CN113540801B - 一种基于双模传输线设计的大频率比双频天线 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于双模传输线设计的大频率比双频天线，包括介质基板，金属地板，中心导体，矩形移相器，Vivaldi天线，不等长缝隙，单极子，矩形凹槽；金属地板位于中心导体两侧，印刷在介质基板上表面，形成共面波导（CPW）传输线；矩形移相器连接在中心导体上，在毫米波频段将CPW的传输模式从偶模传输转换为奇模传输，在微波频段CPW可以保持偶模传输；Vivaldi天线与两侧金属地板相连，印刷在介质基板上表面；一组不等长缝隙蚀刻在Vivaldi天线的边缘两侧用以提高天线毫米波频段增益；单极子与中心导体相连，延长至距离Vivaldi天线开口处一定长度。本发明具有宽频带特性，实现了所有结构在微波频段和毫米波频段的重复利用，可以满足3.0GHz和30GHz的双频段应用需求。

Description

一种基于双模传输线设计的大频率比双频天线
技术领域
本发明涉及无线通信的技术领域，尤其是指一种基于双模传输线设计的大频率比双频天线。
背景技术
毫米波频谱无线通信作为5G及后5G的关键技术之一，由于其带宽宽、时延低、数据传输速率高等优点，被研究者所广泛关注。然而，由于毫米波的高衰减特性，很难实现远距离覆盖和非视距通信。在此背景下，能够同时支持微波和毫米波频段通信的大频率比天线成为研究的热点课题。
对于大频率比双频天线的设计，最直接的方式就是单独设计微波和毫米波天线单元，然后将两个单元水平或垂直放置在一起，但此种结构高低频天线需要分别占用口径，不可避免地增大了天线整体结构的尺寸。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的缺点和不足，提出了一种基于双模传输线设计的大频率比双频天线，具有频带宽、体积小、馈电结构简单的特点，可以应用于微波和毫米波频段双频通信中。
为了实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：包括介质基板(1)、金属地板(2)、中心导体(3)、矩形移相器(4)、Vivaldi天线(5)、不等长缝隙(6)、单极子(7)、矩形凹槽(8)；
中心导体(3)在位于介质基板(1)中心线上，中心导体(3)两侧有金属地板(2)，下端至介质基板(1)底端形成输入端口，中心导体(3)与金属地板(2)两侧有间隔；
金属地板(2)印刷在介质基板(1)上表面，形成共面波导（CPW）传输线，用于偶模和奇模两种模式传输；
中心导体(3)的下端一侧有矩形移相器4，中心导体3和矩形移相器4与金属地板2间距相同；
所述的Vivaldi天线(5)与两侧金属地板(2)相连，印刷在介质基板(1)上表面，整体结构呈现为从介质基板(1)底部中心垂直向上向两边渐变分开至介质基板(1)左右两侧，从介质基板(1)底部中心垂直向上有一个宽度，其宽度大于等于中心导体(3)；在渐变向两边分开的包络内，介质基板(1)的两侧从下到上等间隔分布有不等长缝隙(6)，不等长缝隙(6)底部长，顶部短；底部不等长缝隙(6)底边水平延伸线的下边两侧金属地板(2)，两侧金属地板(2)左右分布，底部不等长缝隙(6)底边水平延伸线的上边为Vivaldi天线(5)。
所述的渐变向两边分开的包络最上端在介质基板(1)的二分之一以上位置。
所述的矩形移相器(4)是在金属地板(2)向右侧的一个开口；所述的矩形移相器(4)与中心导体(3)为一体，与三边的金属地板(2)间距一致，矩形移相器(4)在毫米波频段将CPW的传输模式从偶模传输转换为奇模传输，在微波频段CPW可以保持偶模传输。
所述的不等长缝(6)隙蚀刻在Vivaldi天线(5)的边缘两侧，用以提高天线毫米波频段增益。
所述的中心导体(3)与单极子(7)相连，中心导体(3)至介质基板(1)底侧，单极子(7)垂直向上至介质基板(1)的上端，与介质基板(1)上边缘留有间隔；中心导体(3)为长方条形体，至介质基板(1)中间位置；单极子(7)是两侧带有矩形凹槽(8)的长方条形体。
所述的矩形凹槽(8)是等间距从上至中心导体(3)连接处的均匀分布凹槽，凹槽以中心导体(3)向上的延伸线左右对称分布；矩形凹槽(8)通过蚀刻在PCB板上。
所述的Vivaldi天线(5)在微波频段作为单极子(7)的馈电结构，在毫米波频段作为辐射结构，所述的蚀刻有矩形凹槽(8)的单极子(7)在微波频段作为辐射结构产生全向辐射，在毫米波频段用于提高天线增益。
所述介质基板(1)的介电常数为3.55，损耗角为0 .0027。
所述的单极子(7)改变长度用以提高Vivaldi天线的增益，蚀刻的不等长的缝隙和矩形凹槽用以提高天线在毫米波频段的增益。
所述的输入端口的|S11|参数回波损耗在2.34–3.69 GHz和22.5–40.0 GHz频段范围内，S11的数值小于-10dB，相对带宽分别为44.7%和56.0%。
本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
1、本发明天线具有宽频带、大频率比特性，微波频段的偶极子天线工作在3.0 GHz频段，频率范围为2.34–3.69 GHz，即-10dB 阻抗带宽为44.7％，毫米波频段的线性渐变缝隙天线工作在30 GHz频段,频率范围为22.5–40.0 GHz，即-10dB 阻抗带宽为56.0％，高低频天线的频率比10。
2、本发明天线结构紧凑，所有结构都实现了重复利用。Vivaldi天线在微波频段可以为单极子馈电，在毫米波频段则作为辐射结构；单极子则是微波频段的辐射结构，并可以增强毫米波频段天线的增益，改善方向图波束指向。
3、本发明天线馈电结构简单，只需要单个端口馈送，CPW传输偶模，矩形移相器不改变微波频段的传输模式，可以馈送单极子；而在毫米波频段，矩形移相器将传输模式从偶模转变为奇模，使得两侧地板电流方向相反，得以馈送Vivaldi天线。
4、本发明天线两个工作频段的频率范围可以独立调节。
5、本发明天线结构紧凑，剖面低，基于介质基板的加工工艺成熟，成本低，制作过程简单，成品率高，可以满足大频率比双频天线低造价的要求。
附图说明
图1为本发明实施例的一种基于双模传输线设计的大频率比双频天线的正面图；
图2为本发明实施例的一种基于双模传输线设计的大频率比双频天线在不同天线状态下毫米波频段的天线增益；
图3为本发明实施例的一种基于双模传输线设计的大频率比双频天线在不同频段回波损耗的仿真结果曲线；
图4本发明实施例的一种基于双模传输线设计的大频率比双频天线在不同频段增益的仿真结果曲线。
其中，1-介质基板、2-金属地板、3-中心导体、4-矩形移相器、5-Vivaldi天线、6-不等长缝隙、7-单极子、8-矩形凹槽。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本发明进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
如图1所示，本发明实施例所提供的一种基于双模传输线的大频率比双频天线，包括介质基板1、金属地板2、中心导体3、矩形移相器4、Vivaldi天线5、不等长缝隙6、单极子7、矩形凹槽8；
中心导体3在位于介质基板1中心线上，中心导体3两侧有金属地板2，下端至介质基板1底端形成输入端口，中心导体3与金属地板2两侧有间隔；
金属地板2印刷在介质基板1上表面，形成共面波导（CPW）传输线，用于偶模和奇模两种模式传输；
中心导体3的下端一侧有矩形移相器4，中心导体3和矩形移相器4与金属地板2间距相同；
所述的Vivaldi天线5与两侧金属地板2相连，印刷在介质基板1上表面，整体结构呈现为从介质基板1底部中心垂直向上向两边渐变分开至介质基板1左右两侧，从介质基板1底部中心垂直向上有一个宽度，其宽度大于等于中心导体3；在渐变向两边分开的包络内，介质基板1的两侧从下到上等间隔分布有不等长缝隙6，不等长缝隙6底部长，顶部短；底部不等长缝隙6底边水平延伸线的下边两侧金属地板2，两侧金属地板2左右分布，底部不等长缝隙6底边水平延伸线的上边为Vivaldi天线5。
渐变向两边分开的包络最上端在介质基板1的二分之一以上位置。
所述的中心导体3右侧的金属地板2有矩形移相器4，矩形移相器4是在金属地板2向右侧的一个开口。所述的矩形移相器4与中心导体3为一体，与三边的金属地板2间距一致，矩形移相器4在毫米波频段将CPW的传输模式从偶模传输转换为奇模传输，在微波频段CPW可以保持偶模传输。
所述的不等长缝6隙蚀刻在Vivaldi天线5的边缘两侧，用以提高天线毫米波频段增益。
所述的中心导体3与单极子7相连，中心导体3至介质基板1底侧，单极子7垂直向上至介质基板1的上端，与介质基板1上边缘留有间隔；中心导体3为长方条形体，至介质基板1中间位置；单极子7是两侧带有矩形凹槽8的长方条形体。
所述的矩形凹槽8是等间距从上至中心导体3连接处的均匀分布凹槽，凹槽以中心导体3向上的延伸线左右对称分布；矩形凹槽8通过蚀刻在PCB板上。
所述的Vivaldi天线5在微波频段作为单极子7的馈电结构，在毫米波频段作为辐射结构。
所述的蚀刻有矩形凹槽8的单极子7在微波频段作为辐射结构产生全向辐射，在毫米波频段用于提高天线增益。
所述介质基板1的介电常数为3.55，损耗角为0 .0027。
调整本实施例的基于结构复用的大频率比双频天线的尺寸参数后， 通过计算和电磁仿真，对本实施例的大频率比双频天线进行了仿真验证。
如图2所示，给出了本发明天线在是否加载某些结构时毫米波频段的天线增益。从图中可以看出单极子7改变长度可以提高Vivaldi天线的增益，蚀刻的不等长的缝隙和矩形凹槽用以进一步提高天线在毫米波频段的增益；相比于最原始没有加载单极子7结构时，在25-40 GHz的频段范围内，天线增益平均提高了1.5dBi左右。
如图3所示，给出了该双频天线输入端口的|S11|参数回波损耗仿真结果的曲线，从图中可以看出，在2.34–3.69 GHz和22.5–40.0 GHz频段范围内，S11的数值小于-10dB，相对带宽分别为44.7%和56.0%。
如图4所示，给出了本发明天线的增益在微波和毫米波频段仿真结果的曲线，可以看到，在上述频段范围内，最大增益分别为3.1dBi和12.7dBi；仿真结果表明本发明的基于结构复用的大频率比双频天线具有较宽的带宽，较大的频率比。
上述实施例中，所述介质基板1采用Rogers RO4003；所述金属地板2，中心导体3，矩形移相器4，Vivaldi天线5，单极子7采用的金属为铝、铁、锡、铜、银、金和 铂的任意一种，或为铝、铁、锡、铜、银、金和铂任意一种的合金。
本发明具有加工工艺成熟，成本低，制作过程简单，成品率高，可以满足基于双模传输线设计的大频率比双频天线的制造需求。

Claims (10)

1.一种基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：包括介质基板(1)、金属地板(2)、中心导体(3)、矩形移相器(4)、Vivaldi天线(5)、不等长缝隙(6)、单极子(7)、矩形凹槽(8)；
中心导体(3)在位于介质基板(1)中心线上，中心导体(3)两侧有金属地板(2)，下端至介质基板(1)底端形成输入端口，中心导体(3)与金属地板(2)两侧有间隔；
金属地板(2)印刷在介质基板(1)上表面，形成共面波导（CPW）传输线，用于偶模和奇模两种模式传输；
中心导体(3)的下端一侧有矩形移相器（4），中心导体（3）和矩形移相器（4）与金属地板（2）间距相同；
所述的Vivaldi天线(5)与两侧金属地板(2)相连，印刷在介质基板(1)上表面，整体结构呈现为从介质基板(1)底部中心垂直向上向两边渐变分开至介质基板(1)左右两侧，从介质基板(1)底部中心垂直向上有一个缝隙，其宽度大于等于中心导体(3)；在渐变向两边分开的包络内，在Vivaldi天线(5)的两侧从下到上等间隔分布有不等长缝隙(6)，多个不等长缝隙(6)从顶部到底部长度依次增加；底部的不等长缝隙(6)底边水平延伸线的下方为金属地板(2)，两侧金属地板(2)左右分布，底部的不等长缝隙(6)底边水平延伸线的上方为Vivaldi天线(5)。
2.根据权利要求1所述的基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：所述的渐变向两边分开的包络最上端在介质基板(1)的二分之一以上位置。
3.根据权利要求1所述的基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：所述的矩形移相器(4)是设置在金属地板(2)向右侧的一个开口处；所述的矩形移相器(4)与中心导体(3)为一体，与三边的金属地板(2)间距一致，矩形移相器(4)在毫米波频段将共面波导（CPW）的传输模式从偶模传输转换为奇模传输，在微波频段共面波导（CPW）可以保持偶模传输。
4.根据权利要求1所述的基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：所述的不等长缝隙(6)隙蚀刻在Vivaldi天线(5)的边缘两侧，用以提高天线毫米波频段增益。
5.根据权利要求1所述的基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：所述的中心导体(3)与单极子(7)相连，中心导体(3)至介质基板(1)底侧，单极子(7)垂直向上至介质基板(1)的上端，与介质基板(1)上边缘留有间隔；中心导体(3)为长方条形体，至介质基板(1)中间位置；单极子(7)是两侧带有矩形凹槽(8)的长方条形体。
6.根据权利要求5所述的基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：所述的矩形凹槽(8)是等间距从上至中心导体(3)连接处的均匀分布凹槽，凹槽以中心导体(3)向上的延伸线左右对称分布。
7.根据权利要求5所述的基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：所述的Vivaldi天线(5)在微波频段作为单极子(7)的馈电结构，在毫米波频段作为辐射结构，所述的蚀刻有矩形凹槽(8)的单极子(7)在微波频段作为辐射结构产生全向辐射，在毫米波频段用于提高天线增益。
8.根据权利要求5所述的基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：所述介质基板(1)的介电常数为3.55，损耗角为0 .0027。
9.根据权利要求1所述的基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：所述的单极子(7)改变长度用以提高Vivaldi天线的增益，蚀刻的不等长的缝隙和矩形凹槽用以提高天线在毫米波频段的增益。
10.根据权利要求1所述的基于双模传输线的大频率比双频天线，其特征是：所述的输入端口的|S11|参数回波损耗在2.34–3.69 GHz和22.5–40.0 GHz频段范围内，S11的数值小于-10dB，相对带宽分别为44.7%和56.0%。
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