CN113364371A - 一种无刷直流电机转矩脉动抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无刷直流电机转矩脉动抑制方法，结合优化滑模观测器获取反电动势，用于实时转矩计算，与自适应模糊PID控制器相结合，对电机转矩直接进行控制，通过优化电流预测模型输出不同转速下的PWM占空比信号对换相期间开关管进行控制，实现换相期间转矩脉动抑制。本发明能够实现无刷直流电机稳定速度运行，转矩脉动小的控制效果。对无刷直流电机在电动车驱动领域的应用有着重要价值。

Description

一种无刷直流电机转矩脉动抑制方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术，特别是一种无刷直流电机转矩脉动抑制方法。

背景技术

数据显示，我国目前电动汽车保有量为492万辆，相比于大约2.81亿辆燃 油机动车而言，电动汽车市场占有率仅为1.75％，这同时也反映出我国电动汽车 推广市场潜力巨大。无刷直流电机因具有结构简单、运行可靠、无火花干扰、输 出转矩大等优点，被广泛应用于电气传动领域，也是电动车驱动电机的研究热点。 但是由于无刷直流电机结构特性使其在运行时有明显的转矩脉动，限制了其进一 步发展和应用。

现有的无刷直流电机控制技术，均不能在较宽速度调节范围和负载变化的情 况下保证恒转矩输出，盛田田在《一种使用重叠换相法的无刷直流电机平均转矩 控制》一文中采用了一种通过延迟关断相导通时间，提前导通相开通时间，产生 了一个重叠换相区的方法，但这个方法的重叠区的时间不好控制，需要采用比较 高频的电流采样技术，增加了实际应用难度。杨建飞在《无刷直流电机无磁链观 测直接转矩控制》一文中采用了一种直接自控制方法，实现了稳定的转矩性能， 但是对于换相期间电流变化率没有考虑，会造成换相期间的转矩脉动。

本发明克服了实时转矩精确观测困难的缺点，使用优化电流预测模型方法抑 制了换相期间转矩脉动，改进和优化了传统直接转矩控制方法。

发明内容

本发明的目的在提出一种无刷直流电机转矩脉动抑制方法，能够更好的抑制 无刷直流电机运行过程中的转矩脉动。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种无刷直流电机转矩脉动抑制方法， 通过改进型直接转矩控制算法控制输出转矩，步骤如下：

步骤1、通过自适应模糊PID控制器处理给定速度，获得给定转矩；

步骤2、通过优化滑模观测器估算电机反电动势，进而获得实时转矩；

步骤3、对给定转矩和实时转矩进行滞环比较，获得输出空间电压矢量；

步骤4、将空间电压矢量输入到优化电流预测模型的表达式，获得输出PWM 调制信号，用于控制输出转矩。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：

(1)采用自适应模糊PID控制器通过自动调节PID控制参数的方式，来适 应不同的环境变化，进一步提高系统的抗干扰能力和控制效果。

(2)通过优化滑模观测器获取电机的三相反电动势，计算实时转矩。该种 方法只需要电机的三相电压值和三相相电流值以及一些无刷直流电机的参数，就 能完成实时反电动势的精确观测，完成实时转矩计算。

(3)使用优化电流预测模型。分别在高速模式和低速模式下，对换相阶段 关断相或导通相和非换相相同时进行PWM信号调制，控制输出转矩，有效的抑 制了换相期间的转矩脉动。

(4)增加了电机整体控制系统的稳定性和抗干扰能力，实现系统在较宽调 速范围内的转矩脉动抑制。

附图说明

图1为改进型直接转矩控制算法总框图。

图2为无刷直流电机等效电路图。

图3为自适应模糊PID控制器结构图。

图4为优化滑模观测器原理图。

图5为转速对比图，其中图(a)传统DTC速度波形图，图(b)改进型DTC速 度波形图。

图6为转矩对比图，其中(a)传统DTC转矩波形图，(b)改进型DTC转矩波 形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合具体实施例， 对此发明作进一步说明：

结合图1～图4，本发明所述的一种无刷直流电机转矩脉动抑制方法，包括以 下步骤：

步骤1，通过自适应模糊控制器处理给定速度，获得给定转矩，具体如下：

将给定速度送入自适应模糊PID控制器中，根据电机参数和负载参数对PID 控制器的比例参数K_p、积分参数K_i、微分参数K_d进行在线调整，获得给定转矩 T_e*。

由于电动车用无刷直流电机控制是一种非线性系统，其所运行的环境温度和 负载有着很大的变化，当外界参数发生变化后，传统PI控制器的控制效果和精 度就会有所下降。自适应模糊PID控制器通过自动调节PID控制器参数的方式， 来适应不同的环境变化。可以达到提高系统的抗干扰能力和控制效果，实现转速 的动态调整控制。

步骤2、通过优化反电动势滑模观测器获取反电动势，获得实时转矩，具体 如下：

传统的转矩计算方法将无刷直流电机的定子电压和电流进行坐标变换，将得 到的两相正交坐标系下的电压和电流分量进行积分运算，最后得到定子磁链幅值 和相位，结合转子的位置角计算出实时转矩。该种方法计算相对复杂。

优化滑模观测器计算，只需要三相的电压电流和一些无刷直流电机的参数， 就能完成电实时转矩的计算。

步骤2.1，结合无刷直流电机的数学模型：

上式中，电机定子侧三相电压值分别是u_a、u_b、u_c，三相相电流值为i_a、i_b、 i_c，R是定子绕组阻值，L是定子绕组自感值，M是定子绕组互感值，三相空载 反电势分别是e_a、e_b、e_c，t是时间。

步骤2.2，由于无刷直流电机的三相对称结构，下边以A相为例得到其状态 方程：

步骤2.3，将定子电流误差作为滑动超平面：

上式中S₁是滑动超平面函数，

是A相相电流估计值。

步骤2.4，就可以推出滑模观测器：

式中K₁为增益，sgn是一种符号函数，其他为各个变量的估计值，使用连续 的光滑的反正切函数代替符号函数后，可以解决原本的阶跃和不连续问题。

步骤2.5，反正切函数其数学形式为：

G(x)＝arctan(x)

步骤2.6，优化后的滑模观测器是：

其中

是A相相电流估计值，t是时间，R是定子绕组阻值，L是定子绕组 自感值，M是定子绕组互感值，

是A相反电动势估计值，u_a是A相电压值， K₁为滑模增益，G是一种连续光滑的反正切函数置换符号函数，

是定子电 流观测动态误差。

步骤2.7，同理计算出B相反电动势估计值

C相反电动势估计值

进 一步计算直流无刷电机的实时转矩：

其中T_e是实时转矩，i_a是A相相电流值、i_b是B相相电流值、i_c是C相相 电流值，ω_m为转子机械角速度，由霍尔位置传感器计算所得。

步骤3、对给定转矩和实时转矩进行滞环比较，获得输出空间电压矢量；空 间电压矢量选择器通过查询开关表选择输出空间电压矢量，与传统直接转矩控制 的开关表相比，本发明将定子磁链幅值判断模块删除，在避免重复控制输出矢量 的基础上加快了运算速度，具体如下：

步骤3.1，给定转矩T_e*减去实时转矩T_e得到转矩误差ΔT，当转矩误差ΔT 大于转矩滞环比较器的滞环宽度，转矩滞环比较器输出控制量τ＝1，表示此时应 增大转矩输出；当转矩误差ΔT小于转矩滞环比较器的滞环宽度，转矩滞环比较 器输出控制量τ＝0，表示此时应减小转矩输出。

步骤3.2，结合转矩滞环比较器输出τ和转子所在扇区θ_r的值，通过空间电 压矢量选择表选择合适的输出空间电压矢量。空间电压矢量选择表如下所示：

表1空间电压矢量选择表

θ_r表示转子所在扇区，V0表示000000，V1表示100001，V2表示001001， V3表示011000，V4表示010010，V5表示000110，V6表示100100。

步骤4、将空间电压矢量输入到优化电流预测模型，获得输出PWM调制信 号，用于控制输出转矩。传统直接转矩控制没有考虑换相期间电流变化率对转矩 的影响，本发明将电流预测和换相重叠法相结合组成优化电流预测模型。在换相 阶段，通过延迟关断相关断时间，对关断相和非换相相同时进行PWM调制，使 得非换相相电流在换相期间保持稳定，达到换相转矩脉动抑制的效果，具体如下：

步骤4.1，当无刷直流电机运行在高速运行状态，假设处于A相关闭，B相 导通，C相保持不变状态时，因为关断相A相电流变化速率较快，我们延迟A 相关断时间，并对其进行PWM调制：

上式中D_A是占空比，在换相期间e_a＝e_b＝E，e_c＝-E，u_a是A相电压，u_b是B 相电压，u_c是C相电压，u_d是直流侧电压。u_n是中性点电压，R是定子绕组阻值， L是定子绕组自感值，t是时间。

步骤4.2，由于无刷直流电机的三相对称原理有：

i_a+i_b+i_c＝0

上式中i_a是A相相电流，i_b是B相相电流，i_c是C相相电流。

步骤4.3，u_a和u_c相减可以推出：

上式中，u_ac是AC相线电压，E是反电动势值，D_A是A相输出占空比。

步骤4.4，同理得到u_bc如下：

上式中，u_bc是BC相线电压。

步骤4.5，可以推出：

步骤4.6，可以推出：

步骤4.7，因为此时i_c是负值，大小为i：

步骤4.8，离散化处理后得到优化电流预测模型的表达式：

上式中u_ac(t)是t时刻AC两相的线电压值，R是定子绕组阻值，i(t)是t时刻 C相电流值，L是定子绕组自感值，T是电流采样周期，i^*(t+1)是t+1时刻C相 电流值，E(t)是t时刻C相反电动势值，u_d是直流侧电压值，D_A是A相输出占空 比。

步骤4.9，则高速运行时关断相和非换相相的输出PWM调制信号的占空比 为：

上式中，d₀是高速运行时关断相和非换相相通用输出PWM占空比。

步骤4.10，同理，当电机处于低速运行时，由AC导通变换到BC导通时， 优化电流预测模型的表达式为：

上式中u_bc(t)是t时刻BC两相的线电压值，D_B是导通相B相输出占空比。

步骤4.11，则低速运行时导通相和非换相相的输出PWM调制信号的占空比 为：

上式中，d₁是低速运行时导通相和非换相相通用输出PWM占空比。

在换相阶段，延迟关断相关断时间或导通相开通时间，通过优化电流预测模 型的表达式计算，输出占空比为d₀或d₁的PWM调制信号，之后对关断相或导 通相和非换相相同时控制，使得非换相相电流在换相期间保持稳定，减少换相转 矩脉动的产生。

实施例

实施例中，三相无刷直流电动机的参数如下表所示。

表2无刷直流电机参数表

本实施例中，设定额定转速2500r/min，负载转矩为6N·m，采样周期和开关 频率为10kHz。

图5转速波形对比图，在实验中给定转速为2500r/min，并在0.1s时突然增 加6N·m负载。传统DTC控制方法下转速超调量为8％，并在突加负载之后降低 18％，对比而言，在本发明的控制方法下，超调量较传统DTC方法有所减小， 且在突加负载之后转速只下降10％，并且在经0.03s的调整之后迅速回到给定值2500r/min。

图6转矩波形对比图，如图所示，本发明的控制方法在突加给定负载之后转 矩更加稳定，换相期间转矩脉动减小，整体运行过程中实时转矩脉动也相对减少。 具体实验结果如下表：

表3传统DTC方法和本发明控制方法转矩脉动对比

从上边结果可以看出：

(1)本发明使用的一种无刷直流电机转矩脉动抑制方法可以有效的降低无 刷直流电机在换相期间的转矩脉动，达到换相转矩脉动抑制的目的。

(2)本发明使用了改进型直接转矩控制算法，可以有效的抑制电机运行期 间的转矩脉动，使电机的整体运行更加平稳。

Claims (5)

1.一种无刷直流电机转矩脉动抑制方法，通过改进型直接转矩控制算法控制输出转矩，其特征在于，步骤如下：

步骤1、通过自适应模糊PID控制器处理给定速度，获得给定转矩；

步骤2、通过优化滑模观测器估算电机反电动势，进而获得实时转矩；

步骤3、对给定转矩和实时转矩进行滞环比较，获得输出空间电压矢量；

步骤4、将空间电压矢量输入到优化电流预测模型，获得输出PWM调制信号，用于控制输出转矩。

2.根据权利要求1所述的无刷直流电机转矩脉动抑制方法，其特征在于：所述步骤1中，通过自适应模糊PID控制器处理给定速度，获得给定转矩，具体如下：

将给定速度送入自适应模糊PID控制器中，根据电机参数和负载参数对PID控制器的比例参数K_p、积分参数K_i、微分参数K_d进行在线调整，获得给定转矩T_e*。

3.根据权利要求1所述的无刷直流电机转矩脉动抑制方法，其特征在于：所述步骤2中，通过优化滑模观测器获取反电动势，进而获得实时转矩，具体如下：

通过采集无刷直流电机实时的三相电压值和三相相电流值，结合无刷直流电机数学模型，建立优化滑模观测器，优化滑模观测器为：

其中

是A相相电流估计值，t是时间，R是定子绕组阻值，L是定子绕组自感值，M是定子绕组互感值，

是A相反电动势估计值，u_a是A相电压值，K₁为滑模增益，G是一种连续光滑的反正切函数置换符号函数，

是定子电流观测动态误差；

同理计算出B相反电动势估计值

C相反电动势估计值

进一步计算直流无刷电机的实时转矩：

其中T_e是实时转矩，i_a是A相相电流值、i_b是B相相电流值、i_c是C相相电流值，ω_m为转子机械角速度，由霍尔位置传感器计算所得。

4.根据权利要求1所述的无刷直流电机转矩脉动抑制方法，其特征在于：所述步骤3中，对给定转矩和实时转矩进行滞环比较，获得输出最优空间电压矢量，具体如下：

给定转矩T_e*减去实时转矩T_e得到转矩误差ΔT，当转矩误差ΔT大于转矩滞环比较器的滞环宽度，转矩滞环比较器输出控制量τ＝1，表示此时应增大转矩输出；当转矩误差ΔT小于转矩滞环比较器的滞环宽度，转矩滞环比较器输出控制量τ＝0，表示此时应减小转矩输出；

结合转矩滞环比较器输出τ和转子所在扇区θ_r的值，通过空间电压矢量选择表选择合适的输出空间电压矢量，空间电压矢量选择表如下所示：

表1 空间电压矢量选择表

θ_r表示转子所在扇区，V0表示000000，V1表示100001，V2表示001001，V3表示011000，V4表示010010，V5表示000110，V6表示100100。

5.根据权利要求1所述的无刷直流电机转矩脉动抑制方法，其特征在于：所述步骤4中，将空间电压矢量输入到优化电流预测模型，根据电机实时转速选择不同的优化电流预测模型的表达式，输出不同的PWM调制占空比，用于控制输出转矩，具体如下：

当电机处于高速运行时，假设由AC相导通变换到BC相导通时，优化电流预测模型的表达式为：

上式中u_ac(t)是t时刻AC两相的线电压值，R是定子绕组阻值，L是定子绕组自感值，i(t)是t时刻C相电流值，T是电流采样周期，i*(t+1)是t+1时刻C相电流值，E(t)是t时刻C相反电动势值，u_d是直流侧电压值，D_A是A相输出占空比。

则高速运行时关断相和非换相相的输出PWM调制信号的占空比为：

上式中，d₀是高速运行时关断相和非换相相通用输出PWM占空比。

当电机处于低速运行时，假设由AC相导通变换到BC相导通时，优化电流预测模型的表达式为：

上式中u_bc(t)是t时刻BC两相的线电压值，D_B是B相输出占空比。

则低速运行时导通相和非换相相的输出PWM调制信号的占空比为：

上式中，d₁是低速运行时导通相和非换相相通用输出PWM占空比。

在换相阶段，延迟关断相关断时间或导通相开通时间，通过优化电流预测模型的表达式计算，输出占空比为d₀或d₁的PWM调制信号，之后对关断相或导通相和非换相相同时控制，使得非换相相电流在换相期间保持稳定，减少换相转矩脉动的产生。

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