CN113325378B - 基于俯仰tda的距离模糊杂波抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，包括以下步骤：获取俯仰TDA的原始回波信号；对原始回波信号进行滤波处理，以对距离模糊进行抑制，得到期望回波信号；利用APC方法对期望回波信号进行解码，得到无模糊区域回波信号；对无模糊区域回波信号进行杂波补偿，得到目标回波信号。本发明提供的方法不需要正交波形即可有效解决距离模糊问题，且具有良好的杂波抑制性能，能够用于实现广域监视和目标跟踪。

Description

基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法

技术领域

本发明属于信号处理技术领域，具体涉及一种基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法。

背景技术

在高脉冲重复频率(HPRF)或广域监视雷达领域，距离模糊是一个不可避免的问题，因为多普勒模糊和距离模糊之间的根本矛盾无法同时解决。距离模糊问题在系统参数设计和信号处理算法中起着重要的作用，特别是在高速平台系统中。通常，来自无模糊距离和模糊距离区域的杂波回波具有不同的后向散射特性。如果距离模糊和距离依赖(由前视几何引起)并存，杂波特性将变得极其复杂，这将进一步降低STAP(Space-Time AdaptiveProcessing，空时自适应处理)方法的性能。

为了解决距离模糊的问题，现有技术提供了一种方位相位编码波形技术，其利用多普勒带通滤波器能够可靠地分离每个发射波形对应的距离模糊回波；然后利用波形分集的优势，将多输入多输出(MIMO)系统与频率分集阵列(FDA)、俯仰维滤波等技术相结合来解决距离模糊问题。在地面运动目标检测中，MIMO可以形成距离-角度相关的波束模式，从而提高距离模糊杂波的抑制性能。

然而，GMTI雷达(地面动目标显示雷达)的大多数方法都假定多个发射机发射不相关的正交波形，并通过匹配滤波处理将这些发射波形在每个接收机上完美分离。在实际中，很难找到完全满足正交性要求的波形族。波形之间的互相关通常会产生较高的旁瓣电平，从而对杂波抑制产生不利影响。

发明内容

为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：

一种基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，包括以下步骤：

获取俯仰TDA的原始回波信号；

对所述原始回波信号进行滤波处理，以对距离模糊进行抑制，得到期望回波信号；

利用APC方法对所述期望回波信号进行解码，得到无模糊区域回波信号；

对所述无模糊区域回波信号进行杂波补偿，得目标回波信号。

在本发明的一个实施例中，所述原始回波信号表示为：

其中，y_nk(t,t_k)表示第n个阵元第k个脉冲接收到的信号，ρ_lq表示杂波散射系数，w_a(t_k)表示方位窗，χ(t_k)表示方位相位编码，t_k表示方位角时间，τ_T,m表示发射延迟时间，τ_R,m表示接受延迟时间，R_l表示斜距，ψ_lq表示天线圆锥角，β_lq表示速度圆锥角，

表示接收空间频率，/>

表示归一化多普勒频率。

在本发明的一个实施例中，对所述原始回波信号进行滤波处理，以对距离模糊进行抑制，得到期望回波信号，包括：

对所述原始回波信号进行角度频域的匹配滤波；

对匹配滤波后的回波信号进行距离频域带通滤波，得到期望回波信号。

在本发明的一个实施例中，对所述原始回波信号进行角度频域的匹配滤波，包括：

构建匹配滤波函数如下：

其中，f_r表示距离频域，B为信号带宽，μ表示调频信号调频率，p_e(f_r,φ_l)表示俯仰TDA的空频图；

按照所述匹配滤波函数对回波信号进行匹配滤波，得到滤波后的回波信号，表示为：

其中，Y_nk(f_r,t_k)表示y_nk(t,t_k)的距离域FFT。

在本发明的一个实施例中，对匹配滤波后的回波信号进行距离频域带通滤波，得到期望回波信号，包括：

构建带通滤波函数；

根据所述带通滤波函数对所述匹配滤波后的回波信号的每个距离单元进行距离模糊抑制和距离压缩，得到每个距离单元的压缩结果；

将所有距离单元的压缩结果合成，得到期望回波信号。

在本发明的一个实施例中，所述带通滤波函数的表达式为：

其中，

和/>

为p_e(f_r,φ_l)的左右第一个零点。

在本发明的一个实施例中，所述每个距离单元的压缩结果表示为：

其中，A_r(·)为IFFT处理后的回波幅度，其表达式为：

在本发明的一个实施例中，利用APC方法对所述期望回波信号进行解码，以对距离模糊进行进一步抑制，得到无模糊区域回波信号，包括：

构建译码函数；

利用所述译码函数对所述期望回波信号进行解码，以实现模糊信号的多普勒频移；

对解码后的期望回波信号进行多普勒带通滤波，以滤除模糊信号的多普勒域，得到无模糊区域回波信号。

在本发明的一个实施例中，所述译码函数表示为：

其中，χ(t_k)为方位相位编码，t_k＝(k-1)f_PRF为方位角时间(慢时间)，f_PRF为脉冲重复频率；k(k＝1,…,K)为发射脉冲数，K为累计相干脉冲总数，M_γ≥2为正整数，表示APC移位因子。

在本发明的一个实施例中，对所述无模糊区域回波信号进行杂波补偿，得目标回波信号，包括：

对所述无模糊区域回波信号进行多普勒频移补偿；

采用局域联合自适应处理方法对经过多普勒频移补偿的无模糊区域回波信号进行杂波抑制，得到目标回波信号。

本发明的有益效果：

1、本发明提供的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法利用俯仰TDA雷达的杂波信号特性，在距离频域对距离模糊回波进行分离，并利用APC技术抑制残留的旁瓣模糊能量，最后再利用杂波补偿方法缓解距离依赖性，有效解决了距离模糊问题，具有良好的杂波抑制性能；

2、本发明提供的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法不需要正交波形即可很容易的实现距离模糊杂波抑制，且杂波抑制性能较好，能够用于实现广域监视和目标跟踪。

以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。

附图说明

图1是本发明实施例提供的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法流程示意图；

图2a-2b是传统相控阵雷达的空间频域和多普勒频域联合杂波谱图；

图3a-3b是本发明仿真实验中俯仰TDA雷达仅进行距离频率滤波的第一区域的杂波谱；

图4a-4b是本发明仿真中基于二维滤波的俯仰TDA雷达第一区域的杂波谱；

图5a-5d是本发明仿真中俯仰TDA雷达杂波补偿后的其他区域的杂波光谱；

图6a-6c是本发明仿真中SCNR损失随归一化多普勒频率变化图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例一

本实施例首先对俯仰TDA阵列(Time diversity Arrays时间分集阵)的回波信号进行匹配滤波，再通过距离频域带通滤波将期望回波从距离模糊中分离出来，实现距离频域的距离压缩和模糊抑制；然后通过相位编码技术将模糊区域的多普勒频谱进行平移，通过多普勒带通滤波器进行残差距离模糊抑制；最后进行多普勒频移补偿，使主距离区域的杂波数据近似独立且同分布，利用JDL自适应处理方法对杂波进行抑制，实现距离模糊杂波抑制。

具体地，请参见图1，图1是本发明实施例提供的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法流程示意图，包括以下步骤：

S1：获取俯仰TDA的原始回波信号。

在本实施例中，首先要对俯仰TDA的发射信号进行方位相位编码。

具体地，编码公式如下：

其中，t_k＝(k-1)f_PRF是方位向时间，f_PRF是脉冲重复频率；k(k＝1,…,K)是发射脉冲数，K表示发射最大数量；M_γ≥2是一个正整数，表示方位相位编码技术中的位移因子。

然后，接收该经过编码的发射信号的回波信号。

具体地，本实施例构建TDA阵列第n个阵元第k个脉冲的接收回波信号如下：

其中，y_nk(t,t_k)表示第n个阵元第k个脉冲接收到的信号，ρ_lq表示杂波散射系数，w_a(t_k)表示方位窗，χ(t_k)表示方位相位编码，τ_T,m表示发射延迟时间，τ_R,m表示接受延迟时间，R_l表示斜距，ψ_lq表示天线圆锥角，β_lq表示速度圆锥角，

表示接收空间频率，/>

表示归一化多普勒频率。

S2：对原始回波信号进行滤波处理，以对距离模糊进行抑制，得到期望回波信号。具体包括：

S21：对原始回波信号进行角度频域的匹配滤波。

理论上，传统的距离频域匹配函数等于

然而，距离频谱和空间导向矢量之间的耦合使得传统的匹配滤波器不适用。因此，本实施例构建了一个新的滤波函数实现角度频域匹配滤波，以将脉冲压缩和等效发射波束形成结合到一个过程中。

具体地，构建匹配滤波函数如下：

其中，f_r为距离频域，B为信号带宽，μ调频信号调频率，(·)^*为共轭算子，p_e(f_r,φ_l)表示俯仰TDA的空频图，其表达式为：

其中，M为TDA阵列的行数，f_c为载频，Δt是两个相邻行的时间增量，间距都是d，φ_l表示仰角。

然后，按照上述匹配滤波函数对回波信号进行匹配滤波，得到滤波后的回波信号，表示为：

其中，Y_nk(f_r,t_k)表示y_nk(t,t_k)的距离域FFT。

S22：对匹配滤波后的回波信号进行距离频域带通滤波，得到期望回波信号。

在本实施例中，角度频域匹配滤波后，对距离模糊进行抑制。为了通过距离频域带通滤波将期望回波从距离模糊中分离出来，需要从仰角φ_l得到期望回波的主瓣距离谱信息。根据上述分析，利用p_e(f_r,φ_l)的负、正第一个零点的值可以获得主瓣谱的范围，因此，为了消除距离模糊，可以采用f_r,peak(φ_l)和

分别作为通带滤波器的中心频率和截止频率。

具体地，步骤S22包括：

S22-1：构建带通滤波函数如下：

其中，

和/>

为p_e(f_r,φ_l)的左右第一个零点。

S22-2：根据带通滤波函数对所述匹配滤波后的回波信号的每个距离单元进行距离模糊抑制和距离压缩，得到每个距离单元的压缩结果。

由于步骤S22-1构建的带通滤波其函数会随着感兴趣的距离单元的仰角而变化，这意味着带通滤波器是与角度相关的。换句话说，一个带通滤波器和一个快速傅里叶反变换(IFFT)操作不能得到不同距离单元的距离压缩结果。在这种情况下，必须在相应的距离频率通带上通过距离IFFT处理来独立完成每个距离单元的距离模糊抑制和距离压缩。则每个距离单元的压缩结果可以表示为：

其中，A_r(·)为IFFT处理后的回波幅度，其表达式为：

S22-3：将所有距离单元的压缩结果合成，得到期望回波信号。

通过上述处理，即可将从明确的距离区域提取出预期的回波，也即在距离频域实现了对主距离模糊回波的分离。

S3：利用APC(Azimuth phase coding，方位相位编码)方法对期望回波信号进行解码，得到无模糊区域回波信号。

虽然步骤S2完成了主距离模糊回波的分离，然而，来自其他距离区域的残余旁瓣能量仍然混杂在期望回波信号中，这将降低后续处理的杂波抑制性能。

为了减轻混合在当前期望回波中的残留模糊能量的影响，需要在多普勒域进一步抑制这些信号。对于残差模糊杂波抑制，以p阶距离模糊为例，其距离频率滤波后的信号表达式可以表示为：

其中，R_pl＝R_l+p·R_u为模糊倾斜范围，τ_pl为时延；ρ_plq、ψ_plq和β_plq分别为其对应的散射系数、天线锥角和速度锥角。

接下来，执行脉冲相位解码程序。

首先，构建译码函数。

在本实施例中，对于第k个脉冲的接收信号的译码函数可以构造为：

然后，利用译码函数对期望回波信号进行解码，以实现模糊信号的多普勒频移。

由于距离模糊，第p次模糊信号相对于无模糊信号有一个额外的往返延迟pf_PRF。通过编解码，p次距离模糊的多普勒频移的形式为：

其中，

是模算子，它说明了离散傅里叶变换的周期性和Δf_p在[-f_PRF2,f_PRF2]区间内的局限性。

具体地，将译码函数H_de应用到回波信号，可以得到回波信号为：

和

其中，

和/>

分别为回波信号中无距离模糊回波与距离模糊回波信号，将他们分别做慢时间FFT得到距离多普勒域信号

和

本实施例将译码函数应用于得到的期望回波信号，可以将p阶范围模糊的多普勒谱通过Δf_p进行多普勒频移，使得无模糊信号和距离模糊信号在多普勒域，不再精确地叠加，且具有不同的支持区域。

最后，对解码后的期望回波信号进行多普勒带通滤波，以滤除模糊信号的多普勒域，得到无模糊区域回波信号。

具体地，本实施例设置滤波器的处理带宽为B_D，考虑到前视几何、杂波的多普勒频谱只占总多普勒带宽的一半。设ζ表示方位角过采样因子，即ζ＝PRF/B_D。而通常，PRF(pulserepetition frequency，即脉冲重复频率)被设置为高于多普勒带宽，即ζ≥1。当ζ＝1.5时，处理带宽为B_D的滤波器可以部分去除处理带宽以外的剩余模糊能量，因此本实施例可通过APC技术获得较好的距离模糊抑制性能。

S4：对无模糊区域回波信号进行杂波补偿，得目标回波信号。

S41：对无模糊区域回波信号进行多普勒频移补偿。

在步骤2和步骤3中，利用距离频域和多普勒域的滤波运算，消除了来自其他距离区域的距离模糊杂波的影响，从而提取出包含杂波和目标信号的主距离区域混合回波。对于得到的无模糊区域回波，要抑制原距离区域的残留杂波，以便对目标进行检测。

对所有二维带通滤波器的输出进行叠加和重新排列，杂波片的时空快照向量可以表示为

其中，

为Kronecker积，/>

和/>

分别为接收矢量和时间矢量，表示为：

其中，上标(·)^T表示转置操作。

地杂波可以看作是同一距离单元所有散射体回波的总和。因此，经过上述操作后，同一距离单元内的数据向量可表示为

其中，N_c表示在同一距离单元内独立的杂波散射体的数量。

同理，对于复振幅为ε₀，径向速度为v₀的运动目标，其返回的数据快照s_l可以表示为

其中，f_Dt＝(2vcos(β₀)+2v₀)/(λ·f_PRF)为归一化多普勒频率，ψ₀和β₀分别为运动目标的天线和速度锥角。

因此，提取的由运动目标、杂波和高斯噪声组成的回波数据矢量可以重写为：

x_l＝c_l+s_l+n_l；

其中，n_l为白高斯分布，信道和脉冲之间独立的系统噪声，即

I_NK和/>

分别表示NK×NK单位矩阵和噪声功率。

需要说明的是，由于前视几何，所提取的杂波仍然是与距离相关的。距离依赖性在近距离区域显著，在远距离区域逐渐减弱。为了解决这一问题，本实施例采用多普勒频移补偿法，即：

其中，Δf_D,l为第l距离单元的多普勒频移量。

S42：采用局域联合自适应处理方法对经过多普勒频移补偿的无模糊区域回波信号进行杂波抑制，得到目标回波信号。

由于经过多普勒频移补偿后，主距离区域的杂波数据近似独立且同分布，然后便可直接将常规的STAP算法应用到补偿后的数据中进行目标检测。

本实施例采用局域联合(JDL)自适应处理方法对杂波进行抑制。

考虑到主距离区域和圆锥角为ψ₀的处理器，本实施采用在接收空间域形成Q₁波束以进行降维自适应处理。

具体地，空间降维变换矩阵可表示为：

接下来，考虑Q₂连续多普勒单元对应假定的速度v₀，时间降维变换矩阵可以表示为：

由此，可以得到空时降维变换矩阵为：

进一步，可以得到基于JDL的自适应处理的快拍

然后，基于JDL的自适应处理可以写成以下优化问题的解决方案：

其中，

为降维杂波加噪声协方差矩阵，l₀为目标所在的距离单元，

是降维之后导向向量。

本发明利用俯仰TDA雷达的杂波信号特性，在距离频域对距离模糊回波进行分离；利用APC技术抑制残留的旁瓣模糊能量；再对不同距离区域的回波进行提取后，可以采用传统的杂波补偿方法来缓解距离依赖性。该框架可用于实现广域监视和目标跟踪。与传统的STAP方法相比，该框架能够有效地解决距离模糊问题，具有良好的杂波抑制性能。此外，与基于FDA-MIMO的方法相比，该方法不需要正交波形，因此更容易实现。

实施例二

下面通过仿真实验对本发明的有益效果进行进一步说明。

1、实验条件

本实施例的仿真实验的硬件平台为：Intel(R)Core(TM)i5-8265U CPU@1.60GHz,频率为1.8GHz,Nvidia GeForce MX250。

本实施例的仿真实验的软件使用matlab2016b。

本实施例考虑了一种前视机载俯仰TDA雷达系统，主要仿真参数如表1所示，杂噪比为30dB，训练样本为300个。假设目标锥角为90度，径向速度为30m/s。

表1仿真参数一览表

2、仿真内容及结果分析

请参见图2a-2b，图2a-2b是传统相控阵雷达的空间频域和多普勒频域联合杂波谱图，其中，图2a为杂波补偿前，图2b为杂波补偿后。由图2a可见，不同距离区域的杂波光谱是无法区分的。此外，不同距离区域的杂波谱严重依赖于距离，这意味着IID条件不满足。需要注意的是，传统的杂波补偿程序只能在不存在距离模糊的情况下执行。在仿真中，高PRF导致了距离模糊问题，传统的杂波补偿技术不再有效。距离依赖性在近距离区域非常严重，在远距离区域则比较缓和，如图2a所示。由于各距离区域的杂波补偿函数差异较大，对第一个距离区域进行补偿后，距离依赖性减弱，而对其他距离模糊区域的杂波补偿减弱，如图2b所示。

请参见图3a-3b，图3a-3b是本发明仿真实验中俯仰TDA雷达仅进行距离频率滤波的第一区域的杂波谱，其中，图3a为杂波补偿前，图3b为杂波补偿后。使用本发明提出的距离频率滤波技术，大部分距离模糊杂波能量被消除，而一小部分旁瓣能量仍然存在，如图3a所示。通过距离相关补偿，对第一个距离区域的不同距离箱杂波能量进行聚焦。但从图3b可以看出，空时平面上存在散焦散斑，这是由于残留的旁瓣距离不明确信号造成的。

为了缓解这种现象，在俯仰TDA雷达中引入了APC技术。由于前视几何结构的存在，杂波谱在联合空间频域和多普勒频域只占据右半空间。利用APC技术，部分残留的模糊杂波可以转移到空时平面的空白区域。因此，可以采用多普勒带通滤波器来抑制剩余的模糊能量。请参见图4a-4b，图4a-4b是本发明仿真中基于二维滤波的俯仰TDA雷达其一区域的杂波谱；其中，图4a为杂波补偿前，图4b为杂波补偿后。从图4a可以看出，剩余的旁瓣杂波能量大部分已经被消除。经过杂波补偿后，聚焦杂波频谱如图4b所示。显然，与距离频率滤波方法相比，二维滤波方法可以获得更好的旁瓣杂波抑制性能。

同样，俯仰TDA雷达也可以提取第二和第三距离区域的距离模糊杂波信号。第二和第三模糊区域杂波的距离依赖性较弱，杂波补偿的效果可以忽略。请参见图5a-5d，图5a-5d是本发明仿真中俯仰TDA雷达杂波补偿后的其他区域的杂波光谱，其中，图5a为进行距离频率滤波的第二区域的杂波谱，图5b为二维滤波第二区域的杂波谱，图5c为进行距离频率滤波的第三区域的杂波谱，图5d为二维滤波第三区域的杂波谱。

由于PRF有限，第三量程区域的剩余模糊能量只占正半轴的一小部分。在相应的多普勒滤波过程中，我们缩小了滤波器的支持区域。即部分位于正半轴的杂波被消除，包括第三区域的原始杂波和其他区域的模糊杂波。

请参见图6a-6c，图6a-6c是本发明仿真中SCNR损失随归一化多普勒频率变化图。图6a-6c给出了三个区域不同方法的SCNR损耗曲线，包括相控阵传统的STAP方法、基于俯仰TDA的两种方法(带APC和不带APC)以及相应的杂波补偿方法，此外，还给出了理想的无干扰回波曲线作为基准。其中，图6a-6c中的SCNR损耗曲线对应于三个范围模糊区域。由于距离模糊，传统的相控阵分段方法性能严重下降。在这种情况下，不同距离区域的杂波补偿函数不同，会使其他距离区域的曲线切口变宽。相反相控阵，俯仰TDA分离距离模糊的杂波频域范围和传统杂波补偿程序可以应用于每一个独立的距离单元。因此，该方法的俯仰TDA雷达性能得到了很好的维护。然而，距离模糊区域的旁瓣能量混合在原距离区域会导致杂波抑制性能下降。利用APC技术可以将剩余的模糊能量转移到其他方向，并利用多普勒带通滤波器消除部分旁瓣能量。因此，可以在一定程度上提高杂波抑制性能。在第二和第三个距离区域，消除了杂波的距离依赖性，基本满足IID条件，对是否进行杂波补偿几乎没有影响。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

获取俯仰时间分集阵的原始回波信号；

对所述原始回波信号进行滤波处理，以对距离模糊进行抑制，得到期望回波信号；包括：

对所述原始回波信号进行角度频域的匹配滤波；

对匹配滤波后的回波信号进行距离频域带通滤波，得到期望回波信号；

利用方位相位编码方法对所述期望回波信号进行解码，得到无模糊区域回波信号；

对所述无模糊区域回波信号进行杂波补偿，得到目标回波信号。

2.根据权利要求1所述的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，所述原始回波信号表示为：

其中，y_nk(t,t_k)表示第n个阵元第k个脉冲接收到的信号，ρ_lq表示杂波散射系数，w_a(t_k)表示方位窗，χ(t_k)表示方位相位编码，t_k表示方位角时间，τ_T,m表示发射延迟时间，τ_R,m表示接受延迟时间，R_l表示斜距，ψ_lq表示天线圆锥角，β_lq表示速度圆锥角，

表示接收空间频率，/>

表示归一化多普勒频率；M表示TDA阵列的行数，f_c表示载频，d表示两个相邻行的时间增量的间距，φ_l表示仰角，Δt表示两个相邻行的时间增量，f_PRF表示脉冲重复频率。

3.根据权利要求2所述的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，对所述原始回波信号进行角度频域的匹配滤波，包括：

构建匹配滤波函数如下：

其中，f_r表示距离频域，B为信号带宽，μ表示调频信号调频率，p_e(f_r,φ_l)表示俯仰TDA的空频图；

按照所述匹配滤波函数对回波信号进行匹配滤波，得到滤波后的回波信号，表示为：

其中，Y_nk(f_r,t_k)表示y_nk(t,t_k)的距离域FFT。

4.根据权利要求3所述的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，对匹配滤波后的回波信号进行距离频域带通滤波，得到期望回波信号，包括：

构建带通滤波函数；

根据所述带通滤波函数对所述匹配滤波后的回波信号的每个距离单元进行距离模糊抑制和距离压缩，得到每个距离单元的压缩结果；

将所有距离单元的压缩结果合成，得到期望回波信号。

5.根据权利要求4所述的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，所述带通滤波函数的表达式为：

其中，

和/>

为p_e(f_r,φ_l)的左右第一个零点。

6.根据权利要求5所述的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，所述每个距离单元的压缩结果表示为：

其中，A_r(·)为IFFT处理后的回波幅度，其表达式为：

7.根据权利要求1所述的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，利用APC方法对所述期望回波信号进行解码，以对距离模糊进行进一步抑制，得到无模糊区域回波信号，包括：

构建译码函数；

利用所述译码函数对所述期望回波信号进行解码，以实现模糊信号的多普勒频移；

对解码后的期望回波信号进行多普勒带通滤波，以滤除模糊信号的多普勒域，得到无模糊区域回波信号。

8.根据权利要求7所述的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，所述译码函数表示为：

其中，χ(t_k)为方位相位编码，t_k＝(k-1)/f_PRF为方位角时间，f_PRF为脉冲重复频率；k，k＝1,…,K为发射脉冲数，K为累计相干脉冲总数，M_γ≥2为正整数，表示APC移位因子。

9.根据权利要求1所述的基于俯仰TDA的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，对所述无模糊区域回波信号进行杂波补偿，得目标回波信号，包括：

对所述无模糊区域回波信号进行多普勒频移补偿；

采用局域联合自适应处理方法对经过多普勒频移补偿的无模糊区域回波信号进行杂波抑制，得到目标回波信号。

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