组编码信号。在该方法中，在所述比较步骤之前，缩放因子S从多个缩放因子选项中选择。一个缩放因子选项是缩放因子SRE，其是从资源元素(RE)解映射器模块输出端的估计噪声和/或信号功率与来自所述UCI接收器的均衡器模块的估计信道响应的组合得出的。
在第一主要方面，本发明提供了一种在无线通信系统中处理UCI接收器接收到的信号的方法，该方法包括：处理所述UCI接收器接收的UL信号，以将所述接收到的信号转换成可能传输码字(θ1....θi....θN)的似然计算；从所述可能传输码字(θ1....θi....θN)的似然性计算中确定最大幅度θmax值；并将所述最大幅度θmax值与选定的、计算的或预定的缩放阈值S.τ进行比较，其中τ是阈值，S是阈值τ的缩放因子，所述缩放阈值S.τ是缩放因子S和阈值τ的乘积。比较是这样的，如果|θmax|2>S.τ，该方法包括：确定在所述UCI接收器上接收的UL信号包括线性分组编码信号；其中，在所述比较步骤之前，缩放因子S从多个缩放因子选项中选择。
优选地，如果|θmax|2≤S.τ，该方法包括：输出非连续传输(DTX)信号。
在第二主要方面，本发明提供了一种无线通信系统中的UCI接收器，该UCI接收器包括：存储机器可读指令的存储器；以及用于执行机器可读指令的处理器，当处理器执行机器可读指令时，其配置UCI接收器以实施本发明的第一主要方面的方法。
在第三主要方面，本发明提供了一种在无线通信系统中处理UCI接收器接收到的信号的方法，该方法包括：处理所述UCI接收器接收的UL上的信号，以将所述接收到的信号转换成可能传输码字(θ1....θi....θN)的似然计算；从所述可能传输码字(θ1....θi....θN)的似然性计算中确定最大幅度θmax值；并将所述θmax值与选定的、计算的或预定的缩放阈值S.τ进行比较，其中τ是阈值，S是阈值τ的缩放因子，所述缩放阈值S.τ是阈值τ和缩放因子S的乘积，并且缩放因子S是从UCI接收器的资源元素(RE)解映射器模块输出端的估计噪声和/或信号功率与来自所述UCI接收器的均衡器模块的估计信道响应的组合得出的，比较是这样的，如果|θmax|2>S.τ，该方法包括：确定在所述UCI接收器上接收的UL上的信号包括线性分组编码信号。
在第四主要方面，本发明提供了一种无线通信系统中的UCI接收器，该UCI接收器包括：存储机器可读指令的存储器；以及用于执行机器可读指令的处理器，当处理器执行机器可读指令时，其配置UCI接收器以实施本发明的第三主要方面的方法。
本发明概述不一定公开了定义本发明必需的所有特征。本发明可以存在于所公开特征的子组合中。
前面已经相当广泛地概述了本发明的特征，以便更好地理解下面对本发明的详细描述。下面将描述构成本发明权利要求主题的本发明的其他特征和优点。本领域技术人员应该理解，所公开的概念和具体实施例可以容易地用作修改或设计用于实现本发明的相同目的的其他结构的基础。
附图说明
通过以下优选实施例的描述，本发明的前述和进一步的特征将是显而易见的，这些优选实施例仅通过示例的方式结合附图提供，其中：
图1显示BS和UE之间用于重传控制数据和有效载荷数据而进行的消息交换的信号图；
图2显示当BS的UCI接收器确定一个错误ACK消息时，控制数据和有效载荷数据从BS向UE的错误传输的信号图；
图3是5G通信系统的基于极性码的传统接收器的方框示意图；
图4是5G通信系统的基于小分组码的传统接收器的方框示意图；
图5是根据本发明的UCI接收器的方框示意图；
图6是根据本发明一方面的改进的缩放因子确定方法的框图；
图7是示意性地显示由图5的UCI接收器利用图6方法的确定的改进缩放因子来执行本发明方法的步骤图；
图8是根据本发明另一方面的组合缩放因子确定方法的框图；
图9是根据本发明另一方面的缩放因子选择方法的框图；
图10是示意性地显示由图5的UCI接收器利用从所述UCI接收器接收的UL信号的多维DFT导出的缩放因子执行本发明方法的步骤图；
图11是基于由图6方法确定的改进的缩放因子和从在所述UCI接收器上接收的UL上的信号的多维DFT导出的缩放因子的组合缩放因子确定方法的框图；
图12是根据本发明另一方面的缩放因子选择方法的框图。
具体实施方式
以下描述仅通过示例的方式对优选实施例进行描述，并不限于实施本发明所需的特征组合。
本说明书中提到的“一个实施例”是指与该实施例有关的描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。说明书中不同地方出现的短语“在一个实施例中”不一定都是指同一个实施例，也不是与其他实施例互斥的单独的或替代的实施例。而且，描述了各种特征，这些特征可能由一些实施例表现，而不是由其他实施例展现。同样，描述了各种要求，这些要求可能是一些实施例的要求，但不是其他实施例的要求。
应当理解，附图中所示的元件可以以各种形式的硬件、软件或其组合来实现。这些元件可以在一个或多个适当编程的通用设备上以硬件和软件的组合来实现，该通用设备可以包括处理器、存储器和输入/输出接口。
本说明书说明了本发明的原理。因此将理解，本领域技术人员将能够设计出各种安排，这些安排虽然未在本文中明确描述或显示，但它们体现了本发明的原理并包括在其精神和范围内。
此外，本文中所有叙述本发明的原理、方面和实施例及其具实施示例的陈述旨在涵盖其结构和功能上的等同物。另外，意在使这样的等同物包括当前已知的等同物以及将来开发的等同物，即，任何开发的具有相同功能的元件，无论其结构如何。
因此，例如，本领域技术人员将理解，本文呈现的框图表示体现本发明原理的系统和装置的概念图。
附图中所示的各种元件的功能可以由专用硬件以及能够与适当软件联和执行软件的硬件来提供。当由处理器提供时，这些功能可以由单个专用处理器、单个共享处理器或多个单独的处理器提供，其中一些可以共享。此外，明确使用术语“处理器”或“控制器”不应被解释为仅指能够执行软件的硬件，并且可以隐含地包括但不限于数字信号处理器(“DSP”)硬件、用于存储软件的只读存储器(“ROM”)、随机存取存储器(“RAM”)和非易失性存储器。
在本文的权利要求书中，任何表示为执行特定功能的装置的元件旨在涵盖执行该功能的任何方式，例如包括a)执行该功能的电路元件的组合，或b)任何形式的软件，因此，包括固件、微代码等，与适当电路组合，用于执行该软件以执行该功能。由这样的权利要求书定义的本发明在于以下事实：由各种所述装置提供的功能是以权利要求书所要求的方式组合和汇集在一起。因此认为，任何能够提供这些功能的装置都等同于本文所示的装置。
本发明涉及一种准确检测无线通信系统中上行链路控制信息(UCI)中的应答(ACK)、否定应答(NACK)和非连续传输(DTX)信号的方法。它特别适用于基于小分组码的接收机中的DTX检测，其中循环冗余校验CRC不能用于DTX检测。
图5显示根据本发明概念的改进的UCI接收装置100的一个示例性实施例。在所示实施例中，UCI接收装置100可以包括在5G通信系统环境115中运行的通信装置，例如网络节点、网卡或与BS 103通信连接或形成其一部分的网络电路(在图5中用虚线表示)等。尽管本发明的改进的UCI接收装置100不限于在5G通信系统中运行，但可以包括用于4G蜂窝网络或任何蜂窝网络的UCI接收装置。BS 103与一个或多个UE 125进行通信。
UCI接收装置100可以包括用于执行其各种功能的多个功能块。例如，UCI接收装置100包括接收器模块110，其提供接收信号处理并被配置为将接收信号和/或从其提取的信息提供给功能块模块120，例如可以包括各种数据接收器(datasink)、控制元件、用户界面等。尽管接收器模块110被描述为提供接收信号处理，但是应当理解，该功能块可以被实施为提供发送和接收信号处理的收发器。无论接收器110的特定配置如何，实施例包括与接收器模块110相关联布置的信号检测模块130，以根据本发明促进对接收到的信道信号的准确处理和/或解码。信道信号可以经由天线模块105接收。
虽然信号检测模块130被显示作为接收器模块110的一部分来部署(例如包括接收器模块控制和逻辑电路的一部分)，但根据本发明的概念，对这样的部署配置没有限制。例如，信号检测模块130可以被部署为UCI接收装置100的功能块，该功能块与接收器模块110不同，但连接到接收器模块110。例如，信号检测模块130可以使用逻辑电路和/或存储在UCI接收装置100的存储器140中的可执行代码/机器可读指令来实施，以便由处理器150执行，从而执行本文所述的功能。例如，可执行代码/机器可读指令可以存储在一个或多个存储器140(例如随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、闪存、磁存储器、光存储器等)中，适合于存储一个或多个指令集(例如应用软件、固件、操作系统、小程序等)、数据(例如配置参数、运行参数和/或阈值、收集的数据、处理的数据等)等。一个或多个存储器140可以包括关于一个或多个处理器150使用的处理器可读存储器，该处理器150可运行以执行信号检测模块130的代码段和/或利用由此提供的数据来执行本文所述的信号检测模块130的功能。此外，或备选地，信号检测模块130可以包括一个或多个专用处理器(例如，专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、图形处理单元(GPU)等)，其被配置为执行本文所述的信号检测模块130的功能。
图6显示根据本发明的一方面的改进的缩放因子SRE确定方法以及使用此确定的改进的缩放因子来确定DTX状态的框图。缩放因子SRE是从UCI接收装置100的RE解映射器模块输出端的估计噪声和/或信号功率以及来自所述UCI接收装置100的均衡器模块的估计信道响应的组合来确定、计算或导出的。通过改进缩放因子S，DTX状态的确定变得更加准确。改进的缩放因子SRE利用了RE解映射器模块输出端的估计噪声和/或信号功率，该噪声和/或信号功率以前未被有效使用。因此，当|θmax|2>SRE.τ，其中τ是预定阈值时，该方法包括确定在所述UCI接收装置100上接收到的UL上的信号包括线性分组编码信号，反之，当|θmax|2≤SRE.τ，该方法包括确定在所述UCI接收装置100接收到的UL上的信号包括DTX状态。
缩放因子SRE优选地从以下公式得出：
其中，是RE解映射器模块输出端获得的与第r个接收天线对应的估计噪声方差或信号功率；以及
gr,l,k是在均衡器模块之前获得的估计信道响应，作为均衡器模块的输入，其中r包括接收天线索引值，l包括时域索引值，例如OFDM符号索引，k包括频域索引值，例如子载波索引。
图7示意性地显示了一种改进的基于线性分组码的(UCI)接收装置100/200、用于改进的基于线性分组码的(UCI)接收装置100/200的改进的解码器210、以及由包含改进解码器210的信号检测模块130实施的改进和增强方法，其中改进的解码器210用于改进的基于线性分组码的(UCI)接收装置100/200或用于图5的UCI接收装置100。
如以下更详细描述的，包括改进解码器210的信号检测模块130被配置成在无线通信系统中准确地实现对上行链路控制信息(UCI)中的应答(ACK)、否定应答(NACK)和非连续传输(DTX)信号的改进检测或确定。
在一个实施例中，UCI接收装置100/200被配置为接收UL UCI信号作为解映射器输出信号。解映射器输出信号首先在均衡器模块202中以已知方式进行均衡，以提供均衡信号。然后该均衡信号再由解调/解扰模块204以已知方式进行解调和解扰，该解调/解扰模块204输出软比特到改进的解码器210。在图6中，改进的解码器210被示为小分组码解码器210，但将理解，这只是以示例的方式示出。小分组码解码器210被配置为在转换模块210A中处理所述接收信号，以在步骤300中将所述接收信号转换为所述接收信号中可能传输的码字的似然性计算。优选地，可能传输的码字的似然性计算包括所述接收信号的多维离散傅里叶变换(DFT)(θ1....θi....θN)。UL UCI信号在UCI接收装置100/200处从运行在5G通信系统环境115中的UE 125接收，该UE 125通过UL信道与BS 103无线连接。然而，将理解，在UCI接收装置100/200处接收到的信号可能仅包括噪声，在UE 125已经错过了来自BS 103的DL控制消息并且因此UE 125没有发出任何消息或者信号以响应于错过的DL控制消息的情况下。在这种情况下，UCI接收装置100/200预期接收来自UE 125的回复消息，因此将接收到的噪声作为要处理的UL UCI信号。在任一种情况下，小分组码解码器210都处理“接收到的信号”，无论它是来自UE 125的真实UL UCI信号，还是被误认为是来自UE 125的真实UL UCI信号的噪声信号，以将所述信号转换成多维离散傅里叶变换(DFT)(θ1....θi....θN)。
如上所述，图5的信号检测模块130可以包括图7的改进的基于线性分组码(UCI)接收装置100/200的改进的解码器210，在一个实施例中，改进的解码器210可以取代图3中的极性码解码器，其中极性码解码器构成图3的传统的基于极性码的接收器的一部分，或更优选地，在另一个实施例中，如图7所示，改进的解码器210取代构成图4的传统的基于小分组码的接收器的一部分的小分组码解码器。
从该描述中将理解，包括改进解码器210的信号检测模块130可以通过对传统线性分组码解码器的软件、固件和/或硬件中任何一种的改变来实现，尽管也可以只通过改变软件来实现本发明改进的解码器210。
在所述UCI接收装置100/200接收到的UL UCI信号中的可能传输的码字的似然性计算可以表示为似然值。多维DFT(θ1....θi....θN)可以包括所述接收信号的哈达玛德(Hadamard)变换。哈达玛德(Hadamard)变换也称为Walsh-Hadamard变换、Hadamard-Rademacher-Walsh变换、Walsh变换或Walsh-Fourier变换。在本文中，它将被称为“哈达玛德变换”，但涵盖了所述变换的所有形式。
小分组码解码器210的模块210B被配置为在步骤305中根据所述可能的传输码字的似然性计算来确定最大幅度θmax值。最大幅度θmax值可以从包括所述多维DFT(θ1....θi....θN)的多个实数确定或计算。
在传统的UCI接收器中，如图3和4所示，表示ACK或NACK消息的UCI比特是从最大幅度θmax值的索引和符号导出的。类似地，小分组码解码器210的UCI比特模块210C被配置为在步骤310中以已知方式根据最大幅度θmax值的索引和符号来生成UCI比特。
如已经对图4所描述的，在传统的基于小分组码的接收器中，CRC功能额缺失阻止了对接收到的UL UCI信号实际上是指示DTX状态而不是ACK或NACK消息的确定。换句话说，CRC功能的缺失阻止了在DTX和和ACK/NACK之间做出判断。
将所述θmax值或更优选地|θmax|2与选定的、计算的或预定的缩放阈值S.τ进行比较，其中S是阈值τ的缩放因子，所述缩放阈值S.τ是通过将阈值τ乘以缩放因子S得到的。比较是这样的，在|θmax|2>S.τ的情况下，该方法包括：确定在所述UCI接收器上接收的UL上的信号包括线性分组编码信号。
本发明的方法的第一实施例包括：在步骤315，将所述|θmax|2值与缩放阈值SRE.τ进行比较。缩放因子SRE可以由UCI模块210D的DTX检测器通过从UCI接收装置100/200的RE解映射器模块输出端的估计噪声和/或信号功率和来自所述UCI接收装置100/200的均衡器模块202的估计信道响应的组合来估计缩放因子SRE而获得。
用于小分组码解码器210的UCI模块210D的DTX检测器已将预定阈值τ加载到其存储器中。阈值τ优选地从目标检测性能和在所述UCI接收装置100/200的UL上接收到的信号中的检测发生次数得出。目标检测性能可以包括以下任一项：将DTX检测为应答消息(ACK)的目标概率(Pr(DTX→ACK))；将DTX检测为发送消息(TX)的目标概率(Pr(DTX→TX))；或在所述UCI接收装置100/200的UL上接收到的信号中检测到误报的目标概率(Pr(FA))。
优选地，检测发生次数是由所述UCI接收装置100/200在UL上接收的信号中的有效载荷比特的数量和/或编码比特的数量来确定。
阈值τ也可以根据多维DFT(θ1....θi....θN)分布的尾部概率来确定。
更特别的是，阈值τ来自：
其中Q-1(·)是反Q函数(inverse Q-function)；
Pdetect＝1-2Pr(DTX→ACK)，或1-Pr(DTX→TX)，或1-Pr(FA)
Nbit是在所述UCI接收装置100/200的UL上接收的信号中的有效载荷比特和/或编码比特的数量。
在图7中，为了图面的清晰，只示出Pdetect＝1-2Pr(DTX→ACK)。
阈值τ取决于两个输入，即目标概率和有效载荷比特数和/或编码比特数，如上所述。因此，阈值τ可以是预定的并被加载到UCI接收装置100/200的存储器140中。因此，阈值τ不一定需要实时确定。此外，缩放阈值S.τ适合于不同的信道或信道条件，这大大简化了本发明的方法，并减少了信号检测模块130/小分组码解码器210中的计算工作量。
在步骤315，小分组码解码器210被配置为当|θmax|2>S.τ时，确定在所述UCI接收装置100/200的UL上接收的信号是否包括线性分组编码信号。但是，如果|θmax|2≤S.τ，则在步骤315中输出非连续传输(DTX)信号。
在|θmax|2>S.τ的情况下，步骤315可以被增强以根据生成的UCI比特来输出应答(ACK)消息或否定应答(NACK)消息。
关于图7描述的方法仅利用改进的缩放因子SRE，因此可以将以上描述中对S的引用视为对SRE的引用。然而，在以下描述中，S可以包括将要描述的多个缩放因子选项之一，因此对S的引用可以包括对任何所述缩放因子选项的引用。
参照图8，显示了根据本发明另一方面的组合缩放因子SCOMB确定方法，以及使用由此确定的组合缩放因子SCOMB来确定DTX状态的框图。缩放因子SCOMB由改进的缩放因子SRE和适合于确定DTX状态的任何其他缩放因子SOTHER的组合来确定、计算或导出。SOTHER可以包括用于确定DTX状态的已知缩放因子。缩放因子SCOMB＝f(SOTHER,SRE)＝α(SOTHER)λ.(SRE)1-λ,其中λ包括小于1的加权值，α包括组合系数。因此，缩放因子SCOMB是从改进的缩放因子SRE和适合于确定DTX状态的任何其他缩放因子SOTHER的函数导出的。组合系数α可以从有效载荷比特长度导出。在一些实施例中，组合系数α等于1。组合系数α可以是有效载荷比特长度l的sigmoid函数。加权值λ可以大于0.5，但优选等于0.667(或2/3)，尽管它可以取其他值，例如0或1。
在一些实施例中，组合系数α可以采用有效载荷位长l的表达式：
其中，c是缩放系数，l0是恒定偏移量，d是归一化因子，ω是指数，α0是组合系数α的参数。典型参数值可以是c＝0.2，ω＝2，l0＝2，d＝25，α0＝0.945。
因此，在本发明的这一方面，该方法包括：当|θmax|2>SCOMB.τ时，确定在所述UCI接收装置100/200的UL上接收的信号包括线性分组编码信号，反之，当|θmax|2≤SCOMB.τ时，确定在所述UCI接收装置100/200的UL上接收的信号包括DTX状态。
图9显示本发明的另一方面，其中缩放因子S可以从多个缩放因子选项中选择。该方法包括：选择(i)SRE，(ii)SOTHER或(iii)SCOMB之一作为缩放因子S。选择哪个缩放因子选项可以基于一个或多个信号条件。例如，如果RE解映射器模块输出端的估计噪声和/或信号处于可接受的或较好的水平，则可以选择选项(i)；否则，如果UCI有效载荷比特数量很大，则可以选择选项(iii)；否则，选择选项(ii)。在一些实施例中，如果在UCI接收器的编码器模块上未应用掩码，则可以选择选项(ii)；否则，如果应用了掩码，则可以选择选项(iii)。在其他实施例中，如果有效载荷比特长度小于或等于最大未掩码比特(unmask bit)有效载荷长度，则可以选择选项(ii)；否则，如果有效载荷比特长度大于最大未掩码比特有效载荷长度，则可以选择选项(iii)。当分组码长度为32时，最大未掩码有效载荷比特长度可以取值为6。
将要注意的是，选择缩放因子选项的步骤是在将所得的缩放阈值S.τ与最大幅度θmax值(如|θmax|2)进行比较的步骤之前执行的，或者被配置为一个默认选项。
在一些实施例中，SOTHER＝SHAD。图10示意性地显示了根据本发明由图5的UCI接收器100利用从在所述UCI接收器100的UL上接收的信号的多维DFT导出的缩放因子SHAD所执行的方法步骤。
图10示意性地示出了改进的基于线性分组码的(UCI)接收装置100′/200′、用于改进的基于线性分组码的(UCI)接收装置100’/200’的改进的解码器210’A、以及由包括改进解码器210’的信号检测模块130实施的改进和增强方法，该改进解码器210’用于改进的基于线性分组码的(UCI)接收装置100’/200’或用于图5的UCI接收装置100。
如上所述，包括改进解码器210′的信号检测模块130被配置为在无线通信系统的上行链路控制信息(UCI)中准确地实现对应答(ACK)、否定应答(NACK)和非连续传输(DTX)信号的改进检测或确定。
UCI接收装置100’/200’接收UL UCI信号作为RE解映射器输出信号，该信号首先在均衡器模块202’中进行均衡，以提供均衡信号。然后，该均衡信号再由解调/解扰模块204’进行解调和解扰，该解调/解扰模块204’输出软比特到改进的解码器210’。在图10中，改进的解码器210’被示为小分组码解码器210’，但是将理解，这只是通过示例的方式示出。小分组码解码器210’被配置为在转换模块210’A中处理所述接收信号，以在步骤300’中将所述接收信号转换为所述接收信号中可能的传输码字的似然计算。可能传输的码字的似然性计算包括所述接收信号的多维离散傅里叶变换(DFT)(θ1....θi....θN)。UL UCI信号在UCI接收装置100’/200’处从运行在5G通信系统环境115’中的UE 125’接收，该UE通过UL信道与BS103’无线连接。小分组码解码器210’对“接收到的信号”进行处理，无论它是来自UE 125’的真实UL UCI信号，还是被误认为是来自UE 125’的真实UL UCI信号的噪声信号，以将所述信号转换为进入多维离散傅里叶变换(DFT)(θ1....θi....θN)。
在所述UCI接收装置100’/200’处接收到的UL UCI信号中的可能的传输码字的似然计算可以表示为似然值。多维DFT(θ1....θi....θN)可以包括所述接收信号的哈达玛德变换。
小分组码解码器210’的模块210’B被配置为在步骤305中根据所述可能的传输码字的似然计算来确定最大幅度θmax值。
小分组码解码器210’的UCI-比特模块210’C被配置为在步骤310中以已知方式根据最大幅度θmax值的索引和符号来生成UCI比特。
图10所示的本发明方法的第一实施例包括：在步骤315，将所述θmax值与选定的、计算的或预定的缩放阈值SHAD.τ进行比较。缩放因子SHAD可以由用于UCI模块210’D的DTX检测器通过从多维DFT(θ1....θi....θN)估计缩放因子SHAD而获得，但优选地在DFT转换步骤之后通过获得噪声方差的估计来获得。
阈值τ优选以关于图7所述的方式确定。
在步骤315，小分组码解码器210’被配置为，当|θmax|2>SHAD.τ时，确定在所述UCI接收装置100’/200’的UL上接收的信号是否包括线性分组编码信号。但是，在|θmax|2≤SHAD.τ的情况下，在步骤315，输出非连续传输(DTX)信号。
参照图11，其显示了根据本发明又一方面的第二组合缩放因子SCOMB确定方法以及使用由此确定的组合缩放因子SCOMB来确定DTX状态的框图。缩放因子SCOMB由改进的缩放因子SRE和图10的缩放因子SHAD的组合确定、计算或导出。缩放因子SCOMB＝f(SHAD,SRE)＝α(SHAD)λ.(SRE)1-λ，其中，如前所述，λ包括小于1的加权值，α包括组合系数。因此，缩放因子SCOMB是从改进的缩放因子SRE和缩放因子SHAD的函数得出的。组合系数α可以从有效载荷比特长度导出。在一些实施例中，组合系数α等于1。加权值λ可以大于0.5，但是优选地等于0.667，但是可以采用如上所述的其他值。
因此，在本发明这一方面，该方法包括：当|θmax|2>SCOMB.τ时，确定在所述UCI接收装置100/200、100’/200’的UL上接收到的信号包括线性分组编码信号。相反，在|θmax|2≤SCOMB.τ的情况下，该方法包括：确定在所述UCI接收装置100/200、100’/200’的UL上接收的信号包括DTX状态。
图12示出了本发明的另一方面，其中缩放因子S可以从多个缩放因子选项中选择。该方法包括：选择(i)SRE，(ii)SHAD或(iii)SCOMB之一作为缩放因子S。选择哪个缩放因子选项可以基于一个或多个信号条件或其他因素。例如，发现SHAD会导致过高估计噪声方差于方差标度的一端，根本原因是SHAD和|θmax|2都是根据同样的(θ1....θi....θN)的实现而得到的，它们的单调性具有密切的正相关系。因此，在一定条件下，使用SRE比SHAD更好，反之亦然；在又一些条件下，结合SRE提供SCOMB比SHAD更好。但是，请注意，SRE可能会导致噪声方差的低估，尤其是在所用噪声估计方法框架是基于从整体接收信号中减去估计信号部分(使用估计信道得出)的情况。此外，SRE的低估程度可能比SHAD引起的高估程度更显著。因此，优选地，加权值λ大于0.5，优选地高达0.667。模拟结果表明，λ＝2/3(0.667)的值可实现接近所期望的1％的误报率(FAR)。
已经发现，当RE解映射器输出端有一个良好的噪声估计器时，使用选项(i)SRE可以提供很好的结果，其中噪声估计考虑了PUCCH以外的信道/信号特性，因此低估效果会比其他情况要弱。这是首选选项。然而，如果噪声估计较差，且UCI有效载荷比特的数量大，例如大于6，则选项(iii)SCOMB是优选的，因为当UCI有效载荷比特的数量大于6时，3GPP标准38.212要求在SHAD过高估计的影响增加的情况下实施掩码操作。如果选项(i)或(iii)均未被选择，即认为合适，则选择选项(ii)SHAD作为“基准”选项。
因此，可以看出，本发明的前述方面和实施例的方法可以最有用地(尽管不是排他性地)用在不具有CRC功能的基于小分组码的接收器中，如图4所示的接收器，以确定在UCI接收装置100/200、100’/200’的UL上接收到的信号包括线性分组编码信号，此外还检测或确定接收到的信号(不论是真实的还是包含噪声)是否包括来自UE125、125′的ACK消息或来自UE 125、125′的NACK消息。换句话说，以上实施例的方法不仅可以确定接收信号是否包括线性分组编码信号，而且还可以使改进的解码器210、210′能够一方面区分DTX状态，另一方面区分ACK/NACK信号。因此，以上实施例的方法在无线通信系统中对于基于小分组码的接收机中的DTX检测特别有用，其中，循环冗余校验CRC不能用于DTX检测。
因此，在长期演进(LTE)通信系统中，该方法可以用于确定在UCI接收装置100/200、100′/200′的UL上接收的信号包括小分组编码信号，更特别地，以确定包括NR(5G)物理上行链路控制信道(PUCCH)格式(例如PUCCH格式2、PUCCH格式3或PUCCH格式4)的小分组编码信号中的DTX。
可以理解的是，线性分组码可以是里德穆勒(RM)码或基于RM的超码。
输出DTX状态可以包括输出指示所述DTX状态的布尔值或二进制值。
通常，信号功率会随时间变化。例如，在DTX的情况下，接收到的信号只包含噪声，噪声功率随时间的变化并不是恒定的。因此，有必要在一个或多个时间点上估计噪声功率(例如，基于所有(θ1....θi....θN))。否则，由于(θ1....θi....θN)在整体上全部/大部分大，而不是因为(θ1....θi....θN)中θmax确实很突出，从只包括噪声的接收信号得出的最大幅度θmax值可能仍然使得最大幅度θmax值大于阈值τ。将缩放因子S与阈值τ一起使用有助于解决此问题。
在其他实施例中，例如，在我们对很长一段时间内的噪声功率有先验知识的情况下，可以省略缩放因子S。在这种情况下，可以确定UL信道上的噪声不会随时间快速变化，或者确定它遵循一定的分布。这样，就可以将噪声功率当作一个常数或至少是一个已知实体。因此，只要为阈值τ选择一个合适的水平，就不再需要对阈值τ施加一个缩放因子。
本发明还提供了一种存储机器可读指令的非暂时性计算机可读介质140，其中，当机器可读指令由处理器150执行时，它们配置处理器150以实施前述本发明方法。
上述装置可以至少部分地以软件实现。本领域技术人员将理解，上述装置可以至少部分地使用通用计算机设备或使用定制设备来实现。
这里，本文描述的方法和装置的各方面可以在包括通信系统的任何装置上执行。技术的程序方面可以被认为是“产品”或“制品”，典型的形式是可执行代码和/或相关数据，它们可以在某种类型的机器可读介质上携带或体现。“存储”类型的介质包括移动站、计算机、处理器等的任何或全部存储器，或其相关模块，例如各种半导体存储器、磁带驱动器、磁盘驱动器等，它们可以在任何时候为软件编程提供存储。软件的全部或部分有时可通过因特网或其他各种电信网络进行通信。例如，这种通信可以使软件从一台计算机或处理器加载到另一计算机或处理器中。因此，可以承载软件元素的另一种类型的介质包括光波、电波和电磁波，例如通过有线和光学固定线路网络以及通过各种空中链路跨接本地设备之间的物理接口。携带此类波的物理元素，如有线或无线链路、光链路等，也可以被视为承载软件的介质。如本文所使用的，除非限于有形的非暂时性“存储”介质，否则诸如术语计算机或机器“可读介质”是指参与向处理器提供指令以供执行的任何介质。
尽管已经在附图和前面描述中详细示出和描述了本发明，但是同样的内容应被认为是说明性的，而不是限制性的，应理解，已经显示和描述的只是示例性的实施例，并不以任何方式限制本发明的范围。可以理解的是，本文描述的任何特征可以与任何实施例一起使用。说明性实施例并不彼此排斥，也不排斥本文未列举的其他实施例。因此，本发明还提供了包括上述一个或多个说明性实施例的组合的实施例。在不背离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行修改和变型，因此，仅应施加如所附权利要求书所示的限制。
在所附权利要求书和本发明的先前描述中，除非由于明确的语言或必要的暗示，上下文另有要求，否则词语“包括”或诸如“包含”的变体是在包容的意义上使用的，即指明所述特征的存在，但不排除在本发明各种实施例中存在或增加进一步的特征。
应当理解，如果在本文中提及任何现有技术出版物，这种提及并不意味着承认该出版物构成了本领域公知常识的一部分。

Claims (20)

1.一种在无线通信系统中处理上行链路控制信息UCI接收器接收到的信号的方法，该方法包括：
处理所述UCI接收器接收的上行链路UL上的信号，以将所述接收到的信号转换成可能的传输码字的似然计算；
从所述可能的传输码字的似然计算中确定最大幅度θmax值；
将所述最大幅度θmax值与选定的、计算的或预定的缩放阈值S.τ进行比较，其中τ是阈值，S是阈值τ的缩放因子，所述缩放阈值S.τ是阈值τ和缩放因子S的乘积，所述比较是这样的，如果│θmax│2>S.τ，该方法包括：确定在所述UCI接收器上接收的UL上的信号包括线性分组编码信号；
其中，在所述比较步骤之前，从多个缩放因子选项中选择所述缩放因子S。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，如果│θmax│2≤S.τ，该方法包括：输出非连续传输DTX信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述缩放因子选项包括：
(i)S＝SRE，其中SRE是从所述UCI接收器的资源元素RE解映射器模块输出端的估计噪声和/或信号功率与所述UCI接收器的均衡器模块的估计信道响应或在其之前的估计信道响应的组合得出的；
(ii)S＝SOTHER，其中SOTHER是除选项(i)以外的任何方法推导出的合适的缩放因子；
(iii)S＝SCOMB，其中SCOMB是由SRE和SOTHER组合得出的。
4.根据权利要求3所述的方法，其中SCOMB＝f(SOTHER,SRE)＝α(SOTHER)λ.(SRE)1-λ，其中λ包括小于或等于1的加权值，α包括组合系数。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述组合系数α是从有效载荷比特长度导出的。
6.根据权利要求3所述的方法，其中SOTHER＝SHAD，其中SHAD是从所述UCI接收器接收的UL上的信号的多维DFT导出的。
7.根据权利要求6所述的方法，其中SCOMB＝f(SOTHER,SRE)＝α(SOTHER)λ.(SRE)1-λ，其中λ包括小于或等于1的权重值，α为组合系数。
8.根据权利要求7所述的方法，其中λ>0.5，α＝1。
9.根据权利要求3所述的方法，其中，从多个缩放因子选项中选择所述缩放因子S的步骤包括：
如果所述RE解映射器模块输出端的估计噪声和/或信号功率的精度在可接受的水平或更好的水平，则选择选项(i)；否则
如果UCI有效载荷比特的数量大，则选择选项(iii)；否则
选择选项(ii)。
10.根据权利要求3所述的方法，其中，从多个缩放因子选项中选择所述缩放因子S的步骤包括：
如果在所述UCI接收器的编码器模块上没有应用掩码，则选择选项(ii)；否则
如果应用了掩码，则选择选项(iii)。
11.根据权利要求3所述的方法，其中，从多个缩放因子选项中选择所述缩放因子S的步骤包括：
如果有效载荷比特长度小于或等于最大未掩码比特有效载荷长度，
则选择选项(ii)；否则
如果有效载荷比特长度大于最大未掩码比特有效载荷长度，则选择选项(iii)。
12.根据权利要求3所述的方法，其中，S＝SRE，SRE从以下公式导出：
其中是在所述RE解映射器模块输出端获得的对应于第r个接收天线的估计噪声方差或信号功率；
gr,l,k是来自所述均衡器模块的估计信道响应，其中r包括接收机天线索引值，l包括时域索引值，k包括频域索引值。
13.根据权利要求1所述的方法，其中选择所述缩放因子S的步骤被省略，使得所述比较步骤包括：将所述θmax值与所述缩放阈值S.τ进行比较，使得在│θmax│2>S.τ的情况下，该方法包括：确定在所述UCI接收器上接收的UL上的信号包括线性分组编码信号。
14.根据权利要求1所述的方法，其中，可能的传输码字的似然计算包括在UCI接收器上接收的所述UL上的所述信号的多维离散傅里叶变换DFT，并且所述最大幅度θmax值是从包括所述多维DFT的多个实数导出的。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述多维DFT包括所述UCI接收器接收的UL上的信号的哈达玛德变换。
16.根据权利要求1所述的方法，其中所述方法被用来确定在长期演进LTE通信系统中所述UCI接收器上接收的UL上的信号包括小分组编码信号。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述方法被用来确定包括新的无线NR物理上行链路控制信道PUCCH格式的小分组编码信号中的DTX。
18.根据权利要求1所述的方法，其中所述线性分组编码包括里德穆勒RM码或基于RM的超码。
19.一种无线通信系统中的上行链路控制信息UCI接收器，所述UCI接收器包括：
存储机器可读指令的存储器；和
用于执行所述机器可读指令的处理器，当所述处理器执行所述机器可读指令时，它将所述UCI接收器配置为：
处理所述UCI接收器接收的上行链路UL上的信号，以将所述接收到的信号转换成可能传输码字的似然计算；
从所述可能传输码字的似然计算中确定最大幅度θmax值；
将所述最大幅度θmax值与选定的、计算的或预定的缩放阈值S.τ进行比较，其中τ是阈值，S是阈值τ的缩放因子，所述缩放阈值S.τ是阈值τ和缩放因子S的乘积，所述比较是这样的，如果│θmax│2>S.τ，确定在所述UCI接收器上接收的UL上的信号包括线性分组编码信号；
其中，在所述比较步骤之前，从多个缩放因子选项中选择所述缩放因子S。
20.一种在无线通信系统中处理上行控制信息UCI接收器接收到的信号的方法，该方法包括：
处理所述UCI接收器接收的上行链路UL上的信号，以将所述接收到的信号转换成可能传输码字的似然计算；
从所述可能传输码字的似然计算中确定最大幅度θmax值；
将所述最大幅度θmax值与选定的、计算的或预定的缩放阈值S.τ进行比较，其中τ是阈值，S是阈值τ的缩放因子，所述缩放阈值S.τ是阈值τ和缩放因子S的乘积，其中所述缩放因子S是由所述UCI接收器的资源元件RE解映射器模块输出端的估计噪声和/或信号功率和所述UCI接收器的均衡器模块的估计信道响应的组合得出的；所述比较是这样的，如果│θmax│2>S.τ，该方法包括：确定在所述UCI接收器上接收的UL上的信号包括线性分组编码信号。
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