CN113311755B - 一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统 - Google Patents

一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统 Download PDF

Info

Publication number
CN113311755B
CN113311755B CN202110580730.3A CN202110580730A CN113311755B CN 113311755 B CN113311755 B CN 113311755B CN 202110580730 A CN202110580730 A CN 202110580730A CN 113311755 B CN113311755 B CN 113311755B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
noise
filter
transfer function
inputting
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110580730.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113311755A (zh
Inventor
李军
陈锦攀
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Guangdong Power Grid Co Ltd
Electric Power Research Institute of Guangdong Power Grid Co Ltd
Original Assignee
Guangdong Power Grid Co Ltd
Electric Power Research Institute of Guangdong Power Grid Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Guangdong Power Grid Co Ltd, Electric Power Research Institute of Guangdong Power Grid Co Ltd filed Critical Guangdong Power Grid Co Ltd
Priority to CN202110580730.3A priority Critical patent/CN113311755B/zh
Publication of CN113311755A publication Critical patent/CN113311755A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113311755B publication Critical patent/CN113311755B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B19/00—Programme-control systems
    • G05B19/02—Programme-control systems electric
    • G05B19/04—Programme control other than numerical control, i.e. in sequence controllers or logic controllers
    • G05B19/042—Programme control other than numerical control, i.e. in sequence controllers or logic controllers using digital processors
    • G05B19/0428—Safety, monitoring
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B2219/00—Program-control systems
    • G05B2219/20—Pc systems
    • G05B2219/24—Pc safety
    • G05B2219/24024—Safety, surveillance

Abstract

本发明提供一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统，用于改进高性能超前观测器，通过将所述改进高性能超前观测器的高频噪声幅值增益自动跟踪控制到预设数的高频噪声幅值增益给定，将所述改进高性能超前观测器的性能控制在最佳的状态下，并且对所述改进高性能超前观测器的在线工作影响较小。

Description

一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统
技术领域
本发明涉及火电机组过程控制技术领域，特别是涉及一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统。
背景技术
在火电机组过程控制领域，运用超前观测能够获取过程响应的提前信息，对于提高过程控制性能具有重要意义。2019年，《自动化学报》在中国知网[www.cnki.net]优先出版论文“在工业过程控制领域:基础控制技术的进展与展望”简称“所述文献”发布了一种高性能超前观测器(High performance leading observer，HPLO)，在超前观测机制上有所突破。所述高性能超前观测器可以单独运用。然而，超前观测存在噪声干扰放大的问题，主要是高频噪声干扰放大。在高频噪声干扰水平较高时，例如高频噪声幅值增益(Highfrequency noise amplitude gain，HFNAG)较高，会对所述高性能超前观测器的输出信号造成严重的干扰，甚至造成所述高性能超前观测器不能正常工作。在工程中，首先需要解决所述高性能超前观测器的高频噪声幅值增益的在线控制问题。在很大程度上，所述高性能超前观测器的高频噪声幅值增益代表了所高性能超前观测器的高频噪声干扰水平。另外，所述高性能超前观测器存在结构相对复杂的问题，需要进行工程改进，即改进高性能超前观测器(Improved high performance leading observer，IHPLO)。
发明内容
针对上述问题，本发明提出了一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统，利用信号中含有的噪声干扰信号完成高频噪声幅值增益的在线计算，在实际过程信号中普遍含有高频噪声干扰信号，通过将所述改进高性能超前观测器即IHPLO的高频噪声幅值增益自动跟踪控制到预设数的高频噪声幅值增益给定(High frequency noiseamplitude gain given，HFNAGG)，将所述IHPLO的性能控制在最佳的状态下，并且对所述IHPLO的在线工作影响较小。所述改进高性能超前观测器用于火电机组的给水流量过程响应的超前观测。
本发明第一方面提供一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，用于改进高性能超前观测器，该方法包括：
获取噪声滤波器的噪声滤波原始参数，根据所述噪声滤波原始参数构造第二噪声滤波器；获取第二噪声滤波器的输入信号，将所述第二噪声滤波器的输入信号输入至第二噪声滤波器，得到第二噪声滤波器的输出信号；
获取改进高性能超前观测器的输入信号，将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述第二噪声滤波器的输出信号输入至高频噪声功率增益计算单元，得到第二高频噪声功率增益；
获取预设高频噪声幅值增益，将所述预设高频噪声幅值增益及所述第二高频噪声功率增益输入至比较器，得到比较信号；
将所述比较信号输入至积分控制单元，得到积分控制信号；
将所积分控制信号及噪声滤波原始参数输入至乘法器，得到惯性滞后时间常数给定信号；
将所述惯性滞后时间常数给定信号输入至第二噪声滤波器，对第二噪声滤波器进行调整，并将所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号；
将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述噪声滤波参数控制信号输入至改进高性能超前观测器，得到改进高性能超前观测器的输出信号。
进一步地，所述改进高性能超前观测器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000031
其中，IHPLO(s)为改进高性能超前观测器的传递函数，KGC为改进高性能超前观测器的增益补偿的增益，KIPC为改进高性能超前观测器的内部比例控制的增益，NF(s)为噪声滤波器的传递函数，TNFP为噪声滤波器的噪声滤波原始参数，ESWF(s)为工程滑动窗滤波器的传递函数，nESWF为工程滑动窗滤波器的阶次，TIHPLO为改进高性能超前观测器的时间常数，s为拉普拉斯算子。
进一步地，所述第二噪声滤波器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000032
其中，FN:S(s)为第二噪声滤波器的传递函数，TNFP:S为噪声滤波原始参数，FTCCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制信号，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
进一步地，所述比较器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000033
其中，SC(t)为比较器的传递函数，ISG(t)为比较器的给定端输入信号，HFNAGG为预设高频噪声幅值增益，ISF(t)为比较器的反馈端输入信号过程，HFNAG:S(t)为第二高频噪声功率增益，DZC为比较器的死区，t为时间值。
进一步地，所述将所述比较信号输入至积分控制单元，得到积分控制信号，包括：
获取自动跟踪-停止的输出信号，将所述比较信号、所述自动跟踪-停止的输出信号及常数1输入至积分控制单元，得到积分控制信号。
进一步地，所述积分控制单元的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000041
其中，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，TI为积分控制单元的跟踪输入，OTC为积分控制单元的输出跟踪控制，AT/S为自动跟踪-停止的输出信号，SC(t)为比较器的传递函数，TIC为积分控制单元的积分时间常数，t为时间值。
进一步地，所述乘法器的传递函数为：
NFPCV:S(t)＝SIC(t)NFPOV；
其中，NFPCV:S(t)为乘法器的传递函数，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，NFPOV为噪声滤波原始参数，t为时间值。
进一步地，所述将所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号，包括：
获取自动跟踪-停止的输出信号，将所述自动跟踪-停止的输出信号所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号。
进一步地，所述一阶惯性滤波器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000051
Figure BDA0003085925340000052
其中，FOIF(s)为一阶惯性滤波器的传递函数，TFOIF为一阶惯性滤波器的时间常数，NFPCV(t)为噪声滤波原始参数控制值，GI为一阶惯性滤波器的跟踪输入，NFPOV为噪声滤波原始参数，OGC为一阶惯性滤波器的跟踪控制，AT/S自动跟踪-停止的输出信号，L-1为拉普拉斯反变换，NFPCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制值过程，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
进一步地，所述将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述第二噪声滤波器的输出信号输入至高频噪声功率增益计算单元，得到第二高频噪声功率增益，包括：
将所述改进高性能超前观测器的输入信号输入至第一高通滤波单元，得到第一高通滤波信号；将所述第一高通滤波信号输入至第一平方运算单元，得到第一平方运算信号；将所述第一平方运算信号输入至第一平均值运算单元，得到第一平均值信号；
将所述第二噪声滤波器的输出信号输入至第二高通滤波单元，得到第二高通滤波信号；将所述第二高通滤波信号输入至第二平方运算单元，得到第二平方运算信号；将所述第二平方运算信号输入至第二平均值运算单元，得到第二平均值信号；
将所述第一平均值信号及所述第二平均值信号输入至除法运算单元，得到第二高频噪声功率增益。
进一步地，所述高频噪声功率增益计算单元的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000061
其中，HFNAG(t)为高频噪声幅值增益计算单元的传递函数，L-1为拉普拉斯反变换，MOV:B(s)为第二平均值运算单元的传递函数，HPF:B(s)为第二高通滤波单元的传递函数，OSHPF:B(t)为第二高通滤波单元的输出信号，OSAVO:B(t)为第二绝对值运算单元的传递函数，IS:B(t)为第二输入信号，MOV:A(s)为第一平均值运算单元的传递函数，HPF:A(s)为第一高通滤波单元的传递函数，OSHPF:A(t)为第一高通滤波的输出信号，OSAVO:A(t)为第一绝对值运算单元的输出信号，IS:A(t)为第一输入信号，TMT为第一平均值运算单元和第二平均值运算单元共同的平均时间，THPF为第一高通滤波单元和第二高通滤波单元的共同的高通滤波时间常数，t为时间值，s为拉普拉斯算子。
本发明第二方面提供一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，包括：
第二噪声滤波器建立及运算模块，用于获取噪声滤波器的噪声滤波原始参数，根据所述噪声滤波原始参数构造第二噪声滤波器；获取第二噪声滤波器的输入信号，将所述第二噪声滤波器的输入信号输入至第二噪声滤波器，得到第二噪声滤波器的输出信号；
高频噪声功率增益运算模块，用于获取改进高性能超前观测器的输入信号，将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述第二噪声滤波器的输出信号输入至高频噪声功率增益计算单元，得到第二高频噪声功率增益；
比较器运算模块，用于获取预设高频噪声幅值增益，将所述预设高频噪声幅值增益及所述第二高频噪声功率增益输入至比较器，得到比较信号；
积分控制模块，用于将所述比较信号输入至积分控制单元，得到积分控制信号；
乘法器运算模块，用于将所积分控制信号及噪声滤波原始参数输入至乘法器，得到惯性滞后时间常数给定信号；
一阶惯性滤波器运算模块，用于将所述惯性滞后时间常数给定信号输入至第二噪声滤波器，对第二噪声滤波器进行调整，并将所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号；
改进高性能超前观测器运算模块，用于将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述噪声滤波参数控制信号输入至改进高性能超前观测器，得到改进高性能超前观测器的输出信号。
进一步地，所述改进高性能超前观测器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000071
其中，IHPLO(s)为改进高性能超前观测器的传递函数，KGC为改进高性能超前观测器的增益补偿的增益，KIPC为改进高性能超前观测器的内部比例控制的增益，NF(s)为噪声滤波器的传递函数，TNFP为噪声滤波器的噪声滤波原始参数，ESWF(s)为工程滑动窗滤波器的传递函数，nESWF为工程滑动窗滤波器的阶次，TIHPLO为改进高性能超前观测器的时间常数，s为拉普拉斯算子。
进一步地，所述第二噪声滤波器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000081
其中，FN:S(s)为第二噪声滤波器的传递函数，TNFP:S为噪声滤波原始参数，FTCCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制信号，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
进一步地，所述比较器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000082
其中，SC(t)为比较器的传递函数，ISG(t)为比较器的给定端输入信号，HFNAGG为预设高频噪声幅值增益，ISF(t)为比较器的反馈端输入信号过程，HFNAG:S(t)为第二高频噪声功率增益，DZC为比较器的死区，t为时间值。
进一步地，所述积分控制模块，还用于：
获取自动跟踪-停止的输出信号，将所述比较信号、所述自动跟踪-停止的输出信号及常数1输入至积分控制单元，得到积分控制信号。
进一步地，所述积分控制单元的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000091
其中，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，TI为积分控制单元的跟踪输入，OTC为积分控制单元的输出跟踪控制，AT/S为自动跟踪-停止的输出信号，SC(t)为比较器的传递函数，TIC为积分控制单元的积分时间常数，t为时间值。
进一步地，所述乘法器的传递函数为：
NFPCV:S(t)＝SIC(t)NFPOV；
其中，NFPCV:S(t)为乘法器的传递函数，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，NFPOV为噪声滤波原始参数，t为时间值。
进一步地，所述一阶惯性滤波器运算模块，还用于：
获取自动跟踪-停止的输出信号，将所述自动跟踪-停止的输出信号所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号。
进一步地，所述一阶惯性滤波器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000092
Figure BDA0003085925340000093
其中，FOIF(s)为一阶惯性滤波器的传递函数，TFOIF为一阶惯性滤波器的时间常数，NFPCV(t)为噪声滤波原始参数控制值，GI为一阶惯性滤波器的跟踪输入，NFPOV为噪声滤波原始参数，OGC为一阶惯性滤波器的跟踪控制，AT/S自动跟踪-停止的输出信号，L-1为拉普拉斯反变换，NFPCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制值过程，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
进一步地，所述高频噪声功率增益运算单元，还用于：
将所述改进高性能超前观测器的输入信号输入至第一高通滤波单元，得到第一高通滤波信号；将所述第一高通滤波信号输入至第一平方运算单元，得到第一平方运算信号；将所述第一平方运算信号输入至第一平均值运算单元，得到第一平均值信号；
将所述第二噪声滤波器的输出信号输入至第二高通滤波单元，得到第二高通滤波信号；将所述第二高通滤波信号输入至第二平方运算单元，得到第二平方运算信号；将所述第二平方运算信号输入至第二平均值运算单元，得到第二平均值信号；
将所述第一平均值信号及所述第二平均值信号输入至除法运算单元，得到第二高频噪声功率增益。
进一步地，所述高频噪声功率增益计算单元的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000101
其中，HFNAG(t)为高频噪声幅值增益计算单元的传递函数，L-1为拉普拉斯反变换，MOV:B(s)为第二平均值运算单元的传递函数，HPF:B(s)为第二高通滤波单元的传递函数，OSHPF:B(t)为第二高通滤波单元的输出信号，OSAVO:B(t)为第二绝对值运算单元的传递函数，IS:B(t)为第二输入信号，MOV:A(s)为第一平均值运算单元的传递函数，HPF:A(s)为第一高通滤波单元的传递函数，OSHPF:A(t)为第一高通滤波的输出信号，OSAVO:A(t)为第一绝对值运算单元的输出信号，IS:A(t)为第一输入信号，TMT为第一平均值运算单元和第二平均值运算单元共同的平均时间，THPF为第一高通滤波单元和第二高通滤波单元的共同的高通滤波时间常数，t为时间值，s为拉普拉斯算子。
与现有技术相比，本发明实施例的有益效果在于：
本发明提供一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统，其中方法包括：获取噪声滤波器的噪声滤波原始参数，根据所述噪声滤波原始参数构造第二噪声滤波器；获取第二噪声滤波器的输入信号，将所述第二噪声滤波器的输入信号输入至第二噪声滤波器，得到第二噪声滤波器的输出信号；获取改进高性能超前观测器的输入信号，将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述第二噪声滤波器的输出信号输入至高频噪声功率增益计算单元，得到第二高频噪声功率增益；获取预设高频噪声幅值增益，将所述预设高频噪声幅值增益及所述第二高频噪声功率增益输入至比较器，得到比较信号；将所述比较信号输入至积分控制单元，得到积分控制信号；将所积分控制信号及噪声滤波原始参数输入至乘法器，得到惯性滞后时间常数给定信号；将所述惯性滞后时间常数给定信号输入至第二噪声滤波器，对第二噪声滤波器进行调整，并将所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号；将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述噪声滤波参数控制信号输入至改进高性能超前观测器，得到改进高性能超前观测器的输出信号。本发明利用信号中含有的噪声干扰信号完成高频噪声幅值增益的在线计算，在实际过程信号中普遍含有高频噪声干扰信号，通过将所述改进高性能超前观测器的高频噪声幅值增益自动跟踪控制到预设数的高频噪声幅值增益给定，将所述改进高性能超前观测器的性能控制在最佳的状态下，并且对所述改进高性能超前观测器的在线工作影响较小。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施方式中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明某一实施例提供的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法的流程图；
图2是本发明另一实施例提供的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法的流程图；
图3是本发明某一实施例提供的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法的原理图；
图4是本发明某一实施例提供的改进高性能超前观测器结构图；
图5是本发明某一实施例提供的第二噪声滤波器信号流程示意图；
图6是本发明某一实施例提供的积分控制与反馈过程控制原理图；
图7是本发明某一实施例提供的反馈过程控制量和自动跟踪量流程图；
图8是本发明某一实施例提供的高频噪声幅值增益计算原理图；
图9是本发明某一实施例提供的改进高性能超前观测器输入信号过程的仿真实验结果图；
图10是本发明某一实施例提供的第二噪声滤波器输出信号过程的仿真实验结果图；
图11是本发明某一实施例提供的第二高频噪声幅值增益过程的仿真实验结果图；
图12是本发明某一实施例提供的第二噪声滤波参数控制值过程的仿真实验结果图；
图13是本发明某一实施例提供的噪声滤波参数控制值的仿真实验结果图；
图14是本发明某一实施例提供的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统的结构图；
图15是本发明某一实施例提供的一种电子设备的结构图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
应当理解，文中所使用的步骤编号仅是为了方便描述，不对作为对步骤执行先后顺序的限定。
应当理解，在本发明说明书中所使用的术语仅仅是出于描述特定实施例的目的而并不意在限制本发明。如在本发明说明书和所附权利要求书中所使用的那样，除非上下文清楚地指明其它情况，否则单数形式的“一”、“一个”及“该”意在包括复数形式。
术语“包括”和“包含”指示所描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元素、组件和/或其集合的存在或添加。
术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
第一方面，请参阅图1-2，本发明一实施例提供一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，用于改进高性能超前观测器，该方法包括：
S10、获取噪声滤波器的噪声滤波原始参数，根据所述噪声滤波原始参数构造第二噪声滤波器；获取第二噪声滤波器的输入信号，将所述第二噪声滤波器的输入信号输入至第二噪声滤波器，得到第二噪声滤波器的输出信号。
具体地，所述第二噪声滤波器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000141
TNFP:S＝FTCCV:S(t)
其中，FN:S(s)为第二噪声滤波器的传递函数，TNFP:S为噪声滤波原始参数，FTCCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制信号，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
S20、获取改进高性能超前观测器的输入信号，将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述第二噪声滤波器的输出信号输入至高频噪声功率增益计算单元，得到第二高频噪声功率增益。
在某一具体实施方式中，所述步骤S20包括：
S21、将所述改进高性能超前观测器的输入信号输入至第一高通滤波单元，得到第一高通滤波信号；将所述第一高通滤波信号输入至第一平方运算单元，得到第一平方运算信号；将所述第一平方运算信号输入至第一平均值运算单元，得到第一平均值信号。
S22、将所述第二噪声滤波器的输出信号输入至第二高通滤波单元，得到第二高通滤波信号；将所述第二高通滤波信号输入至第二平方运算单元，得到第二平方运算信号；将所述第二平方运算信号输入至第二平均值运算单元，得到第二平均值信号。
S23、将所述第一平均值信号及所述第二平均值信号输入至除法运算单元，得到第二高频噪声功率增益。
具体地，所述高频噪声功率增益计算单元的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000151
其中，HFNAG(t)为高频噪声幅值增益计算单元的传递函数，L-1为拉普拉斯反变换，MOV:B(s)为第二平均值运算单元的传递函数，HPF:B(s)为第二高通滤波单元的传递函数，OSHPF:B(t)为第二高通滤波单元的输出信号，OSAVO:B(t)为第二绝对值运算单元的传递函数，IS:B(t)为第二输入信号，MOV:A(s)为第一平均值运算单元的传递函数，HPF:A(s)为第一高通滤波单元的传递函数，OSHPF:A(t)为第一高通滤波的输出信号，OSAVO:A(t)为第一绝对值运算单元的输出信号，IS:A(t)为第一输入信号，TMT为第一平均值运算单元和第二平均值运算单元共同的平均时间，THPF为第一高通滤波单元和第二高通滤波单元的共同的高通滤波时间常数，t为时间值，s为拉普拉斯算子。
S30、获取预设高频噪声幅值增益，将所述预设高频噪声幅值增益及所述第二高频噪声功率增益输入至比较器，得到比较信号。
具体地，所述比较器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000161
其中，SC(t)为比较器的传递函数，ISG(t)为比较器的给定端输入信号，HFNAGG为预设高频噪声幅值增益，ISF(t)为比较器的反馈端输入信号过程，HFNAG:S(t)为第二高频噪声功率增益，DZC为比较器的死区，t为时间值。
S40、将所述比较信号输入至积分控制单元，得到积分控制信号。
在某一具体实施方式中，所述步骤S40包括：
获取自动跟踪-停止的输出信号，将所述比较信号、所述自动跟踪-停止的输出信号及常数1输入至积分控制单元，得到积分控制信号。
具体地，所述积分控制单元的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000162
其中，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，TI为积分控制单元的跟踪输入，OTC为积分控制单元的输出跟踪控制，AT/S为自动跟踪-停止的输出信号，SC(t)为比较器的传递函数，TIC为积分控制单元的积分时间常数，t为时间值。
S50、将所积分控制信号及噪声滤波原始参数输入至乘法器，得到惯性滞后时间常数给定信号。
具体地，所述乘法器的传递函数为：
NFPCV:S(t)＝SIC(t)NFPOV；
其中，NFPCV:S(t)为乘法器的传递函数，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，NFPOV为噪声滤波原始参数，t为时间值。
S60、将所述惯性滞后时间常数给定信号输入至第二噪声滤波器，对第二噪声滤波器进行调整，并将所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号。
在某一具体实施方式中，所述步骤S60包括：
获取自动跟踪-停止的输出信号，将所述自动跟踪-停止的输出信号所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号。
具体地，所述一阶惯性滤波器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000171
Figure BDA0003085925340000172
其中，FOIF(s)为一阶惯性滤波器的传递函数，TFOIF为一阶惯性滤波器的时间常数，NFPCV(t)为噪声滤波原始参数控制值，GI为一阶惯性滤波器的跟踪输入，NFPOV为噪声滤波原始参数，OGC为一阶惯性滤波器的跟踪控制，AT/S自动跟踪-停止的输出信号，L-1为拉普拉斯反变换，NFPCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制值过程，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
S70、将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述噪声滤波参数控制信号输入至改进高性能超前观测器，得到改进高性能超前观测器的输出信号。
其中，所述改进高性能超前观测器的输入信号为火电机组的给水流量。
具体地，所述改进高性能超前观测器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000181
其中，IHPLO(s)为改进高性能超前观测器的传递函数，KGC为改进高性能超前观测器的增益补偿的增益，KIPC为改进高性能超前观测器的内部比例控制的增益，NF(s)为噪声滤波器的传递函数，TNFP为噪声滤波器的噪声滤波原始参数，ESWF(s)为工程滑动窗滤波器的传递函数，nESWF为工程滑动窗滤波器的阶次，TIHPLO为改进高性能超前观测器的时间常数，s为拉普拉斯算子，i为次方。
本发明提供一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，通过将所述改进高性能超前观测器的高频噪声幅值增益自动跟踪控制到预设数的高频噪声幅值增益给定，将所述改进高性能超前观测器的性能控制在最佳的状态下，并且对所述改进高性能超前观测器的在线工作影响较小。
请参阅图3，在某一具体实施例中，本发明提供一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，包括：
自动跟踪/停止控制。
自动跟踪/停止(Auto tracking/Stop，AT/S)，AT/S＝0代表停止状态，AT/S＝1代表自动跟踪状态。直接用AT/S代表[自动跟踪/停止]控制输出，为BOOL变量。
改进高性能超前观测器。
改进高性能超前观测器即IHPLO结构，为图4所示。
所述IHPLO，表达为
Figure BDA0003085925340000191
其中，IHPLO(s)为所述IHPLO的传递函数。KGC为所述IHPLO的增益补偿(Gaincompensation，GC)的增益，单位为无量纲。KIPC为所述IHPLO的内部比例控制(Internalproportional control，IPC)的增益，单位为无量纲。NF(s)为噪声滤波器(Noise filter，NF)的传递函数。TNFP为所述NF的噪声滤波参数(Noise filter parameters，NFP)，单位为s。ESWF(s)为工程滑动窗滤波器(Engineeringsliding window filter，ESWF)的传递函数。nESWF为所述ESWF的阶次，单位为无量纲。TIHPLO为所述IHPLO的时间常数，单位为s。
对公式(1)进行分解，如下：
1)将IHPLO输入信号接入到减法运算(Subtraction operation，SO)的被减数输入端，用ISIHPLO(t)表达所述IHPLO输入信号过程，单位为无量纲。
2)将所述减法运算输出端接入到所述ESWF的输入端。
3)将所述ESWF的输出端接入到所述IPC的输入端。
4)将所述IPC的输出端接入到减所述SO的减数输入端。
5)将所述减SO的输出端接入到所述GC的输入端。
6)将所述GC的输出端接入到所述NF的输入端。
7)在所述NF的输出端得到所述IHPLO输出信号。用OSIHPLO(t)表达所述IHPLO输出信号过程，单位为无量纲。
噪声滤波参数选择(Noise filter parameters select，NFPS)，表达为
Figure BDA0003085925340000201
其中，NFPSO(t)为所述噪声滤波参数选择输出过程，单位为s。NFPOV为噪声滤波参数原始值(Noise filter parameters original value，NFPOV)，单位为s。NFPCV(t)为噪声滤波参数控制值(Noise filter parameters control value，NFPCV)过程，单位为s。AT/S为所述[自动跟踪/停止]控制输出，为BOOL变量。TNFP为所述噪声滤波参数，单位为s。
对公式(2)进行分解，如下：
1)将所述NFPOV接入到所述NFPS的NFPOV输入端。
2)将所述NFPCV(t)接入到所述NFPS的NFPCV输入端。
3)将所述AT/S接入到所述NFPS的NFPS输入端。
4)在所述NFPS的SO输出端(Select output，SO)得到所述噪声滤波参数选择输出过程即NFPSO(t)。
5)用所述NFPSO(t)设置所述TNFP，即TNFP＝NFPSO(t)。如果所述AT/S＝0，则所述TNFP＝NFPOV。如果所述AT/S＝1，则所述TNFP＝NFPCV(t)。
构造与噪声滤波器结构相同的第二噪声滤波器。
获取所述噪声滤波器的结构，构造与所述噪声滤波器的结构相同的第二噪声滤波器(Noise filter of second，NF:S)，为图5所示。
所述第二噪声滤波器，表达为
Figure BDA0003085925340000202
其中，NF:S(s)为所述第二噪声滤波器的传递函数。TNFP为所述噪声滤波器噪声滤波参数(Noise filtering parameter of second，NFP:S)，单位为s。NFPCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制值(Noise filter parameters control value of second，NFPCV:S)过程，单位为s。
对公式(3)进行分解，如下：
1)将所噪声滤波器输入信号过程接入到所述第二噪声滤波器的输入端。
2)在所述第二噪声滤波器的输出端得到第二噪声滤波器输出信号，用OSNF:S(t)表达所述第二噪声滤波器输出信号过程，单位为无量纲。
3)将所述NFPCV:S(t)接入到所述NF:S的NFPCV:S输入端。用所述NFPSO:S(t)设置所述TNFP:S，即TNFP:S＝NFPSO:S(t)。
积分控制与反馈过程控制
积分控制与反馈过程控制原理图，为图6所示。
比较器(Comparator，C)表达为
Figure BDA0003085925340000211
其中，SC(t)为比较信号过程，单位为无量纲；ISG(t)为给定端输入信号过程，单位为无量纲。ISG(t)＝HFNAG，HFNAG为预设数的高频噪声幅值给定(High frequency noiseamplitude gain given，HFNAGG)，单位为无量纲；ISF(t)为反馈端输入信号过程，单位为无量纲。HFNAG:S(t)为所述第二高频噪声幅值(HFNAG of second，HFNAG:S)过程，单位为无量纲；DZC为所述比较器死区(Dead zone，DZ)，单位为无量纲。
积分控制表达为
Figure BDA0003085925340000221
其中，IC(s)为积分控制(Integral control，IC)的传递函数。TIC为所述积分控制的积分时间常数，单位为s。
积分控制的跟踪控制，表达为
Figure BDA0003085925340000222
其中，SIC(t)为所述积分控制信号过程，单位为无量纲。TI为所述积分控制的跟踪输入(Tracking input，TI)，单位为无量纲。OTC为所述积分控制的输出跟踪控制(Outputtracking control，OTC)，为BOOL变量。AT/S为所述[自动跟踪/停止]控制输出，为BOOL变量。SC(t)为所述比较信号过程，单位为无量纲。
积分控制跟踪控制步骤如下：
1)将常数1接入到所述积分控制的TI输入端。
2)将所述AT/S接入到所述积分控制的OTC输入端。
3)如果所述AT/S＝0，则OTC＝AT/S＝0，则所述积分控制信号即SIC(t)跟踪常数1，即SIC(t)＝TI＝1。
4)如果所述AT/S＝1，则OTC＝AT/S＝1，则所述积分控制信号即SIC(t)为对所述比较信号过程即SC(t)的负积分。所述积分控制信号即SIC(t)有初值记忆作用，在OTC＝AT/S＝1后，SIC(t)将在常数1的基础上变化。
在所述比较器死区DZC＝0，反馈控制系统表达为
Figure BDA0003085925340000231
其中，HFNAGC:S(s)为第二高频噪声幅值增益控制(High frequencynoiseamplitude gain control of second，HFNAGC:S)的传递函数。TIC为积分控制(Integral control，IC)的积分时间常数，单位为s。HFNAGCP:S(s)为第二噪声滤波器的高频噪声幅值增益控制过程(High frequency noiseamplitude gain control process ofsecond，HFNAGCP:S)的传递函数，近似比例系统(Proportional system，PS)。BPFGIHPLO:NF:S为所述第二噪声滤波器输出相对所述改进高性能超前观测器输入的带通滤波增益(Bandpass filter gain，BPFG)，单位为无量纲。BPFBIHPLO:NF:S为所述第二噪声滤波器输出相对所述改进高性能超前观测器输入的带通滤波带宽(Band pass filter bandwidth，BPFB)，单位为rad/s。INBIHPLO为所述改进高性能超前观测器的输入噪声频率带宽(Input noisebandwidth，INFB)，单位为rad/s。
反馈过程控制量和自动跟踪量。
反馈过程控制量和自动跟踪量流程，为图7所示。
反馈过程控制量表达为
NFPCV:S(t)＝SIC(t)NFPOV(8)
其中，NFPCV:S(t)为所述第二噪声滤波参数控制值过程，单位为s。SIC(t)为所述积分控制信号过程，单位为无量纲。NFPOV为所述噪声滤波参数原始值，单位为s。NFPCV:S(t)即为所述反馈过程控制量，本描述不是必要的。
自动跟踪量表达为
Figure BDA0003085925340000241
其中，FOIF(s)为一阶惯性滤波器(First order inertia filter，FOIF)的传递函数。TFOIF为所述一阶惯性滤波器的时间常数，单位为s；NFPCV(t)为所述噪声滤波参数控制值，单位为s。TI为所述一阶惯性滤波器的跟踪输入，单位为无量纲。NFPOV为所述噪声滤波参数原始值，单位为s。OTC为所述一阶惯性滤波器的跟踪控制，为BOOL变量。AT/S为所述[自动跟踪/停止]控制输出，为BOOL变量。L-1为拉普拉斯反变换。NFPCV:S(t)为所述第二噪声滤波参数控制值过程，单位为s。NFPCV(t)即为所述自动跟踪量，本描述不是必要的。
一阶惯性滤波器跟踪控制步骤如下：
1)将噪声滤波参数原始值即NFPOV接入到所述一阶惯性滤波器的TI输入端，即TI＝NFPOV。
2)将所述AT/S接入到所述一阶惯性滤波器的OTC输入端，即OTC＝AT/S。
3)如果所述AT/S＝0，则OTC＝AT/S＝0，则所述一阶惯性滤波器输出信号过程即NFPCV:S(t)跟踪所述NFPOV，即NFPCV:S(t)＝TI＝NFPOV。
4)如果所述AT/S＝1，则OTC＝AT/S＝1，则所述一阶惯性滤波器输出信号过程即NFPCV(t)为对所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)的一阶惯性滤波跟踪；所述NFPCV(t)有初值记忆作用，在OTC＝AT/S＝1后，NFPCV(t)将在所述NFPOV的基础上变化。
高频噪声幅值增益计算。
高频噪声幅值增益测量原理图，为图8所示。
通过所述高频噪声幅值增益计算，得到输入信号B(Input signal of B，IS:B)相对输入信号A(Input signal of A，IS:A)的高频噪声幅值增益的计算结果，并在所述高频噪声幅值增益计算的OS输出端输出所述高频噪声幅值增益计算结果。
所述高频噪声幅值增益计算表达为
Figure BDA0003085925340000251
其中，HFNAG(t)为所述高频噪声幅值增益计算过程，单位为无量纲；L-1为拉普拉斯反变换。MOV:B(s)为平均值运算B(Mean value operation of B，MVO:B)的传递函数。HPF:B(s)为高通滤波B(High pass filter of B，HPF:B)的传递函数。OSHPF:B(t)为所述高通滤波B输出信号过程，单位为无量纲。OSAVO:B(t)为绝对值运算B(Absolute value operation ofB，AVO:B)输出信号过程，单位为无量纲。IS:B(t)为输入信号B过程，单位为无量纲；MOV:A(s)为平均值运算A(Mean value operation of A，MVO:A)的传递函数。HPF:A(s)为高通滤波A(High pass filter of A，HPF:A)的传递函数。OSHPF:A(t)为所述高通滤波A输出信号过程，单位为无量纲。OSAVO:A(t)为绝对值运算A(Absolute value operation of A，AVO:A)输出信号过程，单位为无量纲。IS:A(t)为输入信号A过程，单位为无量纲；MOV:A(s)为平均值运算A(Mean value operation of A，MVO:A)的传递函数。OSSO:A(t)为平方运算A(Squareoperation of A，SO:A)输出信号过程，单位为无量纲。IS:A(t)为输入信号A过程，单位为无量纲；TMT为MOV:B(s)和MOV:A(s)共同的平均时间(Mean time，MT)长度，单位为s。THPF为HPF:B(s)和HPF:A(s)共同的高通滤波时间常数，单位为s。
对公式(11)进行分解，如下：
1)将所述输入信号B接入到所述高通滤波B的输入端。
2)将所述高通滤波B的输出端接入到所述绝对值运算B的输入端。
3)将所述绝对值运算B的输出端接入到所述平均值运算B的输入端。
4)将所述输入信号A接入到所述高通滤波A的输入端。
5)将所述高通滤波A的输出端接入到所述绝对值运算A的输入端。
6)将所述绝对值运算A的输出端接入到所述平均值运算A的输入端。
7)将所述平均值运算B的输出端接入到除法运算(Division operation，DO)的被除数输入端。将所述平均值运算A的输出端接入到所述除法运算(Division operation，DO)的除数输入端。在所述除法运算的输出端得到所述高频噪声幅值增益计算过程。用HFNAG(t)表达所述高频噪声幅值增益计算过程，单位为无量纲。
8)将所述高频噪声幅值增益计算过程即HFNAG(t)在所述高频噪声幅值增益计算的OS输出端输出。
改进高性能超前观测器高频噪声幅值增益的自动跟踪控制
用HFNAGIHPLO(t)表达所述改进高性能超前观测器高频噪声幅值增益过程，单位为无量纲。
构造反馈过程控制步骤
1)将所述改进高性能超前观测器输入信号过程即ISIHPLO(t)接入到所述高频噪声幅值增益计算的IS:A输入端。将所述第二噪声滤波器输出信号即OSNF:S(t)接入到所述高频噪声幅值增益计算的IS:B输入端。在所述高频噪声幅值增益计算的输出端得到所述第二高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)。
2)将所述预设数的高频噪声幅值增益给定即HFNAGG接入到所述平方根运算A的输入端，在所述平方根运算A的输出端得到平方根运算A信号过程即SSRO:A(t)。
3)将所述第二噪声滤波器高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)接入到所述平方根运算B的输入端，在所述平方根运算B的输出端得到平方根运算B信号过程即SSRO:B(t)。
4)将所述平方根运算A信号过程接入到所述比较器的正输入端。将所述平方根运算B信号过程接入到所述比较器的负输入端。在所述比较器输出端得到比较信号过程即SC(t)。
5)将所述比较信号过程接入到所述积分控制的输入端。在所述积分控制的输出端得到积分控制信号即SIC(t)。
6)将所述积分控制信号过程即SIC(t)接入到所述乘法运算的第一个输入端，将所述噪声滤波器参数原始值即NFPOV接入到所述乘法运算的第二个输入端。在所述乘法器输出端得到所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)。
7)将所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)接入到所述第二噪声滤波器的NFPCV:S输入端，用于给定所述第二噪声滤波参数即TNFP:S，即TNFP:S＝NFPCV:S(t)。
8)将第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)接入到所述一阶惯性滤波器的输入端。在所述一阶惯性滤波器输出端得到所述噪声滤波参数控制值过程即NFPCV(t)。
9)将所述噪声滤波参数控制值过程即NFPCV(t)接入到所述改进高性能超前观测器的NFPCV输入端，用于设置所述噪声滤波参数即TNFP，使所述改进高性能超前观测器高频噪声幅值增益过程即HFNAGIHPLO(t)自动跟踪所述第二高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)。
自动跟踪/停止状态。
1)设置停止状态，即AT/S＝0，则所述反馈过程控制停止工作，所述积分控制信号过程即SIC(t)＝1，所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)＝SIC(t)NFPOV＝NFPOV，所述噪声滤波参数控制值过程即NFPCV(t)＝NFPOV。所述第二噪声滤波参数即TNFP:S＝NFPOV。所述噪声滤波参数即TNFP＝NFPOV。
2)设置自动跟踪状态，即AT/S＝1，则所述反馈过程控制开始工作，所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)＝SIC(t)NFPOV，所述噪声滤波参数控制值过程即NFPCV(t)为对所述NFPCV:S(t)的一阶惯性滤波跟踪输出。所述第二噪声滤波参数即TNFP:S＝NFPCV:S(t)。所述噪声滤波参数即TNFP＝NFPCV(t)。
反馈过程控制。
自动跟踪状态下，即AT/S＝1，通过所述反馈过程控制，以所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)为控制量，以控制所述第二噪声滤波参数TNFP:S为手段，即TNFP:S＝NFPCV:S(t)，将所述第二高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)控制在所述预设数的高频噪声幅值增益给定即HFNAGG；通过对所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)进行一阶惯性滤波跟踪得到所述噪声滤波参数控制值过程即NFPCV(t)，使所述改进高性能超前观测器高频噪声幅值增益过程即HFNAGIHPLO(t)自动跟踪所述第二噪声滤波器高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)。在所述反馈过程控制进入到稳态后，最终，所述改进高性能超前观测器高频噪声幅值增益过程即HFNAGIHPLO(t)自动跟踪到所述预设数的高频噪声幅值增益给定即HFNAGG。
由于噪声干扰信号的不稳定性，在所述反馈过程控制进入稳态后，所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)将在其平均值(Average value，AV)附近波动，用NFPCV:S:AV表达所述NFPCV:S(t)的平均值，单位为s。因为对所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)进行一阶惯性滤波跟踪得到所述滤波参数控制值过程即NFPCV(t)，相对NFPCV:S(t)，NFPCV(t)更加平稳。
反馈过程控制。
在所述启动状态，通过所述反馈过程控制，以所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)为控制量，以控制所述第二噪声滤波参数TNFP:S为手段，即TNFP:S＝NFPCV:S(t)，将所述第二高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)控制在所述预设数的高频噪声幅值增益给定即HFNAGG。
在所述启动状态，如果选择调试状态，即AT/S＝0，则对所述反馈过程控制进行调试。
在所述启动状态，如果选择自动跟踪状态，即AT/S＝1，则通过第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)进行一阶惯性滤波跟踪得到所述噪声滤波参数控制值过程即NFPCV(t)，使所述改进高性能超前观测器高频噪声幅值增益过程即HFNAGIHPLO(t)跟踪所述第二高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)。在所述反馈过程控制进入到稳态后，最终，所述改进高性能超前观测器高频噪声幅值增益过程即HFNAGIHPLO(t)跟踪到所述预设数的高频噪声幅值增益给定即HFNAGG。
由于噪声干扰信号的不稳定性，在所述反馈过程控制进入稳态后，所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)将在其平均值(Average value，AV)附近波动，用NFPCV:S:AV表达所述NFPCV:S(t)的平均值，单位为s。因为对所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)进行一阶惯性滤波跟踪得到所述滤波参数控制值过程即NFPCV(t)，相对NFPCV:S(t)，NFPCV(t)更加平稳。
在一个实施例中，所述改进高性能超前观测器的参数为：THPLO＝150s，KFGC＝10，KGC＝11，nESWF＝8，NFPOV＝15s。设置所述高频噪声幅值增益计算的TMT＝600s，设置所述高通滤波的KHPF＝30s；设置所述比较器的DZC＝0.25。设置所述积分控制的TIC＝1150s；设置所述一阶惯性滤波的TFOIF＝500s；设置所述预设数的高频噪声幅值增益给定即HFNAGG＝2.5。
使所述IHPLO输入信号在过程时间t＝3000s～4000s有一斜坡变化，斜坡上升速率为1/1000s、斜坡时间长度为1000s，目的是考察所述IHPLO输入信号过程变化对所述第二高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)、所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV(t)、所述噪声滤波参数控制值过程即NFPCV(t)的影响。用伪随机信号模拟在所述改进高性能超前观测器输入信号中的噪声干扰信号，伪随机信号输出范围±0.01，单位为无量纲。
在数字离散测量间隔为1s，从过程时间t＝0s开始设置自动跟踪状态，即AT/S＝1。得到所述改进高性能超前观测器输入信号的仿真实验结果，为图9所示。得到所述第二噪声滤波器输出信号的仿真实验结果，为图10所示。得到所述第二高频噪声幅值增益的仿真实验结果，为图11所示。得到所述第二噪声滤波参数控制值的仿真实验结果，为图12所示。得到所述噪声滤波参数控制值的仿真实验结果，为图13所示。
图11所示，在给出的过程时间t＝0-8000s范围，从t＝0s开始，所述第二高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)逐渐向所述预设数的高频噪声幅值增益给定即HFNAGG＝2.5收敛，最终在2.5附近波动；图12所示，从t＝0s开始，所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)从15s逐渐减小，最终在NFPCV:S(t)平均值即NFPCV:S:AV附近波动。其中NFPCV:S(t)在t＝700s～8000s的平均值即NFPCV:S:AV等于`6.4s。图13所示，相对所述NFPCV:S(t)，所述NFPCV(t)更加平稳。
由图11、图12、图13可见，所述改进高性能超前观测器输入信号在过程时间t＝3000s～4000s的斜坡变化对所述第二高频噪声幅值增益过程、所述第二噪声滤波参数控制值过程、所述噪声滤波参数控制值过程的影响不明显。
从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：
本发明实施例提供的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统，利用信号中含有的噪声干扰信号完成第二高频噪声幅值增益的在线计算，在实际过程信号中普遍含有高频噪声干扰信号。通过所述反馈过程控制，以所述第二噪声滤波参数控制值过程即NFPCV:S(t)为控制量，以控制所述第二噪声滤波参数即TNFP:S为手段，即TNFP:S＝NFPCV:S(t)，将所述第二高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)控制在所述预设数的高频噪声幅值增益给定即HFNAGG；在自动跟踪方式下，通过对所述第二噪声滤波参数控制值过程NFPCV:S(t)进行一阶惯性滤波跟踪得到所述噪声滤波参数控制值过程即NFPCV(t)，使所述改进高性能超前观测器高频噪声幅值增益过程即HFNAGIHPLO(t)跟踪所述第二频高频噪声幅值增益过程即HFNAG:S(t)。在所述反馈过程控制进入到稳态后，最终，所述改进高性能超前观测器高频噪声幅值增益过程即HFNAGIHPLO(t)跟踪到所述预设数的高频噪声幅值增益给定即HFNAGG；明显特点是：通过自动跟踪控制，将所述改进高性能超前观测器高频噪声幅值增益跟踪到所述预设数的高频噪声幅值增益给定，将所述改进高性能超前观测器的性能控制在最佳的状态下。
第二方面。
请参阅图14，本发明一实施例提供一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，用于改进高性能超前观测器，包括：
第二噪声滤波器建立及运算模块10，用于获取噪声滤波器的噪声滤波原始参数，根据所述噪声滤波原始参数构造第二噪声滤波器；获取第二噪声滤波器的输入信号，将所述第二噪声滤波器的输入信号输入至第二噪声滤波器，得到第二噪声滤波器的输出信号。
具体地，所述第二噪声滤波器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000321
其中，FN:S(s)为第二噪声滤波器的传递函数，TNFP:S为噪声滤波原始参数，FTCCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制信号，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
高频噪声功率增益运算模块20，用于获取改进高性能超前观测器的输入信号，将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述第二噪声滤波器的输出信号输入至高频噪声功率增益计算单元，得到第二高频噪声功率增益。
在某一具体实施方式中，所述高频噪声功率增益运算模块20，还用于：
将所述改进高性能超前观测器的输入信号输入至第一高通滤波单元，得到第一高通滤波信号；将所述第一高通滤波信号输入至第一平方运算单元，得到第一平方运算信号；将所述第一平方运算信号输入至第一平均值运算单元，得到第一平均值信号；
将所述第二噪声滤波器的输出信号输入至第二高通滤波单元，得到第二高通滤波信号；将所述第二高通滤波信号输入至第二平方运算单元，得到第二平方运算信号；将所述第二平方运算信号输入至第二平均值运算单元，得到第二平均值信号；
将所述第一平均值信号及所述第二平均值信号输入至除法运算单元，得到第二高频噪声功率增益。
具体地，所述高频噪声功率增益计算单元的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000341
其中，HFNAG(t)为高频噪声幅值增益计算单元的传递函数，L-1为拉普拉斯反变换，MOV:B(s)为第二平均值运算单元的传递函数，HPF:B(s)为第二高通滤波单元的传递函数，OSHPF:B(t)为第二高通滤波单元的输出信号，OSAVO:B(t)为第二绝对值运算单元的传递函数，IS:B(t)为第二输入信号，MOV:A(s)为第一平均值运算单元的传递函数，HPF:A(s)为第一高通滤波单元的传递函数，OSHPF:A(t)为第一高通滤波的输出信号，OSAVO:A(t)为第一绝对值运算单元的输出信号，IS:A(t)为第一输入信号，TMT为第一平均值运算单元和第二平均值运算单元共同的平均时间，THPF为第一高通滤波单元和第二高通滤波单元的共同的高通滤波时间常数，t为时间值，s为拉普拉斯算子。
比较器运算模块30，用于获取预设高频噪声幅值增益，将所述预设高频噪声幅值增益及所述第二高频噪声功率增益输入至比较器，得到比较信号。
具体地，所述比较器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000351
其中，SC(t)为比较器的传递函数，ISG(t)为比较器的给定端输入信号，HFNAGG为预设高频噪声幅值增益，ISF(t)为比较器的反馈端输入信号过程，HFNAG:S(t)为第二高频噪声功率增益，DZC为比较器的死区，t为时间值。
积分控制模块40，用于将所述比较信号输入至积分控制单元，得到积分控制信号。
在某一具体实施方式中，所述积分控制模块40，还用于：
获取自动跟踪-停止的输出信号，将所述比较信号、所述自动跟踪-停止的输出信号及常数1输入至积分控制单元，得到积分控制信号。
具体地，所述积分控制单元的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000352
其中，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，TI为积分控制单元的跟踪输入，OTC为积分控制单元的输出跟踪控制，AT/S为自动跟踪-停止的输出信号，SC(t)为比较器的传递函数，TIC为积分控制单元的积分时间常数，t为时间值。
乘法器运算模块50，用于将所积分控制信号及噪声滤波原始参数输入至乘法器，得到惯性滞后时间常数给定信号。
具体地，所述乘法器的传递函数为：
NFPCV:S(t)＝SIC(t)NFPOV；
其中，NFPCV:S(t)为乘法器的传递函数，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，NFPOV为噪声滤波原始参数，t为时间值。
一阶惯性滤波器运算模块60，用于将所述惯性滞后时间常数给定信号输入至第二噪声滤波器，对第二噪声滤波器进行调整，并将所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号。
在某一具体实施方式中，所述一阶惯性滤波器运算模块60，还用于：
获取自动跟踪-停止的输出信号，将所述自动跟踪-停止的输出信号所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号。
具体地，所述一阶惯性滤波器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000361
Figure BDA0003085925340000362
其中，FOIF(s)为一阶惯性滤波器的传递函数，TFOIF为一阶惯性滤波器的时间常数，NFPCV(t)为噪声滤波原始参数控制值，GI为一阶惯性滤波器的跟踪输入，NFPOV为噪声滤波原始参数，OGC为一阶惯性滤波器的跟踪控制，AT/S自动跟踪-停止的输出信号，L-1为拉普拉斯反变换，NFPCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制值过程，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
改进高性能超前观测器运算模块70，用于将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述噪声滤波参数控制信号输入至改进高性能超前观测器，得到改进高性能超前观测器的输出信号。
其中，所述改进高性能超前观测器的输入信号为火电机组的给水流量。
具体地，所述改进高性能超前观测器的传递函数为：
Figure BDA0003085925340000371
其中，IHPLO(s)为改进高性能超前观测器的传递函数，KGC为改进高性能超前观测器的增益补偿的增益，KIPC为改进高性能超前观测器的内部比例控制的增益，NF(s)为噪声滤波器的传递函数，TNFP为噪声滤波器的噪声滤波原始参数，ESWF(s)为工程滑动窗滤波器的传递函数，nESWF为工程滑动窗滤波器的阶次，TIHPLO为改进高性能超前观测器的时间常数，s为拉普拉斯算子。
本发明提供一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，通过将所述改进高性能超前观测器的高频噪声幅值增益自动跟踪控制到预设数的高频噪声幅值增益给定，将所述改进高性能超前观测器的性能控制在最佳的状态下，并且对所述改进高性能超前观测器的在线工作影响较小。
第三方面。
本发明提供了一种电子设备，该电子设备包括：
处理器、存储器和总线；
所述总线，用于连接所述处理器和所述存储器；
所述存储器，用于存储操作指令；
所述处理器，用于通过调用所述操作指令，可执行指令使处理器执行如本申请的第一方面所示的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法对应的操作。
在一个可选实施例中提供了一种电子设备，如图15所示，图15所示的电子设备5000包括：处理器5001和存储器5003。其中，处理器5001和存储器5003相连，如通过总线5002相连。可选地，电子设备5000还可以包括收发器5004。需要说明的是，实际应用中收发器5004不限于一个，该电子设备5000的结构并不构成对本申请实施例的限定。
处理器5001可以是CPU，通用处理器，DSP，ASIC，FPGA或者其他可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件、硬件部件或者其任意组合。其可以实现或执行结合本申请公开内容所描述的各种示例性的逻辑方框，模块和电路。处理器5001也可以是实现计算功能的组合，例如包含一个或多个微处理器组合，DSP和微处理器的组合等。
总线5002可包括一通路，在上述组件之间传送信息。总线5002可以是PCI总线或EISA总线等。总线5002可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图15中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
存储器5003可以是ROM或可存储静态信息和指令的其他类型的静态存储设备，RAM或者可存储信息和指令的其他类型的动态存储设备，也可以是EEPROM、CD-ROM或其他光盘存储、光碟存储(包括压缩光碟、激光碟、光碟、数字通用光碟、蓝光光碟等)、磁盘存储介质或者其他磁存储设备、或者能够用于携带或存储具有指令或数据结构形式的期望的程序代码并能够由计算机存取的任何其他介质，但不限于此。
存储器5003用于存储执行本申请方案的应用程序代码，并由处理器5001来控制执行。处理器5001用于执行存储器5003中存储的应用程序代码，以实现前述任一方法实施例所示的内容。
其中，电子设备包括但不限于：移动电话、笔记本电脑、数字广播接收器、PDA(个人数字助理)、PAD(平板电脑)、PMP(便携式多媒体播放器)、车载终端(例如车载导航终端)等等的移动终端以及诸如数字TV、台式计算机等等的固定终端。
第四方面。
本发明提供了一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现本申请第一方面所示的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法。
本申请的又一实施例提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质上存储有计算机程序，当其在计算机上运行时，使得计算机可以执行前述方法实施例中相应内容。

Claims (20)

1.一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，用于改进高性能超前观测器，其特征在于，该方法包括：
获取噪声滤波器的噪声滤波原始参数，根据所述噪声滤波原始参数构造第二噪声滤波器；获取第二噪声滤波器的输入信号，将所述第二噪声滤波器的输入信号输入至第二噪声滤波器，得到第二噪声滤波器的输出信号；
获取改进高性能超前观测器的输入信号，将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述第二噪声滤波器的输出信号输入至高频噪声功率增益计算单元，得到第二高频噪声功率增益；
获取预设高频噪声幅值增益，将所述预设高频噪声幅值增益及所述第二高频噪声功率增益输入至比较器，得到比较信号；
将所述比较信号输入至积分控制单元，得到积分控制信号；
将所积分控制信号及噪声滤波原始参数输入至乘法器，得到惯性滞后时间常数给定信号；
将所述惯性滞后时间常数给定信号输入至第二噪声滤波器，对第二噪声滤波器进行调整，并将所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号；
将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述噪声滤波参数控制信号输入至改进高性能超前观测器，得到改进高性能超前观测器的输出信号；
所述改进高性能超前观测器的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000021
其中，IHPLO(s)为改进高性能超前观测器的传递函数，KGC为改进高性能超前观测器的增益补偿的增益，KIPC为改进高性能超前观测器的内部比例控制的增益，NF(s)为噪声滤波器的传递函数，TNFP为噪声滤波器的噪声滤波原始参数，ESWF(s)为工程滑动窗滤波器的传递函数，nESWF为工程滑动窗滤波器的阶次，TIHPLO为改进高性能超前观测器的时间常数，s为拉普拉斯算子。
2.如权利要求1所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，其特征在于，所述第二噪声滤波器的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000022
其中，FN:S(s)为第二噪声滤波器的传递函数，TNFP:S为噪声滤波原始参数，FTCCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制信号，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
3.如权利要求1所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，其特征在于，所述比较器的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000023
其中，SC(t)为比较器的传递函数，ISG(t)为比较器的给定端输入信号，HFNAGG为预设高频噪声幅值增益，ISF(t)为比较器的反馈端输入信号过程，HFNAG:S(t)为第二高频噪声功率增益，DZC为比较器的死区，t为时间值。
4.如权利要求1所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，其特征在于，所述将所述比较信号输入至积分控制单元，得到积分控制信号，包括：
获取自动跟踪-停止的输出信号，将所述比较信号、所述自动跟踪-停止的输出信号及常数1输入至积分控制单元，得到积分控制信号。
5.如权利要求4所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，其特征在于，所述积分控制单元的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000031
其中，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，TI为积分控制单元的跟踪输入，OTC为积分控制单元的输出跟踪控制，AT/S为自动跟踪-停止的输出信号，SC(t)为比较器的传递函数，TIC为积分控制单元的积分时间常数，t为时间值。
6.如权利要求1所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，其特征在于，所述乘法器的传递函数为：
NFPCV:S(t)＝SIC(t)NFPOV；
其中，NFPCV:S(t)为乘法器的传递函数，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，NFPOV为噪声滤波原始参数，t为时间值。
7.如权利要求1所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，其特征在于，所述将所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号，包括：
获取自动跟踪-停止的输出信号，将所述自动跟踪-停止的输出信号所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号。
8.如权利要求7所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，其特征在于，所述一阶惯性滤波器的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000041
Figure FDA0003534597850000042
其中，FOIF(s)为一阶惯性滤波器的传递函数，TFOIF为一阶惯性滤波器的时间常数，NFPCV(t)为噪声滤波原始参数控制值，GI为一阶惯性滤波器的跟踪输入，NFPOV为噪声滤波原始参数，OGC为一阶惯性滤波器的跟踪控制，AT/S为自动跟踪-停止的输出信号，L-1为拉普拉斯反变换，NFPCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制值过程，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
9.如权利要求1所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，其特征在于，所述将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述第二噪声滤波器的输出信号输入至高频噪声功率增益计算单元，得到第二高频噪声功率增益，包括：
将所述改进高性能超前观测器的输入信号输入至第一高通滤波单元，得到第一高通滤波信号；将所述第一高通滤波信号输入至第一平方运算单元，得到第一平方运算信号；将所述第一平方运算信号输入至第一平均值运算单元，得到第一平均值信号；
将所述第二噪声滤波器的输出信号输入至第二高通滤波单元，得到第二高通滤波信号；将所述第二高通滤波信号输入至第二平方运算单元，得到第二平方运算信号；将所述第二平方运算信号输入至第二平均值运算单元，得到第二平均值信号；
将所述第一平均值信号及所述第二平均值信号输入至除法运算单元，得到第二高频噪声功率增益。
10.如权利要求9所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法，其特征在于，所述高频噪声功率增益计算单元的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000051
其中，HFNAG(t)为高频噪声幅值增益计算单元的传递函数，L-1为拉普拉斯反变换，MOV:B(s)为第二平均值运算单元的传递函数，HPF:B(s)为第二高通滤波单元的传递函数，OSHPF:B(t)为第二高通滤波单元的输出信号，OSAVO:B(t)为第二绝对值运算单元的传递函数，IS:B(t)为第二输入信号，MOV:A(s)为第一平均值运算单元的传递函数，HPF:A(s)为第一高通滤波单元的传递函数，OSHPF:A(t)为第一高通滤波的输出信号，OSAVO:A(t)为第一绝对值运算单元的输出信号，IS:A(t)为第一输入信号，TMT为第一平均值运算单元和第二平均值运算单元共同的平均时间，THPF为第一高通滤波单元和第二高通滤波单元的共同的高通滤波时间常数，t为时间值，s为拉普拉斯算子。
11.一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，用于改进高性能超前观测器，其特征在于，该系统包括：
第二噪声滤波器建立及运算模块，用于获取噪声滤波器的噪声滤波原始参数，根据所述噪声滤波原始参数构造第二噪声滤波器；获取第二噪声滤波器的输入信号，将所述第二噪声滤波器的输入信号输入至第二噪声滤波器，得到第二噪声滤波器的输出信号；
高频噪声功率增益运算模块，用于获取改进高性能超前观测器的输入信号，通过所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述第二噪声滤波器的输出信号计算得到第二高频噪声功率增益；
比较器运算模块，用于获取预设高频噪声幅值增益，将所述预设高频噪声幅值增益及所述第二高频噪声功率增益输入至比较器，得到比较信号；
积分控制模块，用于将所述比较信号输入至积分控制单元，得到积分控制信号；
乘法器运算模块，用于根据所积分控制信号及噪声滤波原始参数得到惯性滞后时间常数给定信号；
一阶惯性滤波器运算模块，用于将所述惯性滞后时间常数给定信号输入至第二噪声滤波器，对第二噪声滤波器进行调整，并将所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数输入至一阶惯性滤波器，得到噪声滤波参数控制信号；
改进高性能超前观测器运算模块，用于将所述改进高性能超前观测器的输入信号及所述噪声滤波参数控制信号输入至改进高性能超前观测器，得到改进高性能超前观测器的输出信号；
所述改进高性能超前观测器的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000071
其中，IHPLO(s)为改进高性能超前观测器的传递函数，KGC为改进高性能超前观测器的增益补偿的增益，KIPC为改进高性能超前观测器的内部比例控制的增益，NF(s)为噪声滤波器的传递函数，TNFP为噪声滤波器的噪声滤波原始参数，ESWF(s)为工程滑动窗滤波器的传递函数，nESWF为工程滑动窗滤波器的阶次，TIHPLO为改进高性能超前观测器的时间常数，s为拉普拉斯算子。
12.如权利要求11所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，其特征在于，所述第二噪声滤波器的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000072
其中，FN:S(s)为第二噪声滤波器的传递函数，TNFP:S为噪声滤波原始参数，FTCCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制信号，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
13.如权利要求11所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，其特征在于，所述比较器的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000081
其中，SC(t)为比较器的传递函数，ISG(t)为比较器的给定端输入信号，HFNAGG为预设高频噪声幅值增益，ISF(t)为比较器的反馈端输入信号过程，HFNAG:S(t)为第二高频噪声功率增益，DZC为比较器的死区，t为时间值。
14.如权利要求11所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，其特征在于，所述积分控制模块，还用于：
获取自动跟踪-停止的输出信号，根据所述比较信号、所述自动跟踪-停止的输出信号及常数1，得到积分控制信号。
15.如权利要求14所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，其特征在于，所述积分控制单元的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000082
其中，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，TI为积分控制单元的跟踪输入，OTC为积分控制单元的输出跟踪控制，AT/S为自动跟踪-停止的输出信号，SC(t)为比较器的传递函数，TIC为积分控制单元的积分时间常数，t为时间值。
16.如权利要求11所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，其特征在于，所述乘法器的传递函数为：
NFPCV:S(t)＝SIC(t)NFPOV；
其中，NFPCV:S(t)为乘法器的传递函数，SIC(t)为积分控制单元的传递函数，NFPOV为噪声滤波原始参数，t为时间值。
17.如权利要求11所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，其特征在于，所述一阶惯性滤波器运算模块，还用于：
获取自动跟踪-停止的输出信号，根据所述自动跟踪-停止的输出信号所述惯性滞后时间常数给定信号及所述噪声滤波原始参数，得到噪声滤波参数控制信号。
18.如权利要求17所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，其特征在于，所述一阶惯性滤波器的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000091
Figure FDA0003534597850000092
其中，FOIF(s)为一阶惯性滤波器的传递函数，TFOIF为一阶惯性滤波器的时间常数，NFPCV(t)为噪声滤波原始参数控制值，GI为一阶惯性滤波器的跟踪输入，NFPOV为噪声滤波原始参数，OGC为一阶惯性滤波器的跟踪控制，AT/S自动跟踪-停止的输出信号，L-1为拉普拉斯反变换，NFPCV:S(t)为第二噪声滤波参数控制值过程，s为拉普拉斯算子，t为时间值。
19.如权利要求11所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，其特征在于，所述高频噪声功率增益运算单元，还用于：
将所述改进高性能超前观测器的输入信号输入至第一高通滤波单元，得到第一高通滤波信号；将所述第一高通滤波信号输入至第一平方运算单元，得到第一平方运算信号；将所述第一平方运算信号输入至第一平均值运算单元，得到第一平均值信号；
将所述第二噪声滤波器的输出信号输入至第二高通滤波单元，得到第二高通滤波信号；将所述第二高通滤波信号输入至第二平方运算单元，得到第二平方运算信号；将所述第二平方运算信号输入至第二平均值运算单元，得到第二平均值信号；
将所述第一平均值信号及所述第二平均值信号输入至除法运算单元，得到第二高频噪声功率增益。
20.如权利要求19所述的一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进系统，其特征在于，所述高频噪声功率增益计算单元的传递函数为：
Figure FDA0003534597850000101
其中，HFNAG(t)为高频噪声幅值增益计算单元的传递函数，L-1为拉普拉斯反变换，MOV:B(s)为第二平均值运算单元的传递函数，HPF:B(s)为第二高通滤波单元的传递函数，OSHPF:B(t)为第二高通滤波单元的输出信号，OSAVO:B(t)为第二绝对值运算单元的传递函数，IS:B(t)为第二输入信号，MOV:A(s)为第一平均值运算单元的传递函数，HPF:A(s)为第一高通滤波单元的传递函数，OSHPF:A(t)为第一高通滤波的输出信号，OSAVO:A(t)为第一绝对值运算单元的输出信号，IS:A(t)为第一输入信号，TMT为第一平均值运算单元和第二平均值运算单元共同的平均时间，THPF为第一高通滤波单元和第二高通滤波单元的共同的高通滤波时间常数，t为时间值，s为拉普拉斯算子。
CN202110580730.3A 2021-05-26 2021-05-26 一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统 Active CN113311755B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110580730.3A CN113311755B (zh) 2021-05-26 2021-05-26 一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110580730.3A CN113311755B (zh) 2021-05-26 2021-05-26 一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113311755A CN113311755A (zh) 2021-08-27
CN113311755B true CN113311755B (zh) 2022-05-10

Family

ID=77375357

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110580730.3A Active CN113311755B (zh) 2021-05-26 2021-05-26 一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113311755B (zh)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2239844A2 (en) * 2009-04-08 2010-10-13 Industrial Technology Research Institute Automatic gain control method and apparatus
CN103633914A (zh) * 2012-08-24 2014-03-12 株式会社安川电机 马达控制装置
CN108732924A (zh) * 2018-08-21 2018-11-02 广东电网有限责任公司 一种超前串级控制方法和装置
CN109445275A (zh) * 2018-11-08 2019-03-08 广东电网有限责任公司 一种比例滞后控制方法、装置及设备
CN109932898A (zh) * 2019-03-29 2019-06-25 广东电网有限责任公司 一种可调节超前观测装置
CN110601624A (zh) * 2019-08-16 2019-12-20 南京埃斯顿自动化股份有限公司 一种伺服控制装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20150117114A (ko) * 2014-04-09 2015-10-19 한국전자통신연구원 잡음 제거 장치 및 방법

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2239844A2 (en) * 2009-04-08 2010-10-13 Industrial Technology Research Institute Automatic gain control method and apparatus
CN103633914A (zh) * 2012-08-24 2014-03-12 株式会社安川电机 马达控制装置
CN108732924A (zh) * 2018-08-21 2018-11-02 广东电网有限责任公司 一种超前串级控制方法和装置
CN109445275A (zh) * 2018-11-08 2019-03-08 广东电网有限责任公司 一种比例滞后控制方法、装置及设备
CN109932898A (zh) * 2019-03-29 2019-06-25 广东电网有限责任公司 一种可调节超前观测装置
CN110601624A (zh) * 2019-08-16 2019-12-20 南京埃斯顿自动化股份有限公司 一种伺服控制装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
一种新型高性能控制器的研究与应用;李军等;《自动化学报》;20201231;第46卷(第12期);第2558-2571页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN113311755A (zh) 2021-08-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112356683B (zh) 基于电动汽车的防抖动方法、装置、设备及存储介质
CN113311755B (zh) 一种高频噪声幅值增益的自动跟踪改进方法及系统
CN113359413B (zh) 一种实际微分器的参数调节系统及方法
US9507359B2 (en) Power supply control method and device
CN113311706B (zh) 高性能超前观测器的高频噪声功率增益的自动跟踪方法
CN113311699B (zh) 高性能超前观测器的高频噪声幅值增益的自动跟踪方法
CN113312585B (zh) 高阶控制策略参数调节的高频噪声功率增益在线跟踪方法
CN113311708B (zh) 跟踪高频噪声幅值增益调节控制策略参数的方法及系统
CN113296411B (zh) 跟踪高频噪声功率增益调节控制策略参数的方法及系统
CN111294014B (zh) 一种信号积分去偏差方法及其系统、电子设备
CN113341720B (zh) 一种线性最速跟踪滤波器的控制方法、系统及装置
CN113189919B (zh) 一种高频噪声功率增益的控制系统及方法
CN113114119B (zh) 新型反馈控制器的噪声干扰水平的在线判断方法及系统
CN113325710B (zh) 一种高频噪声幅值增益的自动跟踪系统及方法
CN113296396B (zh) 一种高频噪声功率增益的自动跟踪系统及方法
CN113204230A (zh) 滑动窗跟踪微分器的高频噪声功率增益的在线测量方法
CN113189965B (zh) 新型串级控制器的噪声功率增益的在线测量方法及系统
CN113204876B (zh) Pd控制器的噪声增益计算方法、装置、设备及介质
CN116505810B (zh) 陷波器使用及伺服系统振荡抑制方法、装置、设备及介质
CN113312167B (zh) 业务控制方法和装置、电子设备、计算机可读介质
CN113193848B (zh) 改进新型基础控制器的高频噪声功率增益的在线测量方法
CN116318610B (zh) 一种变分数阶混沌系统的有限时间保密通信方法及系统
CN112597717B (zh) Ip核验证方法、装置及电子设备
CN113176729A (zh) Pid控制器的噪声干扰检测方法、装置、设备及介质
CN112350629A (zh) 一种设备的驱动控制方法、装置和存储介质

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant